JPH10155002A - バースト信号検出器 - Google Patents
バースト信号検出器Info
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- JPH10155002A JPH10155002A JP31103796A JP31103796A JPH10155002A JP H10155002 A JPH10155002 A JP H10155002A JP 31103796 A JP31103796 A JP 31103796A JP 31103796 A JP31103796 A JP 31103796A JP H10155002 A JPH10155002 A JP H10155002A
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- burst signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＥＥＥ８０２．１１仕様に準拠したＦＨ−
ＦＳＫ通信方式に適したバースト信号検出器を得る。 【解決手段】 入力信号ｆをＡ／Ｄ変換器１にてサンプ
リングクロック信号でＡ／Ｄ変換しディジタル信号ａと
する。ディジタル信号ａを分岐し、一方はシフトレジス
タで構成された遅延回路２−１を介して、１シンボル遅
延した信号ｂを導出する。論理演算２にて信号ａ及びｂ
を乗算すると、無信号期間の乗算結果は一定振幅の雑音
信号出力となり、プリアンブル部の乗算結果は−１レベ
ルに固定される。信号ｃを平均化回路３により時間的に
平均すると、無信号期間では０レベルとなる。他方プリ
アンブル部では平均出力も−１レベルの固定値となる。
プリアンブルを受信すると、平均化回路３内の時定数に
従って、−１レベルに変化する。この変化を検出してバ
ースト信号の立ち上がりを検出する。
ＦＳＫ通信方式に適したバースト信号検出器を得る。 【解決手段】 入力信号ｆをＡ／Ｄ変換器１にてサンプ
リングクロック信号でＡ／Ｄ変換しディジタル信号ａと
する。ディジタル信号ａを分岐し、一方はシフトレジス
タで構成された遅延回路２−１を介して、１シンボル遅
延した信号ｂを導出する。論理演算２にて信号ａ及びｂ
を乗算すると、無信号期間の乗算結果は一定振幅の雑音
信号出力となり、プリアンブル部の乗算結果は−１レベ
ルに固定される。信号ｃを平均化回路３により時間的に
平均すると、無信号期間では０レベルとなる。他方プリ
アンブル部では平均出力も−１レベルの固定値となる。
プリアンブルを受信すると、平均化回路３内の時定数に
従って、−１レベルに変化する。この変化を検出してバ
ースト信号の立ち上がりを検出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はバースト信号検出器
に関し、特に無線ＬＡＮシステムに使用されるＦＨ−Ｆ
ＳＫ通信方式の信号復調用バースト信号検出器に関す
る。
に関し、特に無線ＬＡＮシステムに使用されるＦＨ−Ｆ
ＳＫ通信方式の信号復調用バースト信号検出器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】無線ＬＡＮシステム用の信号伝送方式と
して、ＩＳＭ（Industrial, Scientific and Medical）
バンドを用いた方式がＩＥＥＥ（米国電気電子学会）に
て標準化されている。本発明は、このＩＥＥＥ８０２．
１１仕様に準拠したＦＨ（Frequency Hopping ）−ＦＳ
Ｋ（Frequency Shift Keying；周波数偏移変調）通信方
式用の復調器の信号検出器に関する。
して、ＩＳＭ（Industrial, Scientific and Medical）
バンドを用いた方式がＩＥＥＥ（米国電気電子学会）に
て標準化されている。本発明は、このＩＥＥＥ８０２．
１１仕様に準拠したＦＨ（Frequency Hopping ）−ＦＳ
Ｋ（Frequency Shift Keying；周波数偏移変調）通信方
式用の復調器の信号検出器に関する。
【０００３】ＬＡＮ端末間はデータの呼に応じて、バー
スト（間欠的）信号によりデータの授受が行われ、周波
数資源の有効利用が図られる。受信側では間欠的（バー
スト信号として）に到来する信号を受信・復調して、デ
ータ端末に受信データを送出する。
スト（間欠的）信号によりデータの授受が行われ、周波
数資源の有効利用が図られる。受信側では間欠的（バー
スト信号として）に到来する信号を受信・復調して、デ
ータ端末に受信データを送出する。
【０００４】このとき、バースト信号にはデータの開始
を示すフレームヘッダとしての、復調器のクロック同期
のためのプリアンブルが付加されていて、復調器はこの
プリアンブル（フレーム同期信号）期間内で様々の同
期、例えばクロック同期を確立する必要がある。例えば
変調信号を復調するためには、同期復調方式であれば高
速なキャリア再生、あるいは変調シンボルクロックを再
生するためのクロック同期等を、このプリアンブルの期
間内に完了する必要がある。
を示すフレームヘッダとしての、復調器のクロック同期
のためのプリアンブルが付加されていて、復調器はこの
プリアンブル（フレーム同期信号）期間内で様々の同
期、例えばクロック同期を確立する必要がある。例えば
変調信号を復調するためには、同期復調方式であれば高
速なキャリア再生、あるいは変調シンボルクロックを再
生するためのクロック同期等を、このプリアンブルの期
間内に完了する必要がある。
【０００５】このような高速同期を確立するためには、
信号の到着を正しく、素早く知ることが重要である。逆
に言えば、信号を明確に検知できれば、プリアンブル期
間内に充分、再生回路の動作モードや動作パラメータを
調整して、高速同期を図ることができる。
信号の到着を正しく、素早く知ることが重要である。逆
に言えば、信号を明確に検知できれば、プリアンブル期
間内に充分、再生回路の動作モードや動作パラメータを
調整して、高速同期を図ることができる。
【０００６】無線ＬＡＮシステムのＦＨ−ＦＳＫ通信方
式用復調器においては、図５に示すように受信されたＦ
ＳＫ変調波は、複数の増幅器８を通過した後、振幅制限
器６により振幅変動成分を除去されて一定振幅の信号
（図４のｅ）となる。図５の振幅制限器６は図３の振幅
制限器６と同一であって、図３の振幅制限器６の出力信
号を周波数弁別器７で、ベースバンドの（ディジタルデ
ータ）信号ｆに変換する。
式用復調器においては、図５に示すように受信されたＦ
ＳＫ変調波は、複数の増幅器８を通過した後、振幅制限
器６により振幅変動成分を除去されて一定振幅の信号
（図４のｅ）となる。図５の振幅制限器６は図３の振幅
制限器６と同一であって、図３の振幅制限器６の出力信
号を周波数弁別器７で、ベースバンドの（ディジタルデ
ータ）信号ｆに変換する。
【０００７】図４のｆに示すように、復調のためのクロ
ック信号等がプリアンブル期間内に再生されると、信号
ｆから受信した変調ディジタルデータを復調できる。一
方、図４のｆに示すようにＦＳＫ復調処理７の結果、無
信号時においてもデータ信号と同一レベルの雑音信号が
出力されることとなる。
ック信号等がプリアンブル期間内に再生されると、信号
ｆから受信した変調ディジタルデータを復調できる。一
方、図４のｆに示すようにＦＳＫ復調処理７の結果、無
信号時においてもデータ信号と同一レベルの雑音信号が
出力されることとなる。
【０００８】この信号ｆからプリアンブルを検出するこ
とは容易でないので、従来は図５に示すように増幅器８
の出力の振幅変動を含むバースト信号ｉを、エンベロー
プ検波器（受信信号強度表示器；ＲＳＳＩ；Receiving
Signal Strength Indicator）９でエンベロープ信号ｇ
に変換し、閾値信号発生器１１からの閾値電圧ＶTH’と
比較器１０で比較してエンベロープ立ち上がり信号ｈを
導出する。この動作は図６に示すように、振幅変動やノ
イズを含むバースト信号ｉをエンベロープ検波９する
と、ノイズやレベル変動を含むエンベロープ信号ｇが得
られる。一方、比較器１０に例えば信号ｇが加えられる
と、閾値ＶTH’に達した位相にエンベロープ立ち上がり
信号ｈが発生する。
とは容易でないので、従来は図５に示すように増幅器８
の出力の振幅変動を含むバースト信号ｉを、エンベロー
プ検波器（受信信号強度表示器；ＲＳＳＩ；Receiving
Signal Strength Indicator）９でエンベロープ信号ｇ
に変換し、閾値信号発生器１１からの閾値電圧ＶTH’と
比較器１０で比較してエンベロープ立ち上がり信号ｈを
導出する。この動作は図６に示すように、振幅変動やノ
イズを含むバースト信号ｉをエンベロープ検波９する
と、ノイズやレベル変動を含むエンベロープ信号ｇが得
られる。一方、比較器１０に例えば信号ｇが加えられる
と、閾値ＶTH’に達した位相にエンベロープ立ち上がり
信号ｈが発生する。
【０００９】もし、比較器１０に加わるエンベロープ信
号が、図６のｇ’に示すようなきれいな信号である場合
は、エンベロープの立ち上がりを正しく示すエンベロー
プ立ち上がり信号ｈが得られ、バースト信号の立ち上が
り、すなわちプリアンブルの立ち上がりを正しく検出で
きるが、通常はエンベロープ検波器９に加わるバースト
信号ｉは、図６のｉに示すように伝送路の雑音特性等に
よって、ノイズが重畳したり、レベルが変動したりする
ので、エンベロープ検波された信号ｇも図６のｇに示す
ようにノイズやレベル変動を伴い、正確にバースト信号
の立ち上がりを取り出すことができない場合もあった。
号が、図６のｇ’に示すようなきれいな信号である場合
は、エンベロープの立ち上がりを正しく示すエンベロー
プ立ち上がり信号ｈが得られ、バースト信号の立ち上が
り、すなわちプリアンブルの立ち上がりを正しく検出で
きるが、通常はエンベロープ検波器９に加わるバースト
信号ｉは、図６のｉに示すように伝送路の雑音特性等に
よって、ノイズが重畳したり、レベルが変動したりする
ので、エンベロープ検波された信号ｇも図６のｇに示す
ようにノイズやレベル変動を伴い、正確にバースト信号
の立ち上がりを取り出すことができない場合もあった。
【００１０】この問題を解決するために、特開平５−１
１０６１１号公報には図７に示すように、位相偏移変調
方式の受信信号から正確にバースト信号の立ち上がりを
検出する方法が提案されている。
１０６１１号公報には図７に示すように、位相偏移変調
方式の受信信号から正確にバースト信号の立ち上がりを
検出する方法が提案されている。
【００１１】図７において、バースト信号検出装置は、
バースト状受信波に相互に直交する局部発振波を乗算す
ることによって、直交座標系復調信号を出力する直交復
調手段１２と、直交復調手段１２から出力された直交座
標系復調信号を極座標系復調信号に変換する極座標変換
手段１３と、極座標変換手段１３により算出された位相
角度分散をあらかじめ定められた閾値と比較し、分散が
閾値より小である場合に信号ありと判定する比較手段１
５とから構成される。
バースト状受信波に相互に直交する局部発振波を乗算す
ることによって、直交座標系復調信号を出力する直交復
調手段１２と、直交復調手段１２から出力された直交座
標系復調信号を極座標系復調信号に変換する極座標変換
手段１３と、極座標変換手段１３により算出された位相
角度分散をあらかじめ定められた閾値と比較し、分散が
閾値より小である場合に信号ありと判定する比較手段１
５とから構成される。
【００１２】この場合、信号の位相の分散が算出され、
分散が所定の値以下である場合に信号ありと判断され
る。すなわち、ノイズのみで信号のない状態にあって
は、位相角度は原点を中心として、３６０°の範囲にほ
ぼ一様に分布するため、位相角度の分散は大きな値とな
る。これに対し信号のある状態にあっては、位相角度は
信号の位相角度の周辺に分布するため、位相角度の分散
は小さな値となる。従って、振幅のＳ／Ｎ比が小さい場
合であっても、バースト信号の有無を確実に判定するこ
とが可能となるとされている。
分散が所定の値以下である場合に信号ありと判断され
る。すなわち、ノイズのみで信号のない状態にあって
は、位相角度は原点を中心として、３６０°の範囲にほ
ぼ一様に分布するため、位相角度の分散は大きな値とな
る。これに対し信号のある状態にあっては、位相角度は
信号の位相角度の周辺に分布するため、位相角度の分散
は小さな値となる。従って、振幅のＳ／Ｎ比が小さい場
合であっても、バースト信号の有無を確実に判定するこ
とが可能となるとされている。
【００１３】さらに、図８に示すバースト信号の検出原
理図において、横軸に直交変換後のＩ成分を、縦軸に直
交変換後のＱ成分をとる。すなわち、ノイズだけで信号
のない状態においては、信号のベクトルは原点を中心と
する円１６内にほぼ一様に分布するため、位相角度の分
散は大きな値をとることとなる。
理図において、横軸に直交変換後のＩ成分を、縦軸に直
交変換後のＱ成分をとる。すなわち、ノイズだけで信号
のない状態においては、信号のベクトルは原点を中心と
する円１６内にほぼ一様に分布するため、位相角度の分
散は大きな値をとることとなる。
【００１４】これに対し信号がある場合は、信号ベクト
ル１７の周囲にノイズの影響が現れることとなるため、
位相角度Θは次式の範囲で変動することとなる。θ−δ
≦Θ≦θ＋δ、ただし、θは信号の位相角度、δはノイ
ズによる位相角度の変動幅である。従って、位相角度の
分散は比較的小さな値をとることとなる。この信号のあ
る場合の位相角度の分散と、信号のない場合の位相角度
の分散との差を利用して、信号の有無を検出することが
可能となるとされている。
ル１７の周囲にノイズの影響が現れることとなるため、
位相角度Θは次式の範囲で変動することとなる。θ−δ
≦Θ≦θ＋δ、ただし、θは信号の位相角度、δはノイ
ズによる位相角度の変動幅である。従って、位相角度の
分散は比較的小さな値をとることとなる。この信号のあ
る場合の位相角度の分散と、信号のない場合の位相角度
の分散との差を利用して、信号の有無を検出することが
可能となるとされている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】特開平５−１１０６１
１号公報に記載された提案によれば、位相偏移変調され
た信号に対しては、Ｓ／Ｎ比が小さい（ノイズが多い）
場合でも、正確にバースト信号の立ち上がりを検出でき
るが、本発明に関連するＦＳＫ（周波数偏移変調）信号
に対してはこの方法は適用できない。すなわち、位相偏
移変調の場合は、図８の位相角度分散の説明図におい
て、信号がある場合は小さな位相角度分散を持つが、周
波数偏移変調された信号は、信号がある場合でも、位相
角度分散は３６０°の範囲にほぼ一様に分布することに
なるので、信号の有無を位相角度分散からは検出できな
い。
１号公報に記載された提案によれば、位相偏移変調され
た信号に対しては、Ｓ／Ｎ比が小さい（ノイズが多い）
場合でも、正確にバースト信号の立ち上がりを検出でき
るが、本発明に関連するＦＳＫ（周波数偏移変調）信号
に対してはこの方法は適用できない。すなわち、位相偏
移変調の場合は、図８の位相角度分散の説明図におい
て、信号がある場合は小さな位相角度分散を持つが、周
波数偏移変調された信号は、信号がある場合でも、位相
角度分散は３６０°の範囲にほぼ一様に分布することに
なるので、信号の有無を位相角度分散からは検出できな
い。
【００１６】本発明の目的は、ＩＥＥＥ８０２．１１仕
様に準拠したＦＨ−ＦＳＫ通信方式に適したバースト信
号検出器を提供することである。
様に準拠したＦＨ−ＦＳＫ通信方式に適したバースト信
号検出器を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明による受信したバ
ースト信号を増幅し、周波数弁別した出力から、前記バ
ースト信号の立ち上がりを検出するバースト信号検出器
は、前記バースト信号をアナログ／ディジタル変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力を二分し
一方を１クロック遅延して他方と乗算する乗算手段と、
前記乗算手段の出力を積分する平均化手段と、前記平均
化手段の出力を一定の閾値と比較し前記平均化手段の出
力が前記閾値よりマイナスになった瞬間を前記バースト
信号の立ち上がりとして検出することを特徴とする。
ースト信号を増幅し、周波数弁別した出力から、前記バ
ースト信号の立ち上がりを検出するバースト信号検出器
は、前記バースト信号をアナログ／ディジタル変換する
Ａ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力を二分し
一方を１クロック遅延して他方と乗算する乗算手段と、
前記乗算手段の出力を積分する平均化手段と、前記平均
化手段の出力を一定の閾値と比較し前記平均化手段の出
力が前記閾値よりマイナスになった瞬間を前記バースト
信号の立ち上がりとして検出することを特徴とする。
【００１８】本発明の作用は次の通りである。ＩＥＥＥ
８０２．１１に準拠したＦＨ−ＦＳＫ変調無線ＬＡＮ方
式の、バースト信号の先頭部にあるクロック再生用のプ
リアンブルには、”１０１０１０１・・・・・”と交互
に”１”と”０”が繰り返すパターンが用いられてい
る。この繰り返しパターンを検出することにより、バー
スト信号の立ち上がりを検出する。
８０２．１１に準拠したＦＨ−ＦＳＫ変調無線ＬＡＮ方
式の、バースト信号の先頭部にあるクロック再生用のプ
リアンブルには、”１０１０１０１・・・・・”と交互
に”１”と”０”が繰り返すパターンが用いられてい
る。この繰り返しパターンを検出することにより、バー
スト信号の立ち上がりを検出する。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例について
図面を参照して説明する。
図面を参照して説明する。
【００２０】図１は本発明によるバースト信号検出器の
実施例の構成を示すブロック図である。図１を参照する
と、本発明のバースト信号検出器は、図３に示す周波数
弁別器７の出力ｆに接続され、入力信号ｆをＡ／Ｄ（ア
ナログ／ディジタル）変換するＡ／Ｄ変換回路１、１ク
ロック（シンボル）遅延させるシフトレジスタで構成さ
れた遅延回路２−１、遅延回路２−１で１シンボル遅延
した信号ｂと遅延しない信号ａとを乗算する乗算回路
２、乗算回路２で乗算された信号ｃを平均化する平均化
回路３、閾値信号発生回路５からの閾値信号（ＶTH）と
平均化回路３の出力ｄとを比較して出力する比較器４で
構成される。
実施例の構成を示すブロック図である。図１を参照する
と、本発明のバースト信号検出器は、図３に示す周波数
弁別器７の出力ｆに接続され、入力信号ｆをＡ／Ｄ（ア
ナログ／ディジタル）変換するＡ／Ｄ変換回路１、１ク
ロック（シンボル）遅延させるシフトレジスタで構成さ
れた遅延回路２−１、遅延回路２−１で１シンボル遅延
した信号ｂと遅延しない信号ａとを乗算する乗算回路
２、乗算回路２で乗算された信号ｃを平均化する平均化
回路３、閾値信号発生回路５からの閾値信号（ＶTH）と
平均化回路３の出力ｄとを比較して出力する比較器４で
構成される。
【００２１】本発明の実施例の動作は、まず入力信号ｆ
をＡ／Ｄ変換器１にて、シンボルレート（クロック周
期）の整数倍のサンプリングクロック信号でＡ／Ｄ変換
し、ディジタル信号ａとする。ディジタル信号ａは図４
に示すように、無信号時の雑音信号とプリアンプル部の
データ信号とで同一信号レベルとなるが、図２のａに示
す信号パターンに注目すると、プリアンブル部は−１レ
ベルと＋１レベルとを交互に繰り返す一定な信号パター
ンになっていることがわかる。
をＡ／Ｄ変換器１にて、シンボルレート（クロック周
期）の整数倍のサンプリングクロック信号でＡ／Ｄ変換
し、ディジタル信号ａとする。ディジタル信号ａは図４
に示すように、無信号時の雑音信号とプリアンプル部の
データ信号とで同一信号レベルとなるが、図２のａに示
す信号パターンに注目すると、プリアンブル部は−１レ
ベルと＋１レベルとを交互に繰り返す一定な信号パター
ンになっていることがわかる。
【００２２】この信号ａを分岐し、一方はシフトレジス
タで構成された遅延回路２−１を介して、信号ａに対し
１シンボル（クロック周期）遅延した信号ｂを導出す
る。論理演算２にて信号ａ及びｂを乗算すると、無信号
期間の乗算結果は一定振幅の雑音信号出力となり、プリ
アンブル部ではプリアンブルデータが有する特徴的な信
号パターンにより、１ビット間の乗算が信号ａ及びｂ間
で常に−１レベルと＋１レベルとの間で行われるため、
乗算結果は図２ｃに示すように−１レベルに固定され
る。
タで構成された遅延回路２−１を介して、信号ａに対し
１シンボル（クロック周期）遅延した信号ｂを導出す
る。論理演算２にて信号ａ及びｂを乗算すると、無信号
期間の乗算結果は一定振幅の雑音信号出力となり、プリ
アンブル部ではプリアンブルデータが有する特徴的な信
号パターンにより、１ビット間の乗算が信号ａ及びｂ間
で常に−１レベルと＋１レベルとの間で行われるため、
乗算結果は図２ｃに示すように−１レベルに固定され
る。
【００２３】乗算処理２により得られた信号ｃの瞬時値
を、積分器を用いた平均化回路３により時間的に平均す
ると、無信号期間では雑音信号のプラス側とマイナス側
の成分が相殺され、図２ｄに示すように平均出力レベル
は０レベルとなる。他方プリアンブル部では上述の乗算
結果により、平均出力も−１レベルの固定値となる。す
なわち、平均化回路３の出力ｄは、図２ｄに示すよう
に、無信号時は０レベルを保持し、プリアンブルを受信
すると、平均化回路３内の積分器が有する時定数に従っ
て、−１レベルに変化する。
を、積分器を用いた平均化回路３により時間的に平均す
ると、無信号期間では雑音信号のプラス側とマイナス側
の成分が相殺され、図２ｄに示すように平均出力レベル
は０レベルとなる。他方プリアンブル部では上述の乗算
結果により、平均出力も−１レベルの固定値となる。す
なわち、平均化回路３の出力ｄは、図２ｄに示すよう
に、無信号時は０レベルを保持し、プリアンブルを受信
すると、平均化回路３内の積分器が有する時定数に従っ
て、−１レベルに変化する。
【００２４】この変化を検出するために、閾値信号発生
回路５により閾値ＶTHを設定し、比較器４にて信号ｄと
ＶTHとを比較する。比較結果が信号ｄ＜ＶTHとなった場
合にプリアンブルであると判定し、バースト信号の立ち
上がり（到来）を検出する。
回路５により閾値ＶTHを設定し、比較器４にて信号ｄと
ＶTHとを比較する。比較結果が信号ｄ＜ＶTHとなった場
合にプリアンブルであると判定し、バースト信号の立ち
上がり（到来）を検出する。
【００２５】最終的な検出はレベル検出になるが、平均
化回路３内の積分器で充分に平均化（積分）されている
ので、検出のＳ／Ｎ比は充分に高く、正確にバースト信
号の立ち上がりを検出することができる。
化回路３内の積分器で充分に平均化（積分）されている
ので、検出のＳ／Ｎ比は充分に高く、正確にバースト信
号の立ち上がりを検出することができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、ＩＥＥＥ
８０２．１１仕様に準拠した無線ＬＡＮシステムの、Ｆ
Ｈ−ＦＳＫ方式のバースト信号のプリアンブルの信号パ
ターンの特徴を利用して、バースト信号の立ち上がりを
正確に検出できる効果がある。
８０２．１１仕様に準拠した無線ＬＡＮシステムの、Ｆ
Ｈ−ＦＳＫ方式のバースト信号のプリアンブルの信号パ
ターンの特徴を利用して、バースト信号の立ち上がりを
正確に検出できる効果がある。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】本発明の実施例の各部の信号波形図である。
【図３】本発明の関連するＦＨ−ＦＳＫ信号の復調回路
のブロック図である。
のブロック図である。
【図４】本発明の関連するＦＨ−ＦＳＫ信号の復調回路
の各部の波形図である。
の各部の波形図である。
【図５】従来のバースト信号検出器の一例のブロック図
である。
である。
【図６】従来のバースト信号検出器の一例の各部の波形
図である。
図である。
【図７】従来のバースト信号検出器の他の一例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来のバースト信号検出器の他の一例のベクト
ル図である。
ル図である。
１ Ａ／Ｄ変換回路 ２ 乗算回路 ２−１ 遅延回路 ３ 平均化回路 ４ 比較器 ５ 閾値信号発生回路
Claims (5)
- 【請求項１】 受信したバースト信号を増幅し、周波数
弁別した出力から、前記バースト信号の立ち上がりを検
出するバースト信号検出器であって、前記バースト信号
をアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換手段と、前
記Ａ／Ｄ変換手段の出力を二分し一方を１クロック遅延
して他方と乗算する乗算手段と、前記乗算手段の出力を
積分する平均化手段と、前記平均化手段の出力を一定の
閾値と比較し前記平均化手段の出力が前記閾値よりマイ
ナスになった瞬間を前記バースト信号の立ち上がりとし
て検出することを特徴とするバースト信号検出器。 - 【請求項２】 前記受信したバースト信号が、ＩＥＥＥ
８０２．１１仕様に準拠した無線ＬＡＮシステムのＦＨ
−ＦＳＫ方式のバースト信号であることを特徴とする請
求項１記載のバースト信号検出器。 - 【請求項３】 前記受信したバースト信号が、その立ち
上がり部に”１”と”０”を交互に繰り返す信号パター
ンを持つプリアンブルを含むことを特徴とする請求項１
あるいは２記載のバースト信号検出器。 - 【請求項４】 前記受信したバースト信号を増幅し、振
幅制限器で振幅変動を除去した後に周波数弁別すること
を特徴とする請求項１，２あるいは３記載のバースト信
号検出器。 - 【請求項５】 前記Ａ／Ｄ変換手段の出力を１クロック
遅延する手段が、シフトレジスタにより構成されること
を特徴とする請求項１，２，３あるいは４記載のバース
ト信号検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31103796A JPH10155002A (ja) | 1996-11-21 | 1996-11-21 | バースト信号検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31103796A JPH10155002A (ja) | 1996-11-21 | 1996-11-21 | バースト信号検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10155002A true JPH10155002A (ja) | 1998-06-09 |
Family
ID=18012365
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31103796A Pending JPH10155002A (ja) | 1996-11-21 | 1996-11-21 | バースト信号検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10155002A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003526281A (ja) * | 2000-03-09 | 2003-09-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ２−ｆｓｋ信号の存在を検出する方法及び無線端末 |
| US7330382B2 (en) * | 2002-08-01 | 2008-02-12 | Micron Technology, Inc. | Programmable DQS preamble |
| CN112748689A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-05-04 | 南京天际易达通信技术有限公司 | 一种猝发信号自动采集系统 |
-
1996
- 1996-11-21 JP JP31103796A patent/JPH10155002A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003526281A (ja) * | 2000-03-09 | 2003-09-02 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | ２−ｆｓｋ信号の存在を検出する方法及び無線端末 |
| US7330382B2 (en) * | 2002-08-01 | 2008-02-12 | Micron Technology, Inc. | Programmable DQS preamble |
| US7349269B2 (en) | 2002-08-01 | 2008-03-25 | Micron Technology, Inc. | Programmable DQS preamble |
| CN112748689A (zh) * | 2020-12-30 | 2021-05-04 | 南京天际易达通信技术有限公司 | 一种猝发信号自动采集系统 |
| CN112748689B (zh) * | 2020-12-30 | 2022-01-04 | 南京天际易达通信技术有限公司 | 一种猝发信号自动采集系统 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031202 |