DK156355B - Fm-datamodtager med direkte modulation - Google Patents
Fm-datamodtager med direkte modulation Download PDFInfo
- Publication number
- DK156355B DK156355B DK470382A DK470382A DK156355B DK 156355 B DK156355 B DK 156355B DK 470382 A DK470382 A DK 470382A DK 470382 A DK470382 A DK 470382A DK 156355 B DK156355 B DK 156355B
- Authority
- DK
- Denmark
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- local oscillator
- data receiver
- receiver according
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
DK 156355 B
Opfindelsen angâr en FM-datamodtager med direkte modulation, der er egnet til fremstilling som et inte-greret kredsl0b (IC) og kan benyttes som persons0ger (paging receivèr).
5 Der har været mange forslag, se f.eks. britisk pa- tentskrift nr. 1.530.602, til modtageropbygninger, der kan betegnes "direkte omsætning" eller "nul mellemfre-kvens", og som var bestemt til at fremstilles som et in-tegreret kredsl0b og kan udg0re et alternativ til sæd-Ί0 vanlige superheterodyn-modtagere. Da frekvensen af ud-gangssignalet fra en modtager med direkte omsætning er den samme for positiv og negativ forskydning af modula-tionssignalet fra bærefrekvensen, kræves der et par frontendeblandere, der giver tværfaseudgangssignaler og 15 medf0rer en væsentlig demodulatorkompleksitet med hen-blik pâ at skelne mellem positive og négative tilfælde.
I overensstemmelse hermed tager opfindelsen sigte pâ at simplificere konstruktionen af en FM-datamodtager med direkte modulation.
20 If0lge opfindelsen er der tilvejebragt en FM-data- modtager med direkte modulation indeholdende blandings- midler til modtagelse af et direkte moduleret FM-signal med et frekvenssving Δ f og til modtagelse af et lokal-oscillatorsignal, der er ejendommelig ved, at lokaloscil- 25 latorsignalet har en frekvens FL inden for signalkanalen, der er forskudt 6 f fra indgangssignalets bærefrekvens f , og at der findes demcdulationsmidler til at skelne mellem signaleringstonerne Δ f + { f og Δ f - 5 f og til derud- fra at aflede et udgangsdatasignal.
^ Opfindelsen bygger pâ den erkendelse, at ved en lil- le forskydning δ f af lokaloscillatorfrekvensen ud fra bærefrekvensen f er de to signaleringstoner Δ f ± δ f,
O
der afledes fra blanderen, ikke mere ens, hvorfor der kan benyttes et langt enklere démodulatorkredsl0b. Jo simplere kredsl0bet er, jo billigere og jo nemmere kan 35 modtageren integreres. Specielt undgâs problemerne med tværfaseblandere og kanalbalancering. Den resulterende modtager er egnet til modtagelse af FM-signaler med lil-le bithastighed og stort frekvenssving af den type, der benyttes i persons0geanlæg.
2
DK 156355B
Da endvidere begge nabokanalerne ligger ved h0jere frekvenser ved blanderens udgang end de 0nskede signale-ringstoner, kan nabokanalerne fjernes ved hjælp af et lavpasfilter. Dette er til forskel fra en superhetero-5 dyn-modtager, hvor nabokanalerne ligger pâ begge sider af det 0nskede signal, der kun kan udvælges ved hjælp af et bândpasfilter.
I en udf0relsesform for den foreliggende opfindelse findes der midler til forbedring af kanalselektiviteten.
10 Disse midler kan indeholde bândpasfiltre i démodulations-midlerne, idet hvert filter er optimeret til at lade den tilh0rende signaleringstone passere. Adaptive filtre kan eventuelt benyttes til dette formâl. For at filtrene skal kunne udskille de to signaleringstoner, skal for-15 skydningen 6 være st0rre end tilnærmelsesvis halvdelen af databithastigheden. Der kan yderligere eller desuden findes et lavpasfilter eller et andet bândpasfilter, der er indkoblet i signalvejen fra blandingstrinnet til de-modulationsmidlerne. En fordel ved at benytte et andet 20 bândpasfilter, der har et gennemgangsomrâde, der er til-strækkeligt bredt til at lade signaleringstonerne passere, i stedet for et lavpasfilter, er, at noget af den lavfrekvente l/f-st0j kan dæmpes.
Lokaloscillatoren kan indeholde en meget stabil 25 oscillator. Lokaloscillatoren kan i stedet stabiliseres med et automatisk frekvensreguleringssystem, der kan af-lede en styrespænding fra dataudgangssignalet fra demo-dulationsmidlerne eller fra udgangssignalet fra blandingstrinnet eller bândpasfiltrene i demodulationsmid-30 lerne. I sidstnævnte tilfælde blandes et signal fra blandingstrinnet eller bândpasfiltrene efter summation igen med et andet lokaloscillatorsignal med en frekvens, der svarer til frekvenssvinget Δ f. Efter filtrering af udgangssignalet fra det andet blandingstrin underkastes 35 signalet derfra frekvensdiskrimination. Pâ diskriminato- i ______ _ rens udgang findes en styrespænding, der tilf0res lokal-~ —~ oscillatoren.
Hvis det 0nskes,kan der anvendes automatisk for-
DK 156355B
3 stærkningsregulering i modtageren.
For at g0re bredden af beskyttelsesbândet mellem nabokanaler sa stort som muligt er det 0nskeligt, at for-skydningen δ f for lokaloscillatorfrekvensen er mindre 5 end frekvenssvinget.
Opfindelsen forklares nærmere i det f0lgende under henvisning til den skematiske tegning, hvor fig. 1 er et simplificeret blokdiagram over en FM-datamodtager med direkte modulation i overensstemmelse 10 med opfindelsen, fig. 2 et frekvensspektrum for et indgangssignal, fig. 3 frekvensspektret for signalerne pâ udgangen fra det i fig. 1 viste blandingstrin, fig. 4 et blokdiagram over en FM-datamodtager med 15 direkte modulation, indeholdende automatisk frekvensre-gulering og automatisk forstærkningsregulering, fig. 5 pol-nulpunktdiagrammer for de bândpasfiltre af anden orden, der er benyttet i fig. 1 og 4, idet abs-cissen repræsenterer dæmpningen (d) og ordinaten fre-20 kvensen (f), og fig. 6A til 6C diagrammer til at lette forstâelsen af den anden metode til automatisk frekvensregulering.
Som det ses af tegnlngen, modtages et direkte mo-duleret FM-indgangssignal 10 (fig. 2) med bærefrekven-25 sen f og frekvenssvinget Af, dvs. med en frekvens f ί Δ f, af en antenne 12 og tilf0res den ene ind- v gang til et blandingstrin 14. Foruden det 0nskede signal vil ogsâ signaler i nabokanaler 16, 18, der er vist med punkterede linier i fig. 2, blive modtaget og 30 sendt til blandingstrinnet 14. En lokaloscillator 20 med stor stabilitet har i den foreliggende udf0relses-form en frekvens fL = f - Ô f, der ligger indenfor signalkanalen, men er forskudt et lille stykke δ f fra bærefrekvensen f . og er forbundet med blandingstrinnet
Val' 35 14. Selv om det ikke beskrives i detaljer nedenfor, kan lokaloscillatoren ogsâ hâve en frekvens f + δ f. Ud-gangssignalet fra blandingstrinnet 14 indeholder signa-leringstonerne Δ f + δ f og Δ f * δ f ogde frekvens- 4
DK 156355B
forskudte nabokanalsignaler 16' og 18', sâledes som vist i fig. 3. Ved betragtniiig af udgangsspektret fra blandingstrinnet, fig. 3, vil det ses, at de to spidser ved signaleringstonerne Af+6fogAf-fif har en 5 frekvensforskel pâ 2 δ f. Da signaleringstonerne har forskellige frekvenser, kan de nu skelnes fra hinanden ved hjælp af en passende diskriminator.
I den viste udf0relsesform g0res dette ved at ad-skille tonerne fra hinanden og fra eventuel lavfrekvens-10 st0j ved hjælp af bândpasfiltre 22 og 24 med en bând-bredde af samme st0rrelsesorden som bithastigheden, f. eks. 500 Hz for en bithastighed pâ 512 bit/sekund. Ud-gangssignalerne fra bândpasfiltrene 22 og 24 tilf0res hver sin amplitudedetektor (eller inhyllingskurvedetek-15 tor) 26 og 28. For at genvinde datasignalet sammenlig-nes udgangssignalerne fra amplitudedetektorerne 26 og 28 i et differenskredsl0b 30, der giver et dataud-gangssignal pâ en terminal 32.
Hvis det 0nskes, kan der anvendes ikke viste adap-20 tive filtre i stedet for bândpasfiltrene 22 og 24. Der kendes adaptive filtre, og de er f.eks. beskrevet pâ si-de 191-194 i "Applications of Linear Integrated Circuits" af E.R. Hnatek, udgivet af J. Wiley & Sons, 1975. Det mâ anses for tilstrækkeligt at sige, at de arbejder ved 25 overvâgning af f.eks. faseforholdet mellem indgangssig-nalet til og udgangssignalet fra et filter til frembrin-gelse af et fejlsignal. Nâr filteret er rigtigt afstemt, er faserelationen mellem indgangssignalet og udgangssignalet korrekt. I den beskrevne demodulator ville de 30 adaptive filtre altsâ indstille sig selv i afhængighed af variationer i tonefrekvensen. Der kan altsâ pâ denne mâde tillades en lille lokaloscillatordrift, fordi det adaptive filter kan virke som en afsluttende trimning til fjernelse af eventuel drift, der er tilbage, efter 35 at der f.eks. er benyttet automatisk frekvensregulering.
En fordel ved anvendelsen af et adaptivt filter er, at det kan f0lge variationer i frekvenssvinget Δ f, der ikke n0dvendigvis er en n0je styret parameter.
5
DK 156355B
Forskydningen δ f er fortrinsvis mindre end fre-kvenssvinget Δ f for at undgâ en for stor afstand mel-mel toppene og utilladelig reduktion af beskyttelsesbân-det mellem nabokanalerne. Den 0vre grænse for forskyd-5 ningen ligger der, hvor beskyttelsesbândet er reduceret til nul.
Hvis det viser sig, at bândpasfiltrene 22 og 24 ikke giver tilstrækkelig nabokanalselektivitet, kan de frekvensforskudte nabokanalsignaler 16' og 18' dæmpes 10 ved indskydning af et lavpas- eller bândpasfilter 36 mellem udgangen fra blandingstrinnet 14 og indgangen pâ bândpasfiltrene 22 og 24. Filteret 36 kan faktisk vaere væ-sentligt i situationer, hvor diskriminatoren ikke giver filtrering, eller hvor der er en snæver kanalafstand, 15 fordi beskyttelsesbândet 40 (fig. 3) mellem signalerne ved anvendelse af det forskudte lokaloscillatorsignal f - δ f (eller f + δ f) er smallere end afstanden mel-L* c lem nabokanalerne i det ved antennen 12 modtagne signal. Da begge nabokanalsignalerne 16' og 18' har st0r-20 re frekvens ved blandingstrinnets udgang end de 0nskede signaleringstoner, kan signalerne 16' og 18’ fjernes med et lavpasfilter (hvilket ikke gælder i en superhete-rodyn-modtager, hvor nabokanalerne ligger pâ hver sin side af det 0nskede signal, der derfor kun kan udfiltre-25 res ved hjælp af et bândpasfilter). En fordel ved at ud-forme filteret 36 som et bândpasfilter i stedet for soin et lavpasfilter er, at dets karakteristik aftager stejlere, hvorfor det er mere selektivt, sâ noget af 1/f-st0jen kan undgâs.
30 Den store stabilitet af lokaloscillatoren 20 er n0dvendig for at hjælpe med til at frembringe signale- ringstonerne af de 0nskede frekvenser. Hvis f.eks. lo- kaloscillatorfrekvensen f_ (= f - δ f) driver, medens
Il c bærefrekvensen f for det modtagne signal er konstant, L· 35 vil signaleringstonerne Δ f - δ f og â f + δ f bevæge sig symmetrisk om punktet for direkte omsætning og der-pâ f0lge (se fig. 6A og 6C). Hvis lokaloscillatorfre-kvensen og bærefrekvensen driver imod hinanden, vil de
DK 156355 B
6 to toner bevæge sig mod hinanden, dvs. at |δ f| aftager, medens tonerne bevæger sig bort fra hinanden, hvis lokal-oscillatorfrekvensen og bærefrekvensen driver bort fra hinanden.
5 Lokaloscillatoren 20 kan selv være en oscillator med stor stabilitet, men dette er kostbart. Alternativet er at benytte automatisk frekvensregulering, der er van-skeligere at etablere end i en sædvanlig modtageropbyg-ning.
10 Fig. 4 viser to alternative metoder til automatisk frekvensregulering, der kan benyttes i FM-datamodtage-ren med direkte modulation if0lge opfindelsen. I fig. 4 er der benyttet de samme henvisningsbetegnelser som i fig. 1 til angivelse af tilsvarende dele.
15 En f0rste og ikke sa foretrukket metode til auto matisk frekvensregulering er at forbinde et lavpasfilter 42 med et gennemgangsomrâde pâ f.eks. 0 til 5 Hz mel-lem dataudgangsterminalen 32 og en frekvensstyreind-gang 44 til lokaloscillatoren 20. Teorien bag denne 20 metode til automatisk frekvensregulering medf0rer, at dæmpningsfaktoren d for filtrene 22 og 24 skal være ens som i fig. 5, sâledes at deres bândbredder svarer til hinanden. Med forstærkningerne for de to sektioner indstillet til at være ens ved midterfrekvensen, kan 25 reaktionen af filtrene 22 og 24 overfor signaler e-3^ pâ hver side af deres midterfrekvens angives som et pro-dukt af to udtryk - effekten af de "nære" og "fjerne" (eller konjugerede) poler henholdsvis 46, 48 og 50, 52, fig. 5. Effekten af den "nære" pol 46, 48 er den sam-30 me for de to filtre 22 og 24, sâledes at forskellen mellem forstærkningerne for de to filtre, nâr de er ude af afstemning, er bestemt af de "fjerne" poler (pâ bag-grund af ,,nær,,-pol-reaktionen) . Nâr filtrene er ude af afstemning, ligger den ene tone ved en lavere frekvens 35 end normalt og den anden ved en h0jere frekvens end nor-f malt, -idet deres "fjerne” reaktioner vokser og aftager __ . tilsvarende som angivet ved den reciprokke værdi af længden af de punkterede linier i fig. 5.
DK 156355 B
7
Hvis det antages, at der i datasignalet overf0res lige store mængder af "1"’er og "On,er, giver middelni-veauet for dataudgangssignalet pâ terminalen 32 en spænding til automatisk frekvensregulering fra lavpasfil-5 teret 42. Det teoretisk maksimale afstemningsomrâde er [f - (Δ f - δ f/2) ] ± [Δ f + δ f/2] .
v
Fors0g har givet résultater, der er i overensstem-melse med teorien, men det viste sig, at kritisk trim-10 ning af bândpasfiltrene 22 og 24 er n0dvendig for at undgâ tilfældige lâsepositioner.
Ved den anden metode til automatisk frekvensregulering udnyttes symmetrien af spektret om frekvenssvinget Δ f. Signalet fra blandingstrinnet 14, der kan være 15 blevet lavpasfiltreret for nabokanalselektivitet, blan-des i et blandingstrin 60 med et signal, der svarer til frekvenssvinget Δ f, der afledes fra en lokaloscil-lator 62. üdgangssignalet fra blandingstrinnet tilf0res en diskriminator 66 over et lavpasfilter 64. Diskri-20 minatoren 66 sammenligner signalet fra lavpasfilteret 64 med et referencesignal, der i det foreliggende ek-sempel er δ f, og giver et udgangssignal, der er propor-tionalt med forskellen mellem indgangssignalet og δ f. Diskriminatoren 66 kan indeholde en Foster-Seeley-dis-25 kriminator. üdgangssignalet fra diskriminatoren 66 f0- res over et andet lavpasfilter 68 med et gennemgangs-omrâde f.eks. fra 0 til 5 Hz til en styreindgang 70 til lokaloscillatoren 20.
Virkemâden for den anden metode til automatisk fre-30 kvensregulering forstâs lettest ved betragtning af fig.
6A-6C. I disse figurer repræsenterer ordinaten lokal-oscillatorfrekvensen fL· I fig. 6A og 6B repræsenterer âbscissen audiofrekvensen f^ og i fig. 6C spændingen, der tilf0res styreindgangen 70. De opadvendende pile 35 i fuldt optrukket Unie repræsenterer signaler, der frembringes ved overf0ringen af f + Δ f, og de pile, v der er vist med punkterede linier, repræsenterer signaler, der er fremkommet ved overf0ringen af f - Δ f.
O
DK 156355 B
' 8
Det bemærkes, at disse figurer er symmetriske om = f,.
Fig. 6A viser audiospektret for signalet fra blan- dingstrinnet 14 og illustrerer det tilfælde, hvor lo- kaloscillatorfrekvensen fL driver i forhold til bære- 5 frekvensen f . Som anf0rt ovenfor, bevæger tonefrekven- serne Af+5fogâf-5f sig symmetrisk om punktet for "direkte omsætning" (dvs. nâr f_ = f ), men udover
Jj c
frekvensen fT = f - Δ f og den ikke viste frekvens Le J
fT = f _ + Δ f f0lger signalerne hinanden.
Lt C
10 Fig. 6B illustrerer variationen i spektret ved ud- gangen fra blandingstrinnet 60, nâr lokaloscillator-frekvensen fT driver i forhold til bæreb0lgen f„. Forskydningen δ er markeret pâ abscissen.
Fig. 6C viser overf0ringskarakteristikken for dis-15 kriminatoren og illustrerer, at den korrekte afstemning forekommer, nâr lokaloscillatoren 20 har en frekvens, der svarer til f - δ f. De skraverede omrâder i fig.
6C angiver ustabilitetsomrâder. Denne figur viser, at det andet System til automatisk frekvensregulering giver 20 en ulineær styrespændingsvariation og et usymmetrisk af-stemningsomrâde. Afstemningsomrâdet f - (Δ f - δ f) t
O
Δ f er lidt mindre end ved den f0rste metode, der ogsâ giver en ulineær styrespændingsvariation og et usymmetrisk afstemningsomrâde.
25 Det skal bemærkes, at den nominelle frekvens for det krystal, der benyttes i lokaloscillatoren 20, kan være forskelligt fra den frekvens, hvorved den arbejder.
Ved tilkobling af modtageren er lokaloscillatoren ved midten af det oprindelige afstemningsomrâde pâ f -
U
30 Δ f + δ f, men det endelige afstemningsomrâde er et andet „ som angivet ovenfor.
Selv om det ikke fremgâr af fig. 4, har det vist sig nyttigt at indskyde en diodebegrænser i udgangen fra koblingen til automatisk frekvensregulering til undgâel-35 se af oversving og tilfældig lâsning, der kan forekomme som f0lge af uensartede positive og négative omrâder for diskriminatorkarakteristikken. En afpr0vning af systemet til automatisk frekvensregulering for δ f/Δ f = ½ vi-
DK 156355 B
9 ste, at der kan opnâs et lâseomrâde pâ næsten 2 Δ f.
En vurdering af den anden metode til autoraatisk fre-kvensregulering viste, at det var muligt at opretholde frekvensen for lokaloscillatoren 20 inden for ± 250 Hz 5 fra bærefrekvensen f over et misafstemningsomrâde pâ ± 2,5 kHz.
Hvis lokaloscillatorfrekvensen fL blev indstillet til at være lig med f + δ f ved vending af fortegnet v pâ indgangen for automatisk frekvensregulering til lo-10 kaloscillatoren 14, ville frekvenserne af interesse blive tilsvarende anderledes, f.eks. ville det h0jre fre-kvenssving for diskriminatorkarakteristikken ligge over det venstre i fig. 6C i stedet for under som vist, sâle-des at den korrekte afstemning ville ligge ved fL = 15 f + ôf, og det nederste ustabilitetsorarâde ville be-gynde ved f^ = fQ - <5f. Ogsâ de teoretiske afstem- ningsomrâder ved den f0rste og den anden metode ville være henholdsvis [f + (Δ f - δ f/2) ] ± [Δ f + δ f/2] og
If) C
[fc - (Δ f - δ f)] ± [Δ f].
Selv om det ikke er vist i fig. 4, kan en tredje metode til automatisk frekvensregulering omfatte summering af udgangssignalerne fra bândpasfiltrene 22 og 24 og 25 tilf0rsel af sumsignalet til blandingstrihnet 60 i stedet for signalet fra blandingstrinnet 14. Derefter sva-rer den tredje metode til den anden.
Som vist i fig. 4 kan der opnâs automatisk forstærk-ningsregulering (AGC) ved f.eks. at forbinde en summe-30 ringsforstærker 72 til udgangene fra amplitudedetekto-rerne 26 og 28. üdgangen fra summeringsforstærkeren 72 er forbundet med en forstærkningsstyreindgang til en forstærker 74 med indstillelig forstærkning, der er forbundet mellem blandingstrinnet 14 og demodula-35 tionsmidlerne.
Ved realisering af de i fig. 1 og 4 viste modtager-kredsl0b kan de forskellige blokke fremstilles ud fra let tilgængelige integrerede kredsl0bselementer, og f0l-
Claims (10)
1. FM-datamodtager til direkte modulation indehol-dende blandingsmidler til modtagelse af et direkte modu-leret FM-signal med et frekvenssving Δ f og til modtagelse af et lokaloscillatorsignal, kendetegnet 25 ved, at lokaloscillatorsignalet har en frekvens FT inden for signalkanalen, der er forskudt δ f fra indgangssigna-lets bærefrekvens f , og at der findes démodulâtionsmid-1er til at skelne mellem signaleringstonerne Δί + δί og Δ f - δ f og til derudfra at aflede et udgangsdatasignal. DK 156355 B
2. Datamodtager if0lge krav 1, kendeteg- n e t ved midler til at afvise signaler fra nabokanaler.
3. Datamodtager if01ge krav 2, kendeteg-n e t ved, at midlerne til at afvise nabokanaler indef* 5 holder bândpasfiltre i demodulationsmidlerne.
4. Datamodtager if0lge krav 2, kendeteg-n e t ved, at midlerne til afvisning af nabokanalerne indeholder adaptive filtre i demodulationsmidlerne.
5. Datamodtager if0lge krav 2, 3 eller 4, k e n -10 detegnet ved, at midlerne til afvisning af nabokanalerne indeholder et lavpasfilter, der er indskudt i en signalvej fra blandingstrinnet til demodulationsmidlerne .
6. Datamodtager if0lge krav 2 eller 3, k e n d e -15 tegnet ved, at midlerne til afvisning af nabokanalerne indeholder et bândpasfilter, der er indskudt i signalvejen fra blandingstrinnet til demodulationsmidlerne, og hvis gennemgangsomrâde er tilstrækkeligt bredt til at lade signaltonerne Δ f + δ f og Δ f - δ f passere.
7. Datamodtager if0lge et eller flere af kravene 1-6, kendetegnet ved et System til automatisk frekvensregulering til stabilisering af lokaloscillator-frekvensen.
8. Datamodtager if0lge krav 7, kendeteg-25 net ved, at systemet til automatisk frekvensregulering indeholder et lavpasfilter, der er indskudt mellem en DK 156355B dataudgang fra demodulationsmidlerne og en styreindgang til lokaloscillatoren.
9. Datamodtager if0lge krav 7, kendeteg-net ved, at systemet til automatisk frekvensregulering 5 indeholder et andet blandingstrin med en f0rste indgang, der er forbundet med en udgang fra det f0rste blandingstrin, og en anden indgang til modtagelse af et lokal-oscillatorsignal med en frekvens, der svarer til fre-kvenssvinget Δ f, idet der er forbundet lavpasfilter-10 midler med en udgang fra det andet blandingstrin, og en diskriminator er indskudt mellem lavpasfiltermidlerne og en styreindgang til lokaloscillatoren.
10. Datamodtager if01ge krav 6, nâr dette er knyt-tet til krav 3, kendetegnet ved, at systemet 15 til automatisk frekvensregulering indeholder et andet blandingstrin med en f0rste indgang, der er indrettet til at modtage et sumsignal af udgangssignalerne fra bândpasfiltrene, og en anden indgang til modtagelse af et lokaloscillatorsignal med en frekvens, der svarer til 20 frekvenssvinget Δ f, idet lavpasfiltreringsmidler er forbundet med en udgang fra det andet blandingstrin, og en diskriminator er indskudt mellem lavpasfiltrerings-midlerne og en styreindgang til lokaloscillatoren.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8132181 | 1981-10-26 | ||
| GB08132181A GB2109201B (en) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | Direct modulation fm receiver |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| DK470382A DK470382A (da) | 1983-04-27 |
| DK156355B true DK156355B (da) | 1989-08-07 |
| DK156355C DK156355C (da) | 1989-12-27 |
Family
ID=10525393
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| DK470382A DK156355C (da) | 1981-10-26 | 1982-10-22 | Fm-datamodtager med direkte modulation |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4523324A (da) |
| JP (1) | JPS5881363A (da) |
| AU (1) | AU557133B2 (da) |
| BE (1) | BE894799A (da) |
| CA (1) | CA1210072A (da) |
| CH (1) | CH662914A5 (da) |
| DE (1) | DE3238194A1 (da) |
| DK (1) | DK156355C (da) |
| FR (1) | FR2515451B1 (da) |
| GB (1) | GB2109201B (da) |
| IT (1) | IT1152945B (da) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4580101A (en) * | 1983-04-06 | 1986-04-01 | Multitone Electronics Plc | FM demodulators with local oscillator frequency control circuits |
| GB2137836B (en) * | 1983-04-06 | 1986-07-23 | Multitone Electronics Plc | Fm demodulators |
| GB2146876B (en) * | 1983-09-14 | 1987-03-04 | Plessey Co Plc | Fsk radio receiver |
| GB2155262B (en) * | 1984-03-01 | 1988-01-20 | Standard Telephones Cables Ltd | Radio receiver |
| NL8401347A (nl) * | 1984-04-27 | 1985-11-18 | Philips Nv | Een fsk data ontvanger. |
| GB2158330A (en) * | 1984-04-30 | 1985-11-06 | Philips Electronic Associated | An afc system for a direct modulation fm data receiver |
| US4918532A (en) * | 1987-03-18 | 1990-04-17 | Connor Edward O | FM receiver method and system for weak microwave television signals |
| US4761798A (en) * | 1987-04-02 | 1988-08-02 | Itt Aerospace Optical | Baseband phase modulator apparatus employing digital techniques |
| US5007069A (en) * | 1987-11-13 | 1991-04-09 | Talkie Tooter Inc. | Decoding of signals using cophase and differentiating signal detection |
| US5034695A (en) * | 1989-06-16 | 1991-07-23 | Owen Joseph C | Full threshold FM demodulator |
| US5097230A (en) * | 1990-05-24 | 1992-03-17 | Emhiser Research Limited | Phase locked loop that includes D. C. modulation |
| US5222079A (en) * | 1990-10-25 | 1993-06-22 | Motorola, Inc. | Adaptive information signal receiver |
| US5414736A (en) * | 1991-08-12 | 1995-05-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK data receiving system |
| JPH07147529A (ja) * | 1993-06-28 | 1995-06-06 | Hitachi Ltd | 分割帯域信号強度測定法を用いた自動周波数制御装置及び制御方法 |
| GB2280801B (en) * | 1993-08-06 | 1997-12-10 | Plessey Semiconductors Ltd | Automatic frequency control arrangement |
| GB9320067D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Demodulation of fm audio carrier |
| US5710998A (en) * | 1995-12-19 | 1998-01-20 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for improved zero intermediate frequency receiver latency |
| US5742641A (en) * | 1996-07-18 | 1998-04-21 | International Business Machines Corporation | Apparatus, method and article of manufacture for the dynamic compensation of FM deviation in a FM radio receiver |
| US5893029A (en) * | 1997-02-10 | 1999-04-06 | Motorola, Inc. | Baseband phase-locked direct conversion receiver with frequency offset |
| US6633550B1 (en) | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| GB9818400D0 (en) * | 1998-08-25 | 1998-10-21 | Philips Electronics Nv | Low if reciever |
| US6169925B1 (en) | 1999-04-30 | 2001-01-02 | Medtronic, Inc. | Telemetry system for implantable medical devices |
| US6167312A (en) * | 1999-04-30 | 2000-12-26 | Medtronic, Inc. | Telemetry system for implantable medical devices |
| US6240317B1 (en) | 1999-04-30 | 2001-05-29 | Medtronic, Inc. | Telemetry system for implantable medical devices |
| DE19926101B4 (de) * | 1999-06-08 | 2004-04-08 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Anordnung zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband |
| CA2281236C (en) | 1999-09-01 | 2010-02-09 | Tajinder Manku | Direct conversion rf schemes using a virtually generated local oscillator |
| EP2698925A1 (en) | 2012-08-14 | 2014-02-19 | Samsung Electronics Co., Ltd | Apparatus and method for ultra wideband communication using dual band pass filter |
| WO2015054828A1 (en) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | Rhodia Operations | Process for forming primary, secondary or tertiary amine via direct amination reaction |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB480289A (en) * | 1937-03-09 | 1938-02-21 | Cable & Wireless Ltd | Improvements relating to wireless telegraph systems |
| FR958675A (da) * | 1946-02-05 | 1950-03-17 | ||
| US2715677A (en) * | 1951-07-06 | 1955-08-16 | Richard R Turner | Radiotelegraph system |
| US2993958A (en) * | 1956-10-17 | 1961-07-25 | American Telephone & Telegraph | Radiant energy receiving system |
| US2881319A (en) * | 1957-06-07 | 1959-04-07 | Arthur R Sills | Automatic frequency control system |
| US3011023A (en) * | 1957-11-18 | 1961-11-28 | Gen Electronics Lab Inc | Frequency shift keyed signal converter |
| GB1047887A (en) * | 1963-06-14 | 1966-11-09 | Emi Ltd | Method and apparatus for radar and ionospheric pulse reception |
| DE1252282B (da) * | 1964-03-12 | |||
| GB1530602A (en) * | 1975-10-14 | 1978-11-01 | Standard Telephones Cables Ltd | Demodulator for fm signals |
| JPS5831065B2 (ja) * | 1976-04-09 | 1983-07-04 | 日本電気株式会社 | Ｆｓｋ復調装置 |
| US4054842A (en) * | 1977-01-19 | 1977-10-18 | Rockwell International Corporation | Channel gain imbalance compensation for FSK demodulator |
| DE3008076C2 (de) * | 1980-03-03 | 1982-05-06 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Einrichtung zur Empfängerabschaltung bei kleinem Signal-Geräusch-Abstand für ein digital moduliertes Funksystem mit Frequenzmodulation |
| US4339823A (en) * | 1980-08-15 | 1982-07-13 | Motorola, Inc. | Phase corrected clock signal recovery circuit |
-
1981
- 1981-10-26 GB GB08132181A patent/GB2109201B/en not_active Expired
-
1982
- 1982-10-15 DE DE19823238194 patent/DE3238194A1/de active Granted
- 1982-10-19 CA CA000413779A patent/CA1210072A/en not_active Expired
- 1982-10-20 FR FR8217552A patent/FR2515451B1/fr not_active Expired
- 1982-10-20 US US06/435,426 patent/US4523324A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-10-22 DK DK470382A patent/DK156355C/da not_active IP Right Cessation
- 1982-10-22 IT IT23887/82A patent/IT1152945B/it active
- 1982-10-22 CH CH6174/82A patent/CH662914A5/de not_active IP Right Cessation
- 1982-10-23 JP JP57185401A patent/JPS5881363A/ja active Granted
- 1982-10-25 BE BE0/209322A patent/BE894799A/fr not_active IP Right Cessation
- 1982-10-25 AU AU89764/82A patent/AU557133B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CH662914A5 (de) | 1987-10-30 |
| FR2515451A1 (fr) | 1983-04-29 |
| JPH024183B2 (da) | 1990-01-26 |
| DK156355C (da) | 1989-12-27 |
| AU8976482A (en) | 1983-05-05 |
| DE3238194C2 (da) | 1991-03-14 |
| AU557133B2 (en) | 1986-12-04 |
| GB2109201A (en) | 1983-05-25 |
| FR2515451B1 (fr) | 1986-09-26 |
| CA1210072A (en) | 1986-08-19 |
| GB2109201B (en) | 1985-03-27 |
| US4523324A (en) | 1985-06-11 |
| DE3238194A1 (de) | 1983-05-05 |
| IT8223887A0 (it) | 1982-10-22 |
| IT1152945B (it) | 1987-01-14 |
| DK470382A (da) | 1983-04-27 |
| JPS5881363A (ja) | 1983-05-16 |
| BE894799A (fr) | 1983-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| DK156355B (da) | Fm-datamodtager med direkte modulation | |
| US4672636A (en) | AFC circuit for direct modulation FM data receivers | |
| EP0325281B1 (en) | Optical transmitter, optical receiver and optical transmission apparatus and control method of optical receiver | |
| US4556973A (en) | Frequency-division multiplex communication method and system | |
| US4651104A (en) | Frequency converter with automatic frequency control | |
| CA1217233A (en) | Qam with dc bias in one channel | |
| KR950009406B1 (ko) | 코드분할 다중접근(cdma) 직접확산(ds) 방식 수신기의 클럭 복구안정화방법 및 회로 | |
| US4042884A (en) | Phase demodulator with offset frequency reference oscillator | |
| US4247938A (en) | Method for generating a pseudo-signal in an error rate supervisory unit and circuit for carrying out the same | |
| US4232189A (en) | AM Stereo receivers | |
| US4757272A (en) | Four phase PSK demodulator | |
| DK163906B (da) | Kobling til genvinding af et taktsignal fra et vinkelmoduleret baeresignal med modulationsindex m = 0,5. | |
| GB2180419A (en) | Direct conversion receiver | |
| US3973203A (en) | Carrier isolation system | |
| EP0519491B1 (en) | Frequency discriminator and heterodyne receiver provided with the frequency discriminator for coherent lightwave communications | |
| US3990016A (en) | Asynchronous demodulator | |
| US2309705A (en) | Carrier wave signaling | |
| EP0516484B1 (en) | MSK-modulator | |
| US2176168A (en) | Frequency modulated signal | |
| KR20010042028A (ko) | 복조기 회로 | |
| EP0098665A2 (en) | Data demodulator for a direct frequency modulated signal | |
| KR950003667B1 (ko) | 비.에프.에스.케이(BFSK) 복조방식을 이용한 엠.에스.케이(MSK;minimum shift keying)의 변복조 장치 | |
| US6615029B1 (en) | Electronic circuits | |
| RU2164726C2 (ru) | Линия радиосвязи с повторным использованием частоты | |
| SU1007213A1 (ru) | Устройство дл приема дискретной информации |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PBP | Patent lapsed |