JPS5881363A - 直接変調周波数変調デ−タ受信機 - Google Patents
直接変調周波数変調デ−タ受信機Info
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- JPS5881363A JPS5881363A JP57185401A JP18540182A JPS5881363A JP S5881363 A JPS5881363 A JP S5881363A JP 57185401 A JP57185401 A JP 57185401A JP 18540182 A JP18540182 A JP 18540182A JP S5881363 A JPS5881363 A JP S5881363A
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- signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
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- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は集積回路（ＩＣ）として作るのに適し、ページ
ング受信機として用いることができる直接変１１ＦＭデ
ータ受信機に関するものである。
ング受信機として用いることができる直接変１１ＦＭデ
ータ受信機に関するものである。
ｔＣとして作ることを意図し、従来がらのスーパーへテ
ロフィン受信機の代りになれる［直接変換Ｊ （ｄ＋
ｒｅｃｔ Ｃ０ＩＶｅｒＳｉＯ１１）とか「無中間周
波」（ＯｅｒＯＩ 、 ｆ、 ）受信機構造と呼ばれる
ものに対して多くの提案がなされてきた。例えば、英国
特許第１．５３０．６０２号明細書を参照されたい。し
かし、この直接変調受信機の出力信号の周波数は変調信
号の搬送周波数からの正方向の偏移に対してと負方向の
偏移に対してとて同一であるから、直角位相出力（ｏｕ
ａｄｒａｔｕｒｅｏｕｔｐｕｔ ）を出す一対のフロン
トエンドミクサを設ける必要があり、正の場合と負の場
合とを弁別するために復調器が相当に複雑になる。
ロフィン受信機の代りになれる［直接変換Ｊ （ｄ＋
ｒｅｃｔ Ｃ０ＩＶｅｒＳｉＯ１１）とか「無中間周
波」（ＯｅｒＯＩ 、 ｆ、 ）受信機構造と呼ばれる
ものに対して多くの提案がなされてきた。例えば、英国
特許第１．５３０．６０２号明細書を参照されたい。し
かし、この直接変調受信機の出力信号の周波数は変調信
号の搬送周波数からの正方向の偏移に対してと負方向の
偏移に対してとて同一であるから、直角位相出力（ｏｕ
ａｄｒａｔｕｒｅｏｕｔｐｕｔ ）を出す一対のフロン
トエンドミクサを設ける必要があり、正の場合と負の場
合とを弁別するために復調器が相当に複雑になる。
従って、本発明の目的は直接変１１ＦＭデータ受信機の
構造を簡単にするにある。
構造を簡単にするにある。
本発明によれば周波数偏移（Δｆ）を伴なう直接変調さ
れた周波数変調信号と、局部発振信号とを受は取るミク
サ手段を具える直接変調周波数変調データ受信機におい
て、局部発振信号が信号チャンネル内には入るが、入力
信号の搬送波の周波数から量（δｆ）だけずれている周
波数を有し、信号音（Δτ＋δｔ）と（Δｆ−δｆ）と
を弁別し、これらから出力データ信号を導き出すための
復調手段を設けたことを特徴とする直接変調周波数変調
データ受信機が提供される。
れた周波数変調信号と、局部発振信号とを受は取るミク
サ手段を具える直接変調周波数変調データ受信機におい
て、局部発振信号が信号チャンネル内には入るが、入力
信号の搬送波の周波数から量（δｆ）だけずれている周
波数を有し、信号音（Δτ＋δｔ）と（Δｆ−δｆ）と
を弁別し、これらから出力データ信号を導き出すための
復調手段を設けたことを特徴とする直接変調周波数変調
データ受信機が提供される。
このような本発明は局部発振周波数を搬送周波数ｆｃか
ら少量δｆずらせばミクサがら取り出される２個の信号
音Δｆ±δｆがもはや等しくなく、ずっと簡単な復調回
路を用いることができることを認識した上でなされたも
のである。回路が簡単になればそれだけ一層安価になり
且つ受信機を集積回路化するのが容易になる。殊に有利
な点は直角位相ミクサとチャンネルの平衡の問題が回避
できることである。得られる受信機はベージングで使用
されるようなピット速度が遅く、周波数偏移が大きいＦ
Ｍ信号を受信するのに適したものとなる。 またミクサ
の出力側で隣接チャンネルは二つとも所望の信号音より
周波数が高いがら、低域フィルタで隣接チャンネルを除
去することができる。これは隣接チャンネルが所望の信
号の両側にあり、帯域フィルタを用いなければ所望の信
号だけを選択できないスーパーヘテロゲイン受信機と異
なる。
ら少量δｆずらせばミクサがら取り出される２個の信号
音Δｆ±δｆがもはや等しくなく、ずっと簡単な復調回
路を用いることができることを認識した上でなされたも
のである。回路が簡単になればそれだけ一層安価になり
且つ受信機を集積回路化するのが容易になる。殊に有利
な点は直角位相ミクサとチャンネルの平衡の問題が回避
できることである。得られる受信機はベージングで使用
されるようなピット速度が遅く、周波数偏移が大きいＦ
Ｍ信号を受信するのに適したものとなる。 またミクサ
の出力側で隣接チャンネルは二つとも所望の信号音より
周波数が高いがら、低域フィルタで隣接チャンネルを除
去することができる。これは隣接チャンネルが所望の信
号の両側にあり、帯域フィルタを用いなければ所望の信
号だけを選択できないスーパーヘテロゲイン受信機と異
なる。
本発明の一実施例によればチャンネルの選択性を改良す
る手段を設ける。これらの手段は復調手段内に各フィル
タがその関連信号音を通すのに最適化されている帯域フ
ィルタを含めることもある。
る手段を設ける。これらの手段は復調手段内に各フィル
タがその関連信号音を通すのに最適化されている帯域フ
ィルタを含めることもある。
この目的で代りにアダプティブ フィルタを用いること
もできる。これらのフィルタが２個の信号音を分離でき
るためには、オフセット（δｆ）がデータビット速度の
約半分を越えねばならない。
もできる。これらのフィルタが２個の信号音を分離でき
るためには、オフセット（δｆ）がデータビット速度の
約半分を越えねばならない。
ミクサから復調手段への信号通路内に付加的に又は代り
に低域フィルタ又は別の帯域フィルタを設けることもで
きる。低域フィルタよりも２つの信号音を通すに足る十
分広い通過帯域を有する別の帯域フィルタを用いる方が
秀れている利点は低周波の１／ｆ雑音のいくつかを・減
衰させることができることである。
に低域フィルタ又は別の帯域フィルタを設けることもで
きる。低域フィルタよりも２つの信号音を通すに足る十
分広い通過帯域を有する別の帯域フィルタを用いる方が
秀れている利点は低周波の１／ｆ雑音のいくつかを・減
衰させることができることである。
局部発振器自体を高安定度の発振器とすることができる
。代りにＡＦＣシステムで局部発振器を安定することも
できるが、その場合ＩＩＩＷＪ電圧は復調手段のデータ
出力端子又はミクサの出力端子若しくは復調手段内の帯
域フィルタから取り出すことができる。後者の場合加算
後のミクサ又は帯域フィルタからの信号を周波数偏移Δ
ｆに対応する周波数を有する別の局部発振器信号と再度
混合する。このもう一つのミクサからの出力を濾波した
侵信号蝿周波数弁別を受ける。この弁別器の出力が制御
電圧を含み、局部発振器に印加される。
。代りにＡＦＣシステムで局部発振器を安定することも
できるが、その場合ＩＩＩＷＪ電圧は復調手段のデータ
出力端子又はミクサの出力端子若しくは復調手段内の帯
域フィルタから取り出すことができる。後者の場合加算
後のミクサ又は帯域フィルタからの信号を周波数偏移Δ
ｆに対応する周波数を有する別の局部発振器信号と再度
混合する。このもう一つのミクサからの出力を濾波した
侵信号蝿周波数弁別を受ける。この弁別器の出力が制御
電圧を含み、局部発振器に印加される。
所望とあらば、受信機内に自動利得制御を導入すること
ができる。
ができる。
隣接チャンネル間のガード帯域の幅を最大にするために
は局部発振器のオフセット（δｆ）を周波数偏移より小
さくするのが望ましい。
は局部発振器のオフセット（δｆ）を周波数偏移より小
さくするのが望ましい。
実施例を挙げて図面につき本発明の詳細な説明する。
図面につき説明すると、搬送波ｆｃ、周波数偏移Δｔ、
即ち周波数ｒｅ±Δｆの直接変調ＦＭ入力信号１０（第
２図）がアンテナ１２で受信され、ミクサ１４の一方の
入力端子に印加される。この所望の信号の他に第２図に
破線で示゛した隣接チャンネル信号もアンテナ１２で受
信され、ミクサ１４に送られる。本例では信号チャンネ
ル内に入るが搬送周波数（ｆｃ＞から少量（δｆ）ずれ
た周波数ＩＬ−ｔｏ−δｔの信号を出力する高安定度局
部発振器２０をミクサ１４の他方の入力端子に接続する
。後に詳述することはないが、やろうと思えば局部発振
器は周波数Ｃｆｃ＋δｆ）の信号を出力するようにする
こともできる。ミクサ１４の出力信号は第３図に示すよ
うに信号音Δｆ＋δｆ及びΔを一δｆ並びに周波数偏移
した隣接チャンネル信＠１６′及び１８′を含む。第３
図のミクサの出カスベクトルを調べたところ２９個の信
号音Δｆ＋δｆとΔｆ−δｆのピークは２６ｆだけ離れ
ていることが判かうた。このようにして２個の信号音は
周波数に違いがあるから、適当な弁別器で互に別けるこ
とができる。
即ち周波数ｒｅ±Δｆの直接変調ＦＭ入力信号１０（第
２図）がアンテナ１２で受信され、ミクサ１４の一方の
入力端子に印加される。この所望の信号の他に第２図に
破線で示゛した隣接チャンネル信号もアンテナ１２で受
信され、ミクサ１４に送られる。本例では信号チャンネ
ル内に入るが搬送周波数（ｆｃ＞から少量（δｆ）ずれ
た周波数ＩＬ−ｔｏ−δｔの信号を出力する高安定度局
部発振器２０をミクサ１４の他方の入力端子に接続する
。後に詳述することはないが、やろうと思えば局部発振
器は周波数Ｃｆｃ＋δｆ）の信号を出力するようにする
こともできる。ミクサ１４の出力信号は第３図に示すよ
うに信号音Δｆ＋δｆ及びΔを一δｆ並びに周波数偏移
した隣接チャンネル信＠１６′及び１８′を含む。第３
図のミクサの出カスベクトルを調べたところ２９個の信
号音Δｆ＋δｆとΔｆ−δｆのピークは２６ｆだけ離れ
ていることが判かうた。このようにして２個の信号音は
周波数に違いがあるから、適当な弁別器で互に別けるこ
とができる。
図示した例では帯域がビット速度５１２ビット／秒に対
して例えば５００Ｈｚの帯域フィルタ２２゜２４により
２個の信号音が互に分離されると共に全ての低周波雑音
から分離される。各帯域フィルタ２２．２４の出力信号
は夫々の振幅（又は包絡線）検波器２６．２８に入力さ
れる。そしてデータ信号を再生するために振幅検波器２
６．２８の出力信号を差回路３０で比較し、端子３２に
データ出力を与える。
して例えば５００Ｈｚの帯域フィルタ２２゜２４により
２個の信号音が互に分離されると共に全ての低周波雑音
から分離される。各帯域フィルタ２２．２４の出力信号
は夫々の振幅（又は包絡線）検波器２６．２８に入力さ
れる。そしてデータ信号を再生するために振幅検波器２
６．２８の出力信号を差回路３０で比較し、端子３２に
データ出力を与える。
所望とあらば、帯域フィルタ２２．２４の代りに７ダプ
テイプ フィルタ（図示せず）を用いることもできる。
テイプ フィルタ（図示せず）を用いることもできる。
アダプティブ フィルタは例えば、１９７５年にＪ、
ｗｉｌｅｙ ＆ ５ｏｎｓ社から刊行されたＥ、Ｒ
，Ｈｎａｃｋの“Ａ ｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ
Ｌ ＋ｎｅａｒ Ｉｎｔｅａｎａｔｅｄｃ １ｒｃｕ
ｉｔｓ″の第１９１〜１９４頁に説明があり、既知であ
る。ここではアダプティブ フィルタはフィルタの入力
側と出力側の例えば位相関係をモニタし、差があれば誤
差を出すように働くものであるといえば充分だと思われ
る。フィルタが正しく同調されている時は入力側と出力
側の闇の位相関係は正しい。
ｗｉｌｅｙ ＆ ５ｏｎｓ社から刊行されたＥ、Ｒ
，Ｈｎａｃｋの“Ａ ｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ
Ｌ ＋ｎｅａｒ Ｉｎｔｅａｎａｔｅｄｃ １ｒｃｕ
ｉｔｓ″の第１９１〜１９４頁に説明があり、既知であ
る。ここではアダプティブ フィルタはフィルタの入力
側と出力側の例えば位相関係をモニタし、差があれば誤
差を出すように働くものであるといえば充分だと思われ
る。フィルタが正しく同調されている時は入力側と出力
側の闇の位相関係は正しい。
上述した復調器ではアダプティブ フィルタを用いるな
らばアダプティブ フィル゛りは信号音の周波数の変化
に追従して自己を調整することになろう。こうすれば少
量の局部発振器のドリフトは許されることになる。蓋し
、アダプティブフィルタが例えば自動周波数制御（ＡＦ
Ｃ）が適用された後残留しているドリフトを一切除去す
る最終トリムとして働くからである。アダプティブフィ
ルタを用いる利点はきちっと制御できるパラメータでは
ない可能性のある周波数偏移の変化 Δｆに追従できる
ことである。
らばアダプティブ フィル゛りは信号音の周波数の変化
に追従して自己を調整することになろう。こうすれば少
量の局部発振器のドリフトは許されることになる。蓋し
、アダプティブフィルタが例えば自動周波数制御（ＡＦ
Ｃ）が適用された後残留しているドリフトを一切除去す
る最終トリムとして働くからである。アダプティブフィ
ルタを用いる利点はきちっと制御できるパラメータでは
ない可能性のある周波数偏移の変化 Δｆに追従できる
ことである。
オフセットδｆは周波数偏移Δｆよりも小さくし、ピー
クとピークを過大に分離したり、隣接チャンネル間のガ
ード帯域を不当に浸食したりしないようにすると好適で
ある。オフセットの上限はガード帯域が浸食されて丁度
Ｏになるところである。
クとピークを過大に分離したり、隣接チャンネル間のガ
ード帯域を不当に浸食したりしないようにすると好適で
ある。オフセットの上限はガード帯域が浸食されて丁度
Ｏになるところである。
帯域フィルタ２２．２４が十分な隣接チャンネルの選択
を与えない時はミクサ１４の出力端子と帯域フィルタ２
２．２４との間に低域又は帯域フィルタ３６を設けるこ
とにより周波数がずれているチャンネ信号１６′、１８
”を減衰させることができる。事実、弁別器が濾波を与
えない場合とか又はオフセット局部発振器信号ｆｃ−δ
ｆ （又はｆｃ＋δｔ）を用いることにより信号間のガ
ード帯域４０（第３図）がアンテナ１２で受信した信号
の隣接チャンネル間より狭いためチャンネル間隔が狭い
場合にはフィルタ３６は不可欠である。隣接する信号チ
ャンネル１６′及び１８′はいずれもミクサの出力側で
所望の信号音より周波数が高いから、低域フィルタによ
り除去することができる（これは隣接チャンネルが所望
の信号の両側にあって帯域フィルタでなければ除去′で
きないスーパーヘテロゲイン受信装置と異なる）。フィ
ルタ３６を低域フィルタでなく帯域フィルタとして作る
利点は特性ロールオフが一層急峻になり、このため選択
性が良くなり、１／ｆ雑音のいくつかを除去できること
にある。
を与えない時はミクサ１４の出力端子と帯域フィルタ２
２．２４との間に低域又は帯域フィルタ３６を設けるこ
とにより周波数がずれているチャンネ信号１６′、１８
”を減衰させることができる。事実、弁別器が濾波を与
えない場合とか又はオフセット局部発振器信号ｆｃ−δ
ｆ （又はｆｃ＋δｔ）を用いることにより信号間のガ
ード帯域４０（第３図）がアンテナ１２で受信した信号
の隣接チャンネル間より狭いためチャンネル間隔が狭い
場合にはフィルタ３６は不可欠である。隣接する信号チ
ャンネル１６′及び１８′はいずれもミクサの出力側で
所望の信号音より周波数が高いから、低域フィルタによ
り除去することができる（これは隣接チャンネルが所望
の信号の両側にあって帯域フィルタでなければ除去′で
きないスーパーヘテロゲイン受信装置と異なる）。フィ
ルタ３６を低域フィルタでなく帯域フィルタとして作る
利点は特性ロールオフが一層急峻になり、このため選択
性が良くなり、１／ｆ雑音のいくつかを除去できること
にある。
局部発振器２０め・安定度が高いことは所望の周波数の
信号トーンを発生するのを助ける上で必要である。例え
ば、局部発信周波数ｆＬ（−ｆＯ−δｆ）がドリフトし
、受信信号の搬送波ｆｃが一定である時は、信号音Δ「
−δ「及びΔｒ＋δｆは直接変換点を中心として対称的
に動き、それから追跡する（第６Ａ図及び第６Ｂ図参照
）。局部発振器の出力と搬送波が互の方向にドリフトす
る時は２個の信号音が互の方向に動き、即ち１δｆ１が
小さくなる。
信号トーンを発生するのを助ける上で必要である。例え
ば、局部発信周波数ｆＬ（−ｆＯ−δｆ）がドリフトし
、受信信号の搬送波ｆｃが一定である時は、信号音Δ「
−δ「及びΔｒ＋δｆは直接変換点を中心として対称的
に動き、それから追跡する（第６Ａ図及び第６Ｂ図参照
）。局部発振器の出力と搬送波が互の方向にドリフトす
る時は２個の信号音が互の方向に動き、即ち１δｆ１が
小さくなる。
局部発振器２０自体を高度に安定な発振器とすることは
できる。しかし、これは高価につく。代りの方法はＡＦ
Ｃ（自動周波数制御）を与えることであるが、これは通
常の受信機アーキテクチャより作るのが困難である。
できる。しかし、これは高価につく。代りの方法はＡＦ
Ｃ（自動周波数制御）を与えることであるが、これは通
常の受信機アーキテクチャより作るのが困難である。
第４図は本発明により作られた直接変調ＦＭデータ受信
機で用いることができる２個のＡＦＣの方法を示す。な
お、この第４図では対応する要素には第１図と同じ符号
を付しである。
機で用いることができる２個のＡＦＣの方法を示す。な
お、この第４図では対応する要素には第１図と同じ符号
を付しである。
第１の余り好適でないＡＦＣ法はデータ出力端子３２と
、局部発振器２０の周波数制御入力端子４４との間に通
過域が例えばＯ〜５七である低域フィルタ４２を接続す
ることである。このＡＦＣ法の冑俊にある理論は各フィ
ルタ２２と２４の減衰率（ｄ）を第５図に示すように同
じにする。従ってそれらの帯域幅は同じようなものにな
る。２個の部分の利得を中心周波数で等しくなるように
セットしておけば、中心周波数の両側でのフィルタ２２
．２４の信号６ｊｗｔに対する応答は２個の項に分けら
れる。即ち、第５図で夫々「近傍」極４６．４８と「遠
隔」 （又は共役）極５０．５２とである。「近傍」極
４６．４８の効果は両方のフィルタ２２及び２４に対し
て同一であり、従って、同調がはずれた時の２個のフィ
ルタの利得は「遠隔」極により決まる（「近傍」極応答
によりスケールをとる）。同調がとれていない時一方の
信号音は正規の時より周波数が低く、他方の信号音は正
規の時より周波数が高く、それらの「遠隔」応答は第５
図に示した破線の長さの逆数で示すところに従って増減
する。
、局部発振器２０の周波数制御入力端子４４との間に通
過域が例えばＯ〜５七である低域フィルタ４２を接続す
ることである。このＡＦＣ法の冑俊にある理論は各フィ
ルタ２２と２４の減衰率（ｄ）を第５図に示すように同
じにする。従ってそれらの帯域幅は同じようなものにな
る。２個の部分の利得を中心周波数で等しくなるように
セットしておけば、中心周波数の両側でのフィルタ２２
．２４の信号６ｊｗｔに対する応答は２個の項に分けら
れる。即ち、第５図で夫々「近傍」極４６．４８と「遠
隔」 （又は共役）極５０．５２とである。「近傍」極
４６．４８の効果は両方のフィルタ２２及び２４に対し
て同一であり、従って、同調がはずれた時の２個のフィ
ルタの利得は「遠隔」極により決まる（「近傍」極応答
によりスケールをとる）。同調がとれていない時一方の
信号音は正規の時より周波数が低く、他方の信号音は正
規の時より周波数が高く、それらの「遠隔」応答は第５
図に示した破線の長さの逆数で示すところに従って増減
する。
データ信号では「１」とｒＯＪとに等しく比例する信号
が送られてくるものとすると、端子３２に現われるデー
タ出力の平均レベルは低域フィルタ４２に由来するＡＦ
Ｃ電圧を産む。連輪状の最大の同調範囲は下記の通りで
ある。（ｆｃ−（Δｆ−δｆ／２））±〔Δｆ＋δｆ／
２〕実験結果はこの理論と一致しているが、スプリアス
なロッキング位隨を避けるためには帯域フィルタ２２゜
２４の臨界トリミングが必要なことが判明した。
が送られてくるものとすると、端子３２に現われるデー
タ出力の平均レベルは低域フィルタ４２に由来するＡＦ
Ｃ電圧を産む。連輪状の最大の同調範囲は下記の通りで
ある。（ｆｃ−（Δｆ−δｆ／２））±〔Δｆ＋δｆ／
２〕実験結果はこの理論と一致しているが、スプリアス
なロッキング位隨を避けるためには帯域フィルタ２２゜
２４の臨界トリミングが必要なことが判明した。
第２のＡＦＣ法は周波数偏移Δｆを中心としてスペクト
ルが対称なことを利用する。ミクサ１４からの信号を隣
接チャンネルを消すために低域濾波した信号をミクサ６
０で局部発振器６２から取り出された周波数偏移Δｆに
対応する信号と混合する。ミクサ６０からの出力は低域
フィルタ６４を介して弁別器６６に印加する。弁別器６
６はこの低域フィルタ６４を介して送られてくる信号を
基準信号、本例ではδｆと比較し、前記入力信号とこの
δｆとの差に比例する出力信号を出す。弁別器６６はフ
ォスターシーリー弁別器とすることもできる。弁別器６
６からの出力信号は通過帯域が例えばＯ〜５出であるも
う一つの低域フィルタ６８を介して局部発振器２０の制
御入力端子７０に送られる。
ルが対称なことを利用する。ミクサ１４からの信号を隣
接チャンネルを消すために低域濾波した信号をミクサ６
０で局部発振器６２から取り出された周波数偏移Δｆに
対応する信号と混合する。ミクサ６０からの出力は低域
フィルタ６４を介して弁別器６６に印加する。弁別器６
６はこの低域フィルタ６４を介して送られてくる信号を
基準信号、本例ではδｆと比較し、前記入力信号とこの
δｆとの差に比例する出力信号を出す。弁別器６６はフ
ォスターシーリー弁別器とすることもできる。弁別器６
６からの出力信号は通過帯域が例えばＯ〜５出であるも
う一つの低域フィルタ６８を介して局部発振器２０の制
御入力端子７０に送られる。
この第２のＡＦＣ法動作は第６Ａ〜６Ｃ図を考察するこ
とにより一層容易に理解できる。これらの図において縦
座標は局部発振器周波数ｆＬを表わす。横座標は第６Ａ
及び６Ｂ図ではオーディオ周波数ｆ＃１を表わし、第６
Ｃ図では制御入力端子７０に印加される電圧を表わす。
とにより一層容易に理解できる。これらの図において縦
座標は局部発振器周波数ｆＬを表わす。横座標は第６Ａ
及び６Ｂ図ではオーディオ周波数ｆ＃１を表わし、第６
Ｃ図では制御入力端子７０に印加される電圧を表わす。
実線の直立している矢印はｆｃ＋Δｆの伝送により生起
せしめられた信号を表わし、破線で示された矢印はｆｃ
−Δｒの伝送により生起せしめられた信号を表わす。注
意すべきことはこれらの図はｆ −ｆｃを中心として対
称的なことである。
せしめられた信号を表わし、破線で示された矢印はｆｃ
−Δｒの伝送により生起せしめられた信号を表わす。注
意すべきことはこれらの図はｆ −ｆｃを中心として対
称的なことである。
第６Ａ図はミクサ１４からの信号のオーディオスペクト
ルを示したもので、局部発振周波数ｆＬが搬送波に対し
てドリフトする場合の図である。
ルを示したもので、局部発振周波数ｆＬが搬送波に対し
てドリフトする場合の図である。
前述したように信号音Δｆ十δｆとΔｆ−δｆとは「直
接変換」点（即ちｆ−ｆｃの時）を中心としてて対称的
に動き、ず−−ｆｃ−Δｆ及びｆＬ＝ｆｃ＋Δｆ （図
示せず）を越えたところでは２つの信号は互に追従する
。
接変換」点（即ちｆ−ｆｃの時）を中心としてて対称的
に動き、ず−−ｆｃ−Δｆ及びｆＬ＝ｆｃ＋Δｆ （図
示せず）を越えたところでは２つの信号は互に追従する
。
第６Ｂ図は局部発振周波数ｆＬがｆｃに対してドリフト
する時のミクサ６０の出力側でのスペクトルの変化を示
したものである。オフセットδｆは横座標上に示しであ
る。
する時のミクサ６０の出力側でのスペクトルの変化を示
したものである。オフセットδｆは横座標上に示しであ
る。
第６Ｃ図は弁別器の伝達特性を示したもので、局部発振
器２０の発振周波数がｒｃ−δｆに対応する時正しい同
調がとれることを示している。第６Ｃ図で斜線がついて
いる部分は不安定な領域を示す。この第６Ｃ図は第２の
ＡＦＣ方式が非線形な制御電圧変化と非対称な同調範囲
を与えることを示している。この同ＩＩ範囲（ｆｃ−（
Δｆ−δｆ））±〔Δｆ〕は第１のＡＦＣ法（これもま
た非線形な制御電圧変化と非対称な同調範囲を与える）
と比較して僅かながら減縮している。
器２０の発振周波数がｒｃ−δｆに対応する時正しい同
調がとれることを示している。第６Ｃ図で斜線がついて
いる部分は不安定な領域を示す。この第６Ｃ図は第２の
ＡＦＣ方式が非線形な制御電圧変化と非対称な同調範囲
を与えることを示している。この同ＩＩ範囲（ｆｃ−（
Δｆ−δｆ））±〔Δｆ〕は第１のＡＦＣ法（これもま
た非線形な制御電圧変化と非対称な同調範囲を与える）
と比較して僅かながら減縮している。
局部発振器２０内で使われている結晶の名目周波数はそ
れで動作する時の周波数とは異なるこζがあることに注
意する必要がある。受信機をスイッチオンした時局部発
振器は（ｆｃ−Δｆ＋δｆ）の初期同調範囲の中心にあ
るが、究局の同調範囲は前述したように違っている。
れで動作する時の周波数とは異なるこζがあることに注
意する必要がある。受信機をスイッチオンした時局部発
振器は（ｆｃ−Δｆ＋δｆ）の初期同調範囲の中心にあ
るが、究局の同調範囲は前述したように違っている。
第４図には図示していないが、ＡＦＣ出力段にダイオー
ドリミタを入れてオーバーシュートと弁別器の特性の正
の部分と負の部分が等しくないため遭遇するであろうス
プリアスなロッキングを克服するようにすると有益であ
ることが判明している。δｆ／Δｆ−１／２とした時の
このＡＦＣ方式の試験はほぼ２Δｆのロッキングレンジ
が得られることを示した。
ドリミタを入れてオーバーシュートと弁別器の特性の正
の部分と負の部分が等しくないため遭遇するであろうス
プリアスなロッキングを克服するようにすると有益であ
ることが判明している。δｆ／Δｆ−１／２とした時の
このＡＦＣ方式の試験はほぼ２Δｆのロッキングレンジ
が得られることを示した。
第２のＡＦＣ方式の評価試験は上２゜５Ｋ）ｔｚの同調
失敗レンジ上で局部発振器２０の周波数を搬送波ｆｃの
±２５０）ｈ内に保てることを示した。
失敗レンジ上で局部発振器２０の周波数を搬送波ｆｃの
±２５０）ｈ内に保てることを示した。
局部発振器２０へのＡＦＣ入力の符号を反転させること
により局部発振器の周波数をｆｃ＋δｆに等しくセット
すると関係のある周波数もこれに従ってくる。例えば第
６Ｃ図では弁別器特性の右側へのずれが左側へのずれの
部分の下になっているが、逆に上にくる。それ改正しい
同調がｆＬ＝ｆｃ＋δｆにあり、下側の不安定領域がｆ
Ｌ−ｆＣ−δｆではじまることに基づいて適当な変更を
なすことになる。第１の方法と第２の方法の理論同調範
囲は夫々（ｆＣ十（Δｆ−δｆ／２））±〔Δｆ＋６ｒ
／２） トＣｆｃ −（Δを一δｆ））＋（Ａ、ｆ）
とである。
により局部発振器の周波数をｆｃ＋δｆに等しくセット
すると関係のある周波数もこれに従ってくる。例えば第
６Ｃ図では弁別器特性の右側へのずれが左側へのずれの
部分の下になっているが、逆に上にくる。それ改正しい
同調がｆＬ＝ｆｃ＋δｆにあり、下側の不安定領域がｆ
Ｌ−ｆＣ−δｆではじまることに基づいて適当な変更を
なすことになる。第１の方法と第２の方法の理論同調範
囲は夫々（ｆＣ十（Δｆ−δｆ／２））±〔Δｆ＋６ｒ
／２） トＣｆｃ −（Δを一δｆ））＋（Ａ、ｆ）
とである。
第４図には図示していないが、第３のＡＦＣ法は帯域フ
ィルタ２２と２４の出力を加え合せ、ミクサ１４からと
り出した信号の代りに、この和信号をミクサ６０に加え
る。それ双肩は第３の方法は第２の方法と同一である。
ィルタ２２と２４の出力を加え合せ、ミクサ１４からと
り出した信号の代りに、この和信号をミクサ６０に加え
る。それ双肩は第３の方法は第２の方法と同一である。
第４図に戻って説明すると、例えば振幅検出器２６．２
８の出力端子に加算増幅器７２を接続することにより自
動利得制御（ＡＧＣ）を適用することもできる。加算増
幅器７２の出力端子はミクサ１４と復調手段との間に接
続されている利得が調整自在の増幅器７４の利得制御入
力端子に接続する。
８の出力端子に加算増幅器７２を接続することにより自
動利得制御（ＡＧＣ）を適用することもできる。加算増
幅器７２の出力端子はミクサ１４と復調手段との間に接
続されている利得が調整自在の増幅器７４の利得制御入
力端子に接続する。
第１図及び第４図に示した受信回路を作るに当っては、
種々のブロックは容易に入手できる集積Ｉ・：、に 回路要素で作ることができ、従って回路の詳細は図示し
てもいないし、説明もしていない。しかし、注意すべき
ことはミクサ１４からの信号は種々の復ＩＩ法に依存し
ていく通りもの方法で復調できることである。説明をし
図示した例の復調器は２個の信号音Δｆ＋δｆとΔｆ−
δｆのエネルギーを比較する復調法に基づいている。こ
の復調戦略に基づいてこれらのエネルギーを比較するに
も他の方法を用いることができる。しかし、信号音を区
別するのに他の復調戦略、例えばパルスの計数又は比検
波を用いることもできる。
種々のブロックは容易に入手できる集積Ｉ・：、に 回路要素で作ることができ、従って回路の詳細は図示し
てもいないし、説明もしていない。しかし、注意すべき
ことはミクサ１４からの信号は種々の復ＩＩ法に依存し
ていく通りもの方法で復調できることである。説明をし
図示した例の復調器は２個の信号音Δｆ＋δｆとΔｆ−
δｆのエネルギーを比較する復調法に基づいている。こ
の復調戦略に基づいてこれらのエネルギーを比較するに
も他の方法を用いることができる。しかし、信号音を区
別するのに他の復調戦略、例えばパルスの計数又は比検
波を用いることもできる。
この直接食１１ＦＭデータ受信機をベージングに用いる
場合は代表的なビット速度は５１２ビット／秒であり、
周波数偏移Δｆは４．５ＫＨｚのオーダーである。従っ
て、利用できるオフセット（δｆ）の範囲はほぼ２５０
七と４．０ＫＨｚの間にある。
場合は代表的なビット速度は５１２ビット／秒であり、
周波数偏移Δｆは４．５ＫＨｚのオーダーである。従っ
て、利用できるオフセット（δｆ）の範囲はほぼ２５０
七と４．０ＫＨｚの間にある。
第１図は本発明直線変１１ＦＭデータ受信機の１０″り
図１．．１ 第２図は入力信号の周波数スペクトル図、第３図は第１
図のミクサの出力側での信号の周波数スペクトル図、 第４図はＡＦＣ及びＡＧＣを見える直接変ｉＩＦＭデー
タ受信機のブロック図、 第５図は第１図及び第４図で用いられる帯域フィルタの
零点と極を示す説明図、 第６Ａ〜６Ｃ図は第２のＡＦＣ法の説明図である。 １０・・・直接変１１ＦＭ入力信号 １２・・・アンテナ １４・・・ミクサ１６、１
８・・・隣接チャンネル信号 ２０・・・局部発振器 ２２、２４・・・帯域フィルタ（又はアダプティブフィ
ルタ） ２６、２８・・・振幅（又は包絡線）検波器３０・・・
差回路 ３２・・・出力端子３６・・・低域フ
ィルタ（又は帯域フィルタ）４２・・・第１のＡＦＣ法
の低域フィルタ６０〜７０・・・第２のＡＦＣ法の回路
７２・・・ＡＧＣ回路 Ｆｉｇ、５゜ Ｆｉｇ、６Ａ。
図１．．１ 第２図は入力信号の周波数スペクトル図、第３図は第１
図のミクサの出力側での信号の周波数スペクトル図、 第４図はＡＦＣ及びＡＧＣを見える直接変ｉＩＦＭデー
タ受信機のブロック図、 第５図は第１図及び第４図で用いられる帯域フィルタの
零点と極を示す説明図、 第６Ａ〜６Ｃ図は第２のＡＦＣ法の説明図である。 １０・・・直接変１１ＦＭ入力信号 １２・・・アンテナ １４・・・ミクサ１６、１
８・・・隣接チャンネル信号 ２０・・・局部発振器 ２２、２４・・・帯域フィルタ（又はアダプティブフィ
ルタ） ２６、２８・・・振幅（又は包絡線）検波器３０・・・
差回路 ３２・・・出力端子３６・・・低域フ
ィルタ（又は帯域フィルタ）４２・・・第１のＡＦＣ法
の低域フィルタ６０〜７０・・・第２のＡＦＣ法の回路
７２・・・ＡＧＣ回路 Ｆｉｇ、５゜ Ｆｉｇ、６Ａ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、周波数偏移（Δｆ）を伴なう直接変調された周波数
変調信号と、局部発振信号とを受は取るミクサ手段を具
える直接変調周波数変調データ受信機において、局部発
振信号が信号チャンネル内には入るが、入力信号の搬送
波の周波数から量（δｆ）だけずれている周波数を有し
、信号音（Δｆ＋δｆ）と（Δｒ−δｔ）とを弁別し、
これらから出力データ信号を導き出すための復調手段を
設けたことを特徴とする直接変調周波数変調データ受信
機。 ２、隣接チャンネルからの信号を阻止する手段を設けた
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の直接変調
周波数変調データ受信機。 ３、隣接チャンネル阻止手段が復調手段内に帯域フィル
タを具えることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
の直接変調周波数変調データ受信機。 ４、隣接チャンネル阻止手段が復調手段内にアダプティ
ブ フィルタを具えることを特徴とする特許請求の範囲
第２項記載の直接変調周波数変調データ受信機。 ５、隣接チャンネル阻止手段がミクサから復調手段に至
る信号径路内に設けられた低域フィルタを具えることを
特徴とする特許請求の範囲第２項、第３項又は第４項記
載の直接変調周波数変調データ受信機。 ６、隣接チャンネル阻止手段がミクサから復調手段に至
る信号径路内に設けられた帯域フィルタを具え、この帯
域フィルタの通過帯域が信号音Δｆ＋δｆ及びΔｔ−δ
ｆを通すに足るだけ広いことを特徴とする特許請求の範
囲第２項又は第３項記載の直接変調周波数変調データ受
信機。 ７、更に、局部発信信号の周波数を安定化するための自
動周波数制御システムを設けたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項ないし第６項のいずれか一項に記載の直
接変調周波数変調データ受信機。 ８、自動周波数制御システムが復調手段のデータ出力端
子と局部発振器の制御入力端子との間に設けられた低域
フィルタを具えることを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載の直接変調周波数変調データ受信機。 ９、自動周波数制御システムが第１のミクサの出力端子
に結合された第１の入力端子と、周波数が周波数偏移Δ
ｆに対応する局部発振信号を受は取る第２の入力端子と
を有する第２のミクサと、この第２のミクサの出力端子
に接続されている低域フィルタ手段と、この低域フィル
タ手段と局部発振器の制御入力端子との間に結合された
弁別器とを具えることを特徴とする特許請求の範囲第７
項記載の直接変調周波数変調データ受信機。 １０、自動周波数制御システムが２個の帯域フィルタの
出力信号の和信号を受は取る第１の入力端子と、周波数
が周波数偏移Δｆに対応する局部発振信号を受は取る第
２の入力端子とを有する第２のミクサと、この第２のミ
クサの出力端子に接続されている低域フィルタ手段と、
この低域フィルタ手段と局部発振器の間部入力端子との
間に結合されている弁別器とを具えることを特徴とする
特許請求の範囲第３項に従属する特許請求の範囲第６項
記載の直接変調周波数変調データ受信機。 １１、更に自動利得制御手段を具えることを特徴とする
特許請求の範囲第１項ないし第１０項のいずれか一項に
記載の直接変調周波数変調データ受信機。 １２、局部発振信号のオフセット（δｆ）を周波数偏移
Δｆより小さくすることを特徴とする特許請求の範囲第
１項ないし第１１項のいずれか一項に記載の直接変調周
波数変調データ受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8132181 | 1981-10-26 | ||
| GB08132181A GB2109201B (en) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | Direct modulation fm receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5881363A true JPS5881363A (ja) | 1983-05-16 |
| JPH024183B2 JPH024183B2 (ja) | 1990-01-26 |
Family
ID=10525393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57185401A Granted JPS5881363A (ja) | 1981-10-26 | 1982-10-23 | 直接変調周波数変調デ−タ受信機 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4523324A (ja) |
| JP (1) | JPS5881363A (ja) |
| AU (1) | AU557133B2 (ja) |
| BE (1) | BE894799A (ja) |
| CA (1) | CA1210072A (ja) |
| CH (1) | CH662914A5 (ja) |
| DE (1) | DE3238194A1 (ja) |
| DK (1) | DK156355C (ja) |
| FR (1) | FR2515451B1 (ja) |
| GB (1) | GB2109201B (ja) |
| IT (1) | IT1152945B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5414736A (en) * | 1991-08-12 | 1995-05-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK data receiving system |
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| GB2146876B (en) * | 1983-09-14 | 1987-03-04 | Plessey Co Plc | Fsk radio receiver |
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| NL8401347A (nl) * | 1984-04-27 | 1985-11-18 | Philips Nv | Een fsk data ontvanger. |
| GB2158330A (en) * | 1984-04-30 | 1985-11-06 | Philips Electronic Associated | An afc system for a direct modulation fm data receiver |
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| US4761798A (en) * | 1987-04-02 | 1988-08-02 | Itt Aerospace Optical | Baseband phase modulator apparatus employing digital techniques |
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-
1981
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-
1982
- 1982-10-15 DE DE19823238194 patent/DE3238194A1/de active Granted
- 1982-10-19 CA CA000413779A patent/CA1210072A/en not_active Expired
- 1982-10-20 FR FR8217552A patent/FR2515451B1/fr not_active Expired
- 1982-10-20 US US06/435,426 patent/US4523324A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-10-22 CH CH6174/82A patent/CH662914A5/de not_active IP Right Cessation
- 1982-10-22 DK DK470382A patent/DK156355C/da not_active IP Right Cessation
- 1982-10-22 IT IT23887/82A patent/IT1152945B/it active
- 1982-10-23 JP JP57185401A patent/JPS5881363A/ja active Granted
- 1982-10-25 AU AU89764/82A patent/AU557133B2/en not_active Ceased
- 1982-10-25 BE BE0/209322A patent/BE894799A/fr not_active IP Right Cessation
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| GB2109201A (en) | 1983-05-25 |
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| CA1210072A (en) | 1986-08-19 |
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