JP2006332878A - ２シンボル区間積分出力の閾値設定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２シンボル区間積分出力のシンボル値の４レベル閾値による判定において、固定４レベル閾値では、送受信機間のローカル周波数の差異を原因として、２シンボル区間積分出力の振幅値が変化することから誤判定となる場合がある。
【解決手段】パケットの先頭部分に存在するプリアンブル部を用いて４レベル閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を推定算出するようにしているので、ローカル周波数の偏差による２シンボル区間積分出力Ｓｄの振幅値が変化しても、この変化に応じた閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を算出するようにしているため、シンボル値の判定誤りを軽減し、結果として、２シンボル区間積分出力Ｓｄのシンボル値を正確に識別することができる。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調信号を復調する際に、受信信号を検波して検波信号を得、この検波信号からプリアンブル部を検出し、検出したプリアンブル部から前記検波信号の２シンボル区間積分出力のシンボル値を判定するための閾値を設定する２シンボル区間積分出力の閾値設定装置に関し、例えば、ＡＩＳ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ：船舶自動識別装置）を構成するＧＭＳＫ受信機等に搭載して好適な２シンボル区間積分出力の閾値設定装置に関する。

船舶から送信されるＡＩＳ信号を受信して、その船舶の船名等の識別情報、その船舶の位置、速度、針路等の動きを知らせる情報等を確認するＡＩＳの普及が見込まれている。

図１３は、ＡＩＳ信号のパケット（ＡＩＳ用パケット）１０の１スロットの構成例を示している。このＡＩＳ用パケット１０は、合計２５６シンボル（２５６ビット）で構成されており、その内訳は、８シンボルのランプアップ、２４シンボルのプリアンブル部、８シンボルのスタートフラグ、１６８シンボルのデータ部、１６シンボルのＣＲＣ、８シンボルのエンドフラグ、２４シンボルのバッファリングである。なお、プリアンブル部は、トレーニングシーケンスとも呼ばれ、所定配列「１１００」のシンボル列が６回繰り返す合計２４シンボルの構成とされている。ここで、ＡＩＳ信号のシンボル周波数は、９６００［Ｈｚ］とされているので、プリアンブル部の所定配列「１１００」の周波数成分は、９６００／４＝２４００［Ｈｚ］になることが理解される。

このＡＩＳ信号の変調方式として、ＧＭＳＫ変調方式が採用されている。したがって、ＡＩＳ信号のＧＭＳＫ受信機（通常、ＧＭＳＫ送受信機）では、受信したＧＭＳＫ変調信号を検波し、ＡＩＳ信号のパケット１０に含まれるデータ部の１６８シンボル（シンボル値）を復調することになるが、このデータ部のシンボル値を復調する際に、タイミング信号（同期信号）が必要となり、このタイミング信号を前記プリアンブル部を検出することで生成するようにしている。

一般的に、ＧＭＳＫ変調された信号を検波し、検波信号からプリアンブル部をＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いて検出する手法が提案されている（非特許文献１）。この手法では、受信信号を検波した検波信号に対してＤＦＴが施され、そのＤＦＴ結果から、プリアンブル部の前記所定配列の変化に対応した周波数成分の強度が大きい期間をプリアンブル部として検出するようにしている。

この出願の発明者等は、この非特許文献１に記載されたＤＦＴを用いて検出する手法を上記したＡＩＳ信号に適用し、上述した２４００［Ｈｚ］の強度が大きい期間としてプリアンブル部を検出するようにした。

しかしながら、上記非特許文献１に提案された手法では、プリアンブル部以外のデータ部やノイズの受信中に、たまたま、前記プリアンブル部の前記所定配列の変化に対応した周波数成分の強度の大きい期間が存在した場合に、その期間がプリアンブル部として誤検出されてしまい、タイミング信号に誤差が含まれてしまうという問題があることが分かった。その場合には、シンボル値を正しく再生することができなくなってしまう。

「Ａ Ｆｕｌｌｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｏｎｃｏｈｅｒｅｎｔ ａｎｄ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＧＭＳＫ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ ｗｉｔｈ Ｊｏｉｎｔ Ｓｙｍｂｏｌ Ｔｉｍｉｎｇ Ｅｒｒｏｒ ａｎｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」 Ｙｕｎｇ−Ｌｉａｎｇ Ｈｕａｎｇ，Ｋｏｎｇ−Ｄａｒ Ｆａｎ，ａｎｄ Ｃｈｉａ−Ｃｈｉ Ｈｕａｎｇ，ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＶＥＨＩＣＵＬＡＲ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＹ，２０００年５月，ＶＯＬ．４９，ＮＯ．３，８６３頁〜８７４頁。

この非特許文献１に係る上記した問題を解決する手法を、この出願の発明者等は、特願２００４−００８０４９号明細書等で提案している。

ところで、パケット１０のプリアンブル部を検出した後、データ部のシンボル値を判定しようとするとき、検波信号自体のシンボル値では変化が大きすぎるので、例えば検波信号の２シンボル区間積分出力を得ることが考えられる。この２シンボル区間積分出力は、過去２シンボル区間のデータ列に着目すると、４つの組に分類でき、各組毎の４レベルの閾値でデータの大小を判定すれば、現在のシンボル値のみに着目して２つレベルの閾値を設定した場合に比較して識別精度が向上することが分かった。

より具体的に説明すると、図１４に示すように、過去の２シンボルが「１１」のとき、現シンボル（判定しようとするシンボルであり判定シンボルともいう。）が「１」か「０」かを判定するときに、現シンボルの次のシンボルは「１」又は「０」であるので、２シンボル区間積分出力は、「１１１１」，「１１１０」，「１１０１」，「１１００」の４通りの変化となる。なお、シンボル値「１」は、実際上、正の値、シンボル値「０」は、実際上、負の値である。

この図１４の例では、閾値ＴＨ１は、２シンボル区間積分出力「１１１１」と「１１００」の最終値間の１／２の値の固定値として設定される。そして、この閾値ＴＨ１より２シンボル区間積分出力の値が大きいときには、「１」、小さいときには「０」と判定する。

また、図１５に示すように、過去２シンボルが「１０」のとき、判定シンボルが「１」か「０」かを判定するときに、次のシンボルは「１」又は「０」であるので、２シンボル区間積分出力は、「１０１１」，「１０１０」，「１００１」，「１０００」の４通りの変化となる。

この図１５の例では、閾値ＴＨ２は、２シンボル区間積分出力「１０１１」と「１０００」の最終値間の１／２の値の固定値として設定される。そして、この閾値ＴＨ２より２シンボル区間積分出力の値が大きいときには、「１」、小さいときには「０」と判定する。

さらに、図１６に示すように、過去２シンボルが「０１」のとき、判定シンボルが「１」か「０」かを判定するときに、次のシンボルは「１」又は「０」であるので、２シンボル区間積分出力は、「０１１１」，「０１１０」，「０１０１」，「０１００」の４通りの変化となる。

この図１６の例では、閾値ＴＨ３は、２シンボル区間積分出力「０１１１」と「０１００」の最終値間の１／２の値の固定値として設定される。そして、この閾値ＴＨ３より２シンボル区間積分出力の値が大きいときには、「１」、小さいときには「０」と判定する。

さらにまた、図１７に示すように、過去２シンボルが「００」のとき、判定シンボルが「１」か「０」かを判定するときに、次のシンボルは「１」又は「０」であるので、２シンボル区間積分出力は、「００１１」，「００１０」，「０００１」，「００００」の４通りの変化となる。

この図１７の例では、閾値ＴＨ４は、２シンボル区間積分出力「００１１」と「００００」の最終値間の１／２の値の固定値として設定される。そして、この閾値ＴＨ１より２シンボル区間積分出力の値が大きいときには、「１」、小さいときには「０」と判定する。

しかしながら、このように４レベル閾値ＴＨ１〜ＴＨ４によるシンボル値判定の場合には、２レベル閾値判定に比較して識別精度は向上するが、ＲＦ信号をＩＦ信号の周波数に変換するローカル発振器の周波数（ローカル周波数）にＧＭＳＫ送信機とＧＭＳＫ受信機との間で周波数偏差が存在する場合、２シンボル区間積分出力の振幅値が変化してしまい、固定した４レベルの閾値ＴＨ１〜ＴＨ４では判定が誤ることとなり、２レベル閾値判定に比較して判定結果が劣化する場合があることが分かる。

この発明は、このような課題を考慮してなされたものであり、送信機と受信機の各ローカル周波数に周波数偏差が存在する場合でも、４レベルの閾値での正確な判定を可能とし、その結果、４レベル閾値判定で、２レベル閾値判定に比較して判定結果が劣化しない２シンボル区間積分出力の閾値設定装置を提供することを目的とする。

この発明の２シンボル区間積分出力の閾値設定装置は、所定配列のシンボル列が３回以上繰り返すプリアンブル部と、任意配列のシンボル列からなるデータ部とを含むＧＭＳＫ変調信号を受信して検波した検波信号の１シンボル区間積分出力を得、この１シンボル区間積分出力中の前記プリアンブル部を検出するとともに前記検波信号の２シンボル区間積分出力を得、前記プリアンブル部を検出した後、前記データ部の前記２シンボル区間積分出力のシンボル値を４つの閾値により判定するための前記４つの閾値の設定装置であって、前記プリアンブル部の前記１シンボル区間積分出力の最大値と最小値を算出する最大値最小値算出回路と、前記最大値と最小値との間に前記４つの閾値を設定する閾値設定回路とを備えることを特徴とする。

この発明によれば、最大値最小値算出回路でプリアンブル部の１シンボル区間積分出力の最大値と最小値を算出するようにしている。プリアンブル部の１シンボル区間積分出力には、周波数偏差による１シンボル区間積分出力の振幅値の変化分が含まれているので、この最大値と最小値との間に閾値設定回路により４つの閾値を設定することで、同様に周波数偏差による２シンボル区間出力値の振幅値の変化分が相殺されることから、２シンボル区間積分出力のシンボル値を正確に識別することができる。

なお、プリアンブル部を検出する際に、１シンボル区間積分出力中、プリアンブル部の所定配列のシンボル列の倍数で、かつプリアンブル部の全体長さの半分より長く、プリアンブル部の全体長さより短い所定観測区間における所定配列のシンボルに対応する周波数スペクトルの強度を検出することで、プリアンブル部を確実に検出することができる。

このようにして、検出したプリアンブル部の１シンボル区間積分出力の最大値と最小値を算出することで、一層確実に２シンボル区間積分出力に対応した４つの閾値を設定することができる。

なお、閾値設定回路は、４つの閾値を、それぞれ、最大値を√２で割った閾値、最大値を√２で割った閾値に２／３を掛けた閾値、最小値を√２で割った閾値、最小値を√２で割った閾値に２／３を掛けた閾値として設定することができる。

この発明によれば、４レベル閾値を、受信信号の先頭部分近傍に存在するプリアンブル部の１シンボル区間積分出力の最大値と最小値との間に設定するように構成している。換言すれば、周波数の偏差により１シンボル区間積分出力のシンボル値が変化した場合においても、この変化に応じた非固定の閾値に設定するように構成しているので、２シンボル区間積分出力のシンボル値の判定誤りを軽減することができる。すなわち、送信機と受信機の各ローカル周波数の間で周波数偏差が存在する場合でも、４レベルの閾値での正確な判定を可能とし、その結果、４レベル閾値判定で、２レベル閾値判定に比較して判定結果が劣化しないという効果が達成される。

以下、この発明に係る２シンボル区間積分出力の閾値設定装置の一実施形態が適用されたＧＭＳＫ受信機を例として説明する。なお、以下の説明において、上述した図１３〜図１７も、必要に応じて参照する。

図１は、この実施形態に係るＧＭＳＫ受信機２０の構成を示している。このＧＭＳＫ受信機２０では、アンテナ２２で受信されたＵＨＦ帯の電波は、ＲＦ処理回路２４で低雑音増幅、周波数変換処理されＩＦ信号に変換される。

受信信号であるＩＦ信号は、中心周波数が４５０［ｋＨｚ］の帯域通過フィルタであるＩＦフィルタ２６で、フィルタリングされ、検波部２８で検波されＡ／Ｄ変換されてデジタル信号の検波信号とされる。

検波信号は、元のＧＭＦＫ変調波となり、図１３に示したパケット１０の構造を有しているが、このままでは、変化がはげしく、データ部のシンボル値を復調（復元）しにくいので、１シンボル区間積分回路３０で、１シンボル区間積分処理を行い、１シンボル区間積分出力Ｓｉを得る。

図２は、１シンボル区間積分回路３０（後述する１シンボル区間積分回路３２の構成も同じ。）の回路例を示している。１シンボル区間積分回路３０は、１シンボル遅延回路（１シンボル区間遅延回路）４１と、１シンボル遅延回路４１の出力と、非遅延の出力とを加算して１シンボル区間積分出力Ｓｉを出力する加算回路４２とから構成される。なお、１シンボル区間（期間）は、Ｔで表す。

図３は、１シンボル区間積分回路３０の一般的な動作説明に供される波形図であり、１シンボル区間積分回路３０の入力信号Ｓ１は、１シンボル遅延回路４１により位相差９０［゜］に対応する１シンボル区間Ｔだけ遅延された１シンボル区間遅延出力Ｓ２とされる。そして、非遅延の入力信号Ｓ１と１シンボル区間遅延出力Ｓ２とが加算回路４２で加算され、１シンボル区間積分出力Ｓｉが得られる。なお、後述する２シンボル区間積分出力Ｓｄは、一般的に説明すると、図３に示した１シンボル区間積分出力Ｓｉを１シンボル区間遅延させた２シンボル区間遅延出力（不図示）と、１シンボル区間積分出力Ｓｉとを加算回路で加算した和として得られる。

図４は、検波部２８で検波された実際の検波信号の図１３に示したパケット１０の最初の１００シンボルに対応する、シンボル区間積分回路３０の出力として得られる１シンボル区間積分出力Ｓｉの例を示している。横軸は、シンボルタイミングｔ、縦軸は、振幅を略０〜±１に正規化した値で示している。なお、１シンボル区間積分回路３０において最大値最小値は、略±１に制限している。

図４に示した１シンボル区間積分出力Ｓｉにおいて、シンボルタイミングｔ＝０＋近傍の最初のピークはノイズ、次のピークツーピークの１周期分の波形は、この１周期分の波形に続く、６周期分（シンボル区間２４Ｔ）の「１１００」のピークツーピークの繰り返しからなるプリアンブル部（プリアンブル信号区間）の１周期分のコピー波形である。また、シンボルタイミングｔ＝４０より少し手前の台形部分の波形は、パケット１０中のシンボル区間８Ｔ分のスタートフラグに対応し、それ以降の波形はデータ部に対応する（図１３参照）。

１シンボル区間積分回路３０から出力される１シンボル区間積分出力Ｓｉは、２シンボル区間積分出力Ｓｄを得るための１シンボル区間積分回路３２に供給されるとともに、プリアンブル部検出回路３４に供給される。

図５は、図４に示した１シンボル区間積分出力Ｓｉをさらに１シンボル区間積分した２シンボル区間積分出力Ｓｄの波形を示している。ただし、２シンボル区間積分回路３２において、最大値最小値は、略±３に制限している。このように、１シンボル区間積分回路３０と、これに直列に接続された１シンボル区間積分回路３２により、２シンボル区間積分回路が構成される。

次に、１シンボル区間積分出力Ｓｉが供給されるプリアンブル部検出回路３４でのＡＩＳ信号のパケット１０からのプリアンブル部を検出する動作について説明する。

図６は、プリアンブル部検出回路３４のブロック図を示している。１シンボル区間積分出力Ｓｉは、上記Ａ／Ｄ変換のタイミング毎に、ＤＦＴ部５２を構成するシフトレジスタ５８に順次供給される。

シフトレジスタ５８からパラレル出力される１シンボル区間積分出力Ｓｉｓは、この強度取得部５４で、プリアンブル部のシンボル区間２４Ｔより短い所定観測区間Ｔｄ、この実施形態ではシンボル区間１６Ｔ（Ｔｄ＝１６Ｔ）で、１シンボル区間Ｔ毎にＤＦＴ処理した後、特定の周波数成分、ここでは、プリアンブル部の周波数成分である２４００［Ｈｚ］の強度（信号電力）を検出してプリアンブル部検出部５６に順次出力する。

所定観測区間Ｔｄは、１シンボル区間積分出力Ｓｉ中、プリアンブル部の所定配列のシンボル列「１１００」（シンボル区間４Ｔ）の倍数で、かつプリアンブル部（シンボル区間２４Ｔ）の半分（シンボル区間１２Ｔ）より長く、プリアンブル部の全体（シンボル区間２４Ｔ）より短い区間としている。したがって、この実施形態では、所定観測区間Ｔｄは、シンボル区間１６Ｔ又はシンボル区間２０Ｔが選定される。

このようにして選定した所定観測区間Ｔｄ、この実施形態ではシンボル区間１６Ｔにおける所定配列「１１００」のシンボル列に対応する周波数スペクトルの強度Ｐ２４００（２４００［Ｈｚ］の周波数スペクトルの強度を意味する。）を検出することで、プリアンブル部検出部５６で、プリアンブル部を確実に検出することができる。

図７は、シンボル区間Ｔのタイミングずつ順次、所定観測区間Ｔｄ（＝１６Ｔ）毎にプリアンブル部の前縁を含む領域Ａ、プリアンブル部の領域Ｂ、プリアンブル部の後縁を含む領域Ｃで、ＤＦＴ処理がなされる状態を示している。したがって、ＤＦＴ処理の区間、すなわち所定観測区間Ｔｄがプリアンブル部と重なる場合、すなわち領域Ｂで、その強度Ｐ２４００が大きくなるはずである。

プリアンブル部検出部５６は、強度取得部５４によって得られた強度Ｐ２４００からプリアンブル部を検出する。そのために、まず、強度取得部５４で得られた所定観測区間Ｔｄ毎の強度Ｐ２４００を所定の閾値ＡＴＨと比較する。強度Ｐ２４００の値が、所定の閾値ＡＴＨ以上である場合には、その強度Ｐ２４００が得られている期間は、プリアンブル部である可能性が高い。ここで、所定の閾値ＡＴＨとしては、実際に得られる強度あるいは得られると見込まれる強度を元に適切な値、例えば最大強度の９０［％］の大きさを予め設定しておく。

そこで、プリアンブル部検出部５６は、所定回数連続したシンボル区間（タイミング）で得られた強度Ｐ２４００が、所定の閾値ＡＴＨ以上であるとき、そのシンボル区間をプリアンブル部とする。

図８は、ＡＩＳ信号のパケット１０を受信した場合の、図４に示した検波信号に対応する１シンボル区間積分出力Ｓｉのシンボル区間Ｔ毎に上記所定観測区間ＴｄでＤＦＴ処理した結果の２４００［Ｈｚ］帯の上記強度Ｐ２４００の値の変化を示している。

複数回連続したシンボル期間で強度Ｐ２４００が所定の閾値ＡＴＨより高い期間が出現していることが分かる。

また、強度Ａ２４００は、プリアンブル部のシンボル区間２４Ｔより短いシンボル区間１６Ｔにわたって所定の閾値ＡＴＨより大きくなっていることが分かる。これは、ＤＦＴ処理の所定観測区間Ｔｄ（＝１６Ｔ）が、プリアンブル部の前または後にずれている場合の図７のＡまたはＣの強度Ｐ２４００が、プリアンブル部に含まれる場合の図７のＢの強度Ｐ２４００に比べて小さくなるからである。また、図８のプリアンブル部に対応する期間以外では、連続して所定の閾値ＡＴＨを超える期間は出現していないことも分かる。

このような現象を考慮し、プリアンブル部と決定するために、所定の閾値ＡＴＨを連続的に超える回数は、シンボル区間Ｔの最小で４回、好ましくは８回程度に設定する。この場合、プリアンブル部検出部５６は、所定の閾値ＡＴＨを超えたときにのみＨＩＧＨレベル信号が入力されるカウンタを備え、そのカウント数が所定連続回数である８回に到達したときにプリアンブル部であると判定するようにすればよい。なお、所定の閾値ＡＴＨを超えなかったときに入力されたＬＯＷレベル信号によってカウント数がリセットされるようにすれば、連続所定回数によってプリアンブル部の検出を行うことができる。所定の閾値ＡＴＨを超える連続回数は、上記例には限られず、通信環境や装置構成等に応じて異なる値に設定することができる。

このようにして、図８に示すように、シンボルタイミングｔがｔ＝２０以降の部分で、プリアンブル部検出部５６によりプリアンブル部が検出されたとき、タイミング信号検出部６０では、シフトレジスタ５８の１シンボル区間積分出力Ｓｉからタイミング信号（同期信号）ｔｃを検出し、データ判定回路（シンボル値判定回路）３８でのシンボル値を検出するタイミングとしてデータ判定回路３８に出力する。

その一方、ＤＦＴ部５２のシフトレジスタ５８からは、対応するプリアンブル部の１シンボル区間積分出力Ｓｉの波形のデータ（プリアンブル部対応１シンボル区間積分出力Ｓｉｐという。）が出力され、２シンボル区間積分出力閾値設定回路３６に供給される。図８例の場合には、シンボルタイミングｔがｔ＝２０の位置から８シンボルタイミング経過時の直前の１シンボル区間積分出力Ｓｉの波形のデータがプリアンブル部対応１シンボル区間積分出力Ｓｉｐとして、２シンボル区間積分出力閾値設定回路３６に供給される。

図９は、２シンボル区間積分出力閾値設定回路３６のブロック図を示している。２シンボル区間積分出力閾値設定回路３６は、最大値最小値算出回路６２と、最大値最小値算出回路６２で算出され保持されている最大値ＭＡＸからプラス側の閾値ＴＨ１、ＴＨ２を算出する閾値推定乗算回路６４と最大値最小値算出回路６２で算出され保持されている最小値ＭＩＮからマイナス側の閾値ＴＨ３、ＴＨ４を算出する閾値推定乗算回路６６とから構成されている。ここで、閾値推定乗算回路６４と閾値推定乗算回路６６とは、閾値設定回路６８を構成する。

図１０は、プリアンブル部検出部５６でプリアンブル部が検出されたときのプリアンブル部対応１シンボル区間積分出力Ｓｉｐの一部である６シンボル期間６Ｔの波形を示している。シンボル列は「１１００１１」である。なお、図１０中、縦軸の値Ｘと値Ｙは、それぞれ、データ判定回路３８で振幅制限される最大値と最小値である。すなわち、図５を参照して説明した２シンボル区間積分出力Ｓｄの最大値と最小値に対応する。

最大値最小値算出回路６２は、この図１０に示すプリアンブル部対応１シンボル区間積分出力Ｓｉｐの最大値ＭＡＸと最小値ＭＩＮを検出し保持して、それぞれ、閾値推定乗算回路６４と、閾値推定乗算回路６６に供給する。

閾値推定乗算回路６４と閾値推定乗算回路６６は、それぞれ、次の（１）〜（４）式により、閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を決定し、データ判定回路３８に出力する。

ＴＨ１＝ＭＡＸ／√２ …（１）
ＴＨ２＝（ＭＡＸ／√２）×２／３ …（２）
ＴＨ３＝（ＭＩＮ×√２）×２／３ …（３）
ＴＨ４＝ＭＩＮ／√２ …（４）

すなわち、閾値設定回路６８は、閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を、それぞれ、最大値ＭＡＸを√２で割った閾値ＴＨ１、最大値ＭＡＸを√２で割った閾値ＴＨ１に２／３を掛けた閾値ＴＨ２、最小値ＭＩＮを√２で割った閾値ＴＨ４、最小値ＭＩＮを√２で割った閾値ＴＨ４に２／３を掛けた閾値ＴＨ３をデータ判定回路３８に出力する。

図１１は、データ判定回路３８のブロック図を示している。データ判定回路３８は、閾値選択手段としてのセレクタ７２を備えている。セレクタ７２は、過去の２シンボルのシンボル値の判定結果に基づき、閾値ＴＨ１〜ＴＨ４中、所定の閾値ＴＨを出力するように構成されている。

過去の２シンボルのシンボル値は、シフトレジスタで構成される１シンボル遅延保持回路７４、７６で保持されている。

セレクタ７２が保持する閾値ＴＨ１〜ＴＨ４の選定表を図１２に示す。セレクタ７２は、図１４〜図１７を参照して説明したように、過去の２シンボルが「１１」であった場合には閾値ＴＨ１、「１０」であった場合には閾値ＴＨ２、「０１」であった場合には閾値ＴＨ３、「００」であった場合には閾値ＴＨ４をそれぞれ減算回路７８の減数入力に出力する。閾値ＴＨ１〜ＴＨ４は、「１１００」の所定配列を有するプリアンブル部のアイパターンの開口点の値に等しい値となる。

ここで、減算回路７８の被減数入力には、２シンボル区間積分出力Ｓｄが供給されているので、減算回路７８の出力には、現シンボルに係る差信号（Ｓｄ−ＴＨ）が出力され、その差信号（Ｓｄ−ＴＨ）の値がゼロコンパレータ８０により比較され、正の値であった場合には、判定結果としてのシンボル値「１」を、負の値であった場合には、判定結果としてのシンボル値「０」を出力する。

以上説明したように、上述した実施形態によれば、所定配列「１１００」のシンボル列が６回繰り返すプリアンブル部と、任意配列のシンボル列からなるデータ部とを含むパケット１０の構成を有するＧＭＳＫ変調信号を受信して検波した検波信号の１シンボル区間積分出力Ｓｉを得、この１シンボル区間積分出力Ｓｉ中の前記プリアンブル部を検出するとともに前記検波信号の２シンボル区間積分出力Ｓｄを得、前記プリアンブル部を検出した後、前記データ部の前記２シンボル区間積分出力Ｓｄのシンボル値を４つの閾値ＴＨ１〜ＴＨ４により判定するための前記４つの閾値ＴＨ１〜ＴＨ４の設定装置であって、前記プリアンブル部の前記１シンボル区間積分出力Ｓｉの最大値ＭＡＸと最小値ＭＩＮを算出する最大値最小値算出回路６２と、最大値ＭＡＸと最小値ＭＩＮとの間に４つの閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を設定する閾値設定回路６８とを備えている。

従来方式では４レベル閾値ＴＨ１〜ＴＨ４が固定であったため、送信機と受信機との間のローカル周波数の偏差が発生している場合に、１シンボル区間積分出力Ｓｉ、２シンボル区間積分出力Ｓｄの振幅値等が変化し、シンボル値の判定結果に誤りが生じることがあった。この実施形態では、パケット１０の先頭部分に存在するプリアンブル部を用いて４レベル閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を推定算出するようにしているので、ローカル周波数の偏差によるシンボル区間積分出力の振幅値が変化しても、この変化に応じた閾値ＴＨ１〜ＴＨ４を算出するようにしているため、シンボル値の判定誤りを軽減し、結果として、２シンボル区間積分出力Ｓｄのシンボル値を正確に識別することができる。

なお、プリアンブル部を検出する際に、１シンボル区間積分出力Ｓｉ中、プリアンブル部の所定配列「１１００」のシンボル列の倍数で、かつプリアンブル部の全体長さ２４シンボルの半分である１２シンボルより長く、プリアンブル部の全体長さ２４シンボルより短い所定観測区間Ｔｄ（＝１６Ｔ）における所定配列「１１００」のシンボルに対応する周波数スペクトルの強度を検出するようにしているので、プリアンブル部を確実に検出することができる。

なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

この実施形態に係る閾値設定装置が適用されたＧＭＳＫ受信機の構成図である。 図１に示すＧＭＳＫ受信機中、１シンボル区間積分回路の回路ブロック図である。 １シンボル区間積分回路の一般的な動作説明に供される波形図である。 ＡＩＳ信号のパケットの最初の１００シンボルに対応する１シンボル区間積分出力の波形図である。 図４例の１シンボル区間積分出力をさらに１シンボル区間積分した２シンボル区間積分出力の波形図である。 図１に示すＧＭＳＫ受信機中、プリアンブル部検出回路の回路ブロック図である。 ＤＦＴ処理区間の説明図である。 ＤＦＴ処理結果の周波数スペクトルの強度変化を示す説明図である。 図１に示すＧＭＳＫ受信機中、２シンボル区間積分出力閾値設定回路の回路ブロック図である。 プリアンブル部検出部で検出されたプリアンブル部対応１シンボル区間積分出力波形と４つの閾値の関係を示す説明図である。 図１に示すＧＭＳＫ受信機中、データ判定回路の回路ブロック図である。 過去の２シンボルから閾値ＴＨ１〜ＴＨ４のいずれかを選定するための選定表の説明図である。 ＡＩＳ信号のパケットの１スロットの構成例を示す説明図である。 過去の２シンボルが「１１」のときの現シンボル値を判定する閾値の設定方法の説明図である。 過去の２シンボルが「１０」のときの現シンボル値を判定する閾値の設定方法の説明図である。 過去の２シンボルが「０１」のときの現シンボル値を判定する閾値の設定方法の説明図である。 過去の２シンボルが「００」のときの現シンボル値を判定する閾値の設定方法の説明図である。

符号の説明

１０…パケット ２０…ＧＭＳＫ受信機
３０、３２…１シンボル区間積分回路 ３４…プリアンブル部検出回路
３６…２シンボル区間積分出力閾値設定回路
３８…データ判定回路

Claims (4)

1. 所定配列のシンボル列が３回以上繰り返すプリアンブル部と、任意配列のシンボル列からなるデータ部とを含むＧＭＳＫ変調信号を受信して検波した検波信号の１シンボル区間積分出力を得、この１シンボル区間積分出力中の前記プリアンブル部を検出するとともに前記検波信号の２シンボル区間積分出力を得、前記プリアンブル部を検出した後、前記データ部の前記２シンボル区間積分出力のシンボル値を４つの閾値により判定するための前記４つの閾値の設定装置であって、
   前記プリアンブル部の前記１シンボル区間積分出力の最大値と最小値を算出する最大値最小値算出回路と、
   前記最大値と最小値との間に前記４つの閾値を設定する閾値設定回路と
   を備えることを特徴とする２シンボル区間積分出力の閾値設定装置。
2. 請求項１記載の２シンボル区間積分出力の閾値設定装置において、
   前記プリアンブル部を検出する際、前記１シンボル区間積分出力中、前記プリアンブル部の前記所定配列のシンボル列の倍数で、かつ前記プリアンブル部の全体長さの半分より長く、前記プリアンブル部の全体長さより短い所定観測区間における前記所定配列のシンボルに対応する周波数スペクトルの強度を検出することで、前記プリアンブル部を検出するプリアンブル部検出回路を、
   さらに備えることを特徴とする２シンボル区間積分出力の閾値設定装置。
3. 請求項２記載の２シンボル区間積分出力の閾値設定装置において、
   前記最大値最小値算出回路は、
   前記プリアンブル部検出回路で検出した前記周波数スペクトルの強度に基づき検出された前記プリアンブル部の１シンボル区間積分出力の最大値と最小値を算出する
   ことを特徴とする２シンボル区間積分出力の閾値設定装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の２シンボル区間積分出力の閾値設定装置において、
   前記閾値設定回路は、前記４つの閾値を、それぞれ、前記最大値を√２で割った閾値、前記最大値を√２で割った閾値に２／３を掛けた閾値、前記最小値を√２で割った閾値、前記最小値をを√２で割った閾値に２／３を掛けた閾値
   として設定することを特徴とする２シンボル区間積分出力の閾値設定装置。

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