DK163906B - Kobling til genvinding af et taktsignal fra et vinkelmoduleret baeresignal med modulationsindex m = 0,5. - Google Patents

Description

i

DK 163906 B

(A) Opfindelsens baggrund

Opfindelsen angår en kobling til genvinding af et taktsignal i en modtager for et vinkelmoduleret bæresig-nal med en bærefrekvens fc og et modulat ionsind ex m = 0,5 5 frembragt som svar på datasignaler med en given taktfrekvens 1/T, hvilken kobling indeholder en frekvensdobler til dobling af det modulerede signals frekvens, en genereringskreds til frembringelse af en signalkomposant med taktfrekvensen 1/T ud fra det frekvensdoblede, modulere-10 de signal, et taktfilter til udskillelse af den frembragte taktsignalkomposant, og en impulsformer til frembringelse af et taktimpulssignal som svar på den udskilte signalkomposant.

En sådan kobling er beskrevet i en artikel af 15 De Buda om FFSK (Fast Frequency Shift Keying) i IEEE

Transactions on Communications, Vol. COM-20, nr. 3, juni 1972, side 429-435, se fig. 4. FFSK-signalet med modu-lationsindex m = 0,5 har i sig selv et effekttætheds-spektrum med kun kontinuerlige informationsbærende kom-20 posanter, men frekvensdoblingsoperationen medfører frembringelse af et FFSK-signal med modulationsindex m = 1, hvilket signal indeholder både kontinuerte informationsbærende komposanter og diskrete komposanter ved frekvenserne 2fc - 1/(2T) og 2fc + 1/(2T). Dette forhold udnyt-25 tes i den kendte kobling til frembringelse af en signalkomposant med taktfrekvensen 1/T ved i genereringskredsen at udskille de to diskrete komposanter ved hjælp af smalle båndpasfiltre, at multiplicere de udvalgte diskrete komposanter med hinanden i en blandingskreds og 30 derefter separere blandingsproduktet med differensfrekvensen 1/T fra blandingsproduktet med sumfrekvensen 4fc ved hjælp af et lavpasfilter. På denne enkle måde kan takt- og bæresignalreferencerne genvindes fra selve det modtagne FFSK-signal, og disse referencer kan udnyttes 35 til optimal detektering af datasignalerne ved hjælp af ortogonal kohærent demodulation og synkron datasymbol-

DK 163906B

2 detektering og regenerering. Også af hensyn til den krævede konstante amplitude af disse referencer er de smalle båndpasfiltre i den kendte kobling realiseret i form af PLL-kredse (Phase-Locked Loop).

5 Denne kendte metode til genvinding af takt- og bæresignalreferencer er navnlig egnet for anvendelser, hvor datasignalerne transmitteres kontinuerligt eller i det mindste i forholdsvis lange tidsintervaller. Denne metode er imidlertid mindre egnet til anvendelse i ra-10 diokommunikationssystemer, hvor datasignalerne transmitteres i tidsintervaller med forholdsvis korte varigheder, som f.eks. i TDMA-systemer (Time Division Multiple Access) eller FH-systemer (Frequency Hopping), og modtageren må genvinde referencerne i en lille indledende del af dette 15 i sig selv korte tidsinterval med korrekt frekvens og i korrekt fase, idet en pålidelig funktion for den kohærente demodulation og den synkrone symboldetektering ikke er mulig, før der er opnået korrekt fase. Arsagen til, at den kendte kobling er mindre egnet til hurtig 20 genvinding af referencefaserne, beror på, at ved det sædvanlige valg af mellemfrekvenstrinene i modtageren i frekvensområdet fra nogle hundrede kHz til omkring 10 MHz og de sædvanlige- værdier for datasignalernes taktfrekvens 1/T til ikke over nogle få gange 10 kHz kræver udvælgel-25 sen af de to diskrete komposanter fra FFSK-signalet ved frekvensdobling i dette mellemfrekvensområde to meget smalle båndpasfiltre, hvis centerfrekvenser kun udviser en forskel lig med taktfrekvensen 1/T.

Anvendelse af et meget smalt båndpasfilter kræver 30 ikke blot en meget nøjagtig afstemning, men ledsages også af en langsom genvinding af den korrekte referencefase, og det sidstnævnte problem forværres yderligere, når dette smalle båndpasfilter realiseres som en PLL-kreds som i den kendte kobling, idet en PLL-kreds kan 35 befinde sig i den ukorrekte fase i et forlænget tidsrum, når den oprindelige fasefejl ligger meget tast på det u-stabile nulpunkt i fasedetektorens karakteristik, således

DK 163906 B

3 at fasedetektorens udgangssignal er meget lille. Problemet med hurtig genvinding af bærebølgefasen kan omgås ved anvendelse af en ikke-kohærent demodulator/ som f.eks. en frekvensdiskriminator/ men i så fald står problemet 5 med hurtig genvinding af taktfasen tilbage.

Selv om de ovennævnte problemer er beskrevet for FFSK-signaler/ gælder de på langt mere generel måde og mere specifikt for den klasse af modulationsmetoder/ som resulterer i et vinkelmoduleret bæresignal med et modu-10 lationsindex m = 0,5 og konstant amplitude. Denne klasse af modulationsmetoder med konstant indhyllingskurve er navnlig egnet til anvendelse i radiokommunikationssystemer på grund af disse metoders økonomiske udnyttelse af den til rådighed stående båndbredde og muligheden for 15 opnåelse af høj effektvirkningsgrad ved hjælp af kredsløbselementer med ikke-lineær amplitudeoverføringsfunktion. Kendte repræsentanter for denne klasse af modulationsmetoder er TFM (Tamed Frequency Modulation), GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) og GTFM (Generalized TEM), 20 som er beskrevet i IEEE Transactions on Communications, Vol.COM-26, nr. 5, maj 1978, side 534-542, og Vol. CCM-29/ nr. 7, juli 1981, side 1044-1050, og i Philips Journal of Research, Vol. 37, nr. 4, 1982, side 165-177.

(B) Sammenfatning af opfindelsen 25 Opfindelsen har til formål at frembringe en kobling af den i indledningen af afsnit (A) beskrevne type, som inden for et forholdsvis kort tidsrum efter begyndelsen af signalmodtagelsen frembringer et taktsignal til udførelse af en tilstrækkeligt pålidelig symboldetektering 30 og regenerering, og som ikke stiller specielle krav til udformningen og den praktiske implementering af de indgående kredsløbsfunktioner.

Koblingen ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at frekvensdobleren indeholder en skarp begrænser for 35 det modulerede signal, et til begrænseren forbundet og til bærefrekvensen fc afstemt, første båndpasfilter med en godhedsfaktor Q 10, en til begrænseren og det første

DK 163906 B

4 båndpasfilter forbundet balanceret modulator og et til modulatoren forbundet og til den dobbelte bærefrekvens 2f^ afstemt, andet båndpasfilter med en godhedsfaktor Q < 10, og at genereringskredsen indeholder en til fre-5 kvensdobleren forbundet frekvensomsætter til omsætning af det filtrerede, frekvensdoblede modulerede signal til et frekvensbånd omkring en lavere bærefrekvens f q af størrelsesorden som den dobbelte taktfrekvens 2/T, et til frekvensomsætteren forbundet og til den nedre bære-10 frekvens fg afstemt båndstopfilter med en godhedsfaktor Q < 10 og en til båndstopfilteret forbundet kvadreringskreds .

(C) Kort beskrivelse af tegningen I det følgende forklares en udførelsesform for op-15 findelsen og dennes fordele nærmere som eksempel under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et generelt blokdiagram for en modtager for vinkelmodulerede bæresignaler, fig. 2 et blokdiagram for en kendt kobling til 20 genvinding af et taktsignal fra et vinkelmoduleret bæresignal med modulationsindex m = 0,5 egnet til anvendelse i modtageren i fig. 1, fig. 3 nogle frekvensdiagrammer til illustration af virkemåden af koblingen i fig. 2, 25 fig. 4 et blokdiagram for en udførelsesform for koblingen ifølge opfindelsen til genvinding af et taktsignal fra et vinkelmoduleret bæresignal med modulationsindex m = 0,5 og egnet til anvendelse i modtageren i fig. 1, 30 fig. 5 nogle frekvensdiagrammer til illustration af virkemåden af koblingen i fig. 4, og fig. 6 et blokdiagram til illustration af, hvorledes koblingen i fig. 4 kan forbindes med andre kredse i en modtager for vinkelmodulerede bæresignaler.

DK 163906 B

5 (D) Beskrivelse af en udførelsesform D(1) Generel beskrivelse.

Fig. 1 viser et generelt blokdiagram for en modtager for vinkelmodulerede bæresignaler med en bærefre-5 kvens-Fc/ der er frembragt som svar på datasignaler med en taktfrekvens 1/T. Hovedsignalvejen i denne modtager mellem en antenne 1 og en datadetektor 2 indeholder en kaskadekobling af en indgangsdel 3 (forende) med RF-og IF-trin 4, 5 (radio frequency, intermediate frequen-10 cy) til frekvensomsætning af de modtagne signaler med en bærefrekvens F^ i RF-båndet til en bærefrekvens f^ i IF-båndet og forstærkning af iF-signalet, en ikke-kohærent signaldemodulator 6, som udgøres af en frekvensdiskri-minator, og et lavpasfilter 7 til dampning af signal-15 komposanter uden for datasignalernes basisbånd.

Modtager.en i fig. 1 indeholder yderligere en kobling 8 til genvinding af et taktsignal med en frekvens 1/T, hvilket signal benyttes i datadetektoren 2 til styring af den synkrone datasymboldetektering og-genvin-20 ding. Taktgenvindingskoblingen 8 kan være forbundet til frekvensdiskriminatoren 6's udgang som vist i fig. 1 ved en punkteret linie og forklaret i afsnit (A) af ovennævnte publikation om GTFM (se fig. 8), men med henblik på hurtig opnåelse af taktsignalet er koblingen 25 8 i fig. 1 forbundet til IF-trinet 5's udgang for i videst muligt omfang at drage fordel af den uundgåelige signaludbredelsesforsinkelse i hovedsignalvejen med henblik på taktgenvindingen, hvilken forbindelsesmåde i sig selv er kendt fra den i afsnit (A) nævnte publikation om 30 FFSK (se fig. 3).

Fig. 2 viser et blokdiagram for en kobling 8 til genvinding af taktsignalet ud fra et vinkelmoduleret bæresignal med modulationsindex m = 0,5, hvilken kobling kan benyttes i modtageren i fig. 1 og er beskrevet i den 35 sidstnævnte publikation (se fig. 4).

Koblingen 8 i fig. 2 indeholder en frekvensdobler 10, i hvilken det modulerede signal med modulations-

DK 163906 B

6 index m = 0,5 og bærefrekvensen fc i IF-båndet udsættes for en kvadreringsoperation til opnåelse af et moduleret signal med modulationsindex m = 1. Effekttæthedsspektret P for det modulerede signal med m = 0,5 indeholder gene-5 relt kun kontinuerte informationsbærende komposanter, men spektret P for det frekvensdoblede modulerede signal med m = 1 indeholder derudover også diskrete komposanter ved frekvenserne 2fc - 1/(2T) og 2fc + 1/(2T). Et eksempel på det sidstnævnte spektrum P er vist i diagrammet a 10 i fig. 3, nærmere betegnet for et GTFM-signal med parametrene B = 0,62 og r = 0,36, hvilken type GTFM-signal er karakteriseret ved hjælp af et formodulationsfilter i senderen bestående af et transversalfilter med 3 koefficienter A, B, A, hvor 2A + B = 1, og et lavpasfilter, 15 som opfylder det tredje Nyquist-kriterium og er baseret på et lavpasfilter med Racos-karakteristik (Racos = raised cosine) og en roll-off faktor r, som opfylder det første Nyquist-kriterium (jf. afsnit 2 i nævnte publikation om GTFM).

20 Koblingen 8 i fig. 2 udnytter tilstedeværelsen af to diskrete komposanter i udgangssignalet fra fre-kvensdobleren 10 til frembringelse af en signalkompo-sant med taktfrekvensen 1/T. Til dette formål udvælger en til frekvensdobleren 10 forbundet genereringskreds 25 11 de to diskrete komposanter ved hjælp af to smalle båndpasfiltre 12 og 13 med centerfrekvenser lig med henholdsvis 2fc - 1/(2T) og 2fc + 1/(2T), hvilke filtres filterkarakteristikker H^(f) og ^(f) er vist i diagrammet b i fig. 3. I genereringskredsen 11 multipliceres 30 de udskilte signalkomposanter ved udgangene af filtrene 12 og 13 med hinanden i en blandingskreds 14, og blandingsproduktet ved differensfrekvensen 1/T adskilles derefter fra blandingsproduktet ved sumfrekvensen 4fc ved anvendelse af et enkelt lavpasfilter 15. Taktsignal-35 komposanten udskilles fra blandingsproduktet ved differensfrekvensen 1/T ved hjælp af et taktfilter 16, som dæmper tilstødende signalkomposanter til opnåelse af et

DK 163906B

7 taktsignal med en passende lav fasefluktuation. Taktfilteret 16's udgangssignal føres til en impulsformer 17 til frembringelse af et taktimpulssignal, som er egnet til styring af datadetektoren 2 i fig. 1.

5 Som allerede nævnt i afsnit (A) medfører det sæd vanlige valg af modtagerens IF-band, i hvilket bærefrekvensen f^ er beliggende, i kombination med det normale område for taktfrekvensen 1/T for datatransmission, at 10 de to filtre 12 og 13 ifig. 2 skal have et meget smalt gennemgangsområde, idet deres centerfrekvenser er beliggende nær den forholdsvis høje dobbelte bærefrekvens 2fc med en indbyrdes afstand lig med den forholdsvis lave taktfrekvens 1/T. Sådanne meget smalle båndpasfiltre 12 15 og 13 stiller meget strenge krav til etablering og opretholdelse af en nøjagtig afstemning og bevirker desuden en markant forsinkelse i signaludbredelsen, således at opnåelsen af den korrekte fase for taktsignalkompo-santen ved lavpasfilteret 15’s udgang kun forløber 20 meget langsomt. Når disse filtre 12 og 13 er udformet som PLL-kredse, bliver afstemningsproblemerne mindre fremtrædende, men problemet med opnåelse af taktfasen forværres, idet en PLL-kreds foruden sin normale inerti udviser et· fænomen, der kan betegnes som "fasthængen" 25 {"hang up"). Denne virkning optræder for begyndelsesfasefejl, der ligger meget tæt på det ustabile nulpunkt i fasedetektorkarakteristikken, således at det af fasedetektoren frembragte fejlsignal er meget lille. Den hastighed, hvormed en PLL-kreds vender tilbage til det 30 stabile nulpunkt, af hasnger af dette fejlsignal, således at hvis fejlsignalet er meget lille, vil tilbagevendingshastigheden være meget lav. For begyndelsesfasefejl meget tæt på det ustabile nulpunkt vil en PLL-kreds derfor udvise tendens til at forblive i den forkerte fase i et 35 forlænget tidsrum, før den eventuelt trækker ind i den korrekte fase, der er knyttet til det stabile nulpunkt.

Denne "fasthængnings"-virkning indebærer, at en del af

DK 163906 B

8 forsøgene på opnåelse af taktsignalet vil forløbe 'usædvanligt langsomt. Denne egenskab er utilladelig ved anvendelse i radiokommunikationssystemer, hvor datasignaler overføres i tidsintervaller med meget korte varig-5 heder (burst-signaler ved TDMA-kommunikation dg transmissionsspring ved PH-kommunikation), og der kræves en hurtig genvinding i en lille begyndelsesdel af dette korte tidsinterval.

D(2) Beskrivelse af koblingen i fig. 4.

10 Fig. 4 viser et blokdiagram for en kobling for en kobling 8 ifølge opfindelsen, med hvilken der indenfor et meget kort tidsrum efter begyndelsen af signalmodtagelsen frembringes et passende taktsignal til udførelse af en tilstrækkeligt pålidelig symboldetektering og re-15 generering i datadetektoren 2, hvilken kobling 8 til trods herfor, ikke stiller særlige krav til udformningen og den praktiske implementering af de indgående kredsløbsfunktioner. Komponenter i fig. 4 svarende til de i fig. 2 viste er betegnet med samme henvisningstal.

20 Frekvensdobl er en 10 i fig. 4 indeholder en skarp begrænser 20 for det vinkelmodulerede signal ved bærefrekvensen fc og med modulationsindex m = 0,5, hvortil der er forbundet et første båndpasfilter 21 med en godhedsfaktor Q < 10 til udskillelse af basisleddet i 25 det skarpt begrænsede signal ved frekvensen fc· Udgangssignalerne fra filteret 21 og begrænseren 20 føres henholdsvis til signal- og bærebølgeindgangen for en balanceret modulator 22, hvortil der er forbundet et andet båndpasfilter 23 ligeledes med en godhedsfaktor 30 Q ^ 10 til udskillelse af det frekvensdoblede modulerede signal ved frekvensen 2fc med et modulationsindex m = 1.

Genereringskredsen 11 i fig. 4 indeholder en frekvensomsætter 24, som er forbundet til frekvensdobler en 10 til omsætning af det udskilte modulerede sig-35 nal ved frekvensen 2fc til et frekvensbånd omkring en lavere bærefrekvens fq med en størrelsesorden som den dobbelte taktfrekvens 2/T. Til dette formål indeholder

DK 163906 B

9 omsætteren 24 i fig. 4 en kilde 25 til frembringelse af et bæresignal med konstant amplitude og en konstant frekvens 2f^ + fQ, hvilket signal i en blandingskreds 26 multipliceres med udgangssignalet fra frekvensdobleren 5 10 med frekvensen 2f^,, hvorefter blandingsproduktet ved differensfrekvensen fg separeres fra 1 blandingsproduktet ved sumfrekvensen 4fc + fQ under anvendelse af et enkelt lavpasfilter 27. I genereringskredsen 11 i fig. 4 er der til omsætteren 24 forbundet et båndstopfilter 28 10 med en godhedsfaktor Q < 10 til dæmpning af signalkompo-santer i centerområdet ved frekvensen fg for det frekvensomsatte modulerede signal med modulationsindex m = 1.

Til frembringelse af en signalkomposant med en taktfrekvens 1/T udsættes udgangssignalet fra båndstopfilteret 15 28 nu, for en kvadreringsoperation, til hvilket formål der til båndstopfilteret 28 i fig. 4 er forbundet en kvadreringskreds 29. Denne kvadreringskreds 29 kan have form af en balanceret modulator, hvis signal- og bærebølgeindgange begge modtager udgangssignalet fra 20 båndstopfilteret 28.

På lignende måde som i fig. 2 udskilles det frembragte taktsignal i fig. 4 ved hjælp af et taktfilter 16, som damper tilstødende signalkomposanter til opnåelse af et taktsignal med en passende lav fasefluktuations-25 værdi, hvorefter det udskilte taktsignal føres til en impulsformer 17 til frembringelse af taktimpulssigna-let til styring af datadetektoren 2 i fig. 1.

Virkemåden af koblingen 8 i fig. 4 vil nu blive beskrevet under henvisning til diagrammerne i fig. 5, 30 nærmere betegnet igen for tilfældet med et GTFM-signal med parametrene B = 0,62 og r = 0,36. Det frekvensdoblede modulerede signal med modulationsindex m = 1 og bærefrekvens 2fc i IF-båndet, hvis spektrum P er vist i diagrammet a i fig. 3, optræder igen ved udgangen af 35 frekvensdobleren 10 i fig. 4. Frekvensomsætningen i omsætteren 24 resulterer nu i et moduleret signal med et modulationsindex m = 1 og et spektrum P med samme

DK 163906B

10 form som i diagrammet a i fig. 3, men nu med en meget lavere bærefrekvens fg. Dette sidste spektrum P er vist i diagrammet a i fig. 5 for det tilfælde, hvor fg = 2/T, således at de diskrete komposanter optræder ved frekven-5 serne: f0-l/(2T) = 2/T-l/(2T) = 3/(2T) ’ fQ+l/(2T) = 2/T+l/(2T) = 5/(2T) (1)

Ved at føre udgangssignalet fra omsætteren 24 10 til båndstopfilteret 28 med centerfrekvensen fg og med en filterkarakteristik (f) udtrykt i dB som vist i diagrammet b i fig. 5 for det tilfælde, hvor fg = 2/T og Q = 10, opnås for kvadreringskredsen 29 et indgangssignal s(t) med et spektrum P , hvis form er vist-i dia-

B

15 grammet c i. fig. 5.

Hvis det antages, at dette signal s(t) kan betragtes som summen af to dobbelt-sidebåndsmodulerede signaler med bærefrekvenser henholdsvis fQ-l/(2T) og fQ+ 1/(2T1 hvilken antagelse understøttes af formen af spektret P

S

20 i diagrammet c i fig. 5, kan signalet s(t) skrives som: s(t) = A(t) . sin [ir (2fg-l/T) t + 0 (t) ] + B (t) . [TT(2fg+l/T)t + 0 (t) 3 (2) hvor A(t) og B(t) repræsenterer de respektive amplitude-25 variationer, som afhænger af tidsmønstret for datasignalerne, medens 0(t) og 0(t) repræsenterer de respektive fasemodulationer, som også afhænger af dette datatidsmønster. Kvadrering af signalet s(t) i formel (2) resul-terer, hvilket nemt kan eftervises, i et signal [s(t)] , 30 som foruden leddene ved frekvenserne f = 0, 2fQ - 1/T, 2fg + 1/T også indeholder et led c(t) ved frekvensen f = 1/T, hvilket led er givet ved: c (t) = A(t) . B(t) . cos [2tt t/T + 0(t) - 0(t)] (3)

Ved den valgte værdi fQ * 2/T vil det næste højere 35 led optræde ved frekvensen f = 2fp - 1/T = 3/T, således at til udskillelse af signalet c(t) i formel (3) er et

DK 163906 B

11 taktfilter 16 med en godhedsfaktor Q på en middelværdi (Q ^ 30) tilstrækkeligt.

I det normale tilfælde af datatransmission, hvor de mulige værdier af de datasymboler* som skal overføres, 5 optræder med lige store sandsynligheder (hvilket sikres gennem anvendelse af en datakoder (data scrambler), der for den sags skyld også er foreskrevet for det store i flertal af i praksis anvendte datatransmissionssystemer) er middelværdierne af A(t) og B(t) i det væsentlige lige 10 stbre, og middelværdien af forskellen Θ(t) - 0(t) er i det' væsentlige konstant med meget god tilnærmelse. Som følge heraf vil det ved hjælp af taktfilteret ,16 udskilte signal c(t) i formel (3) altid have en.passende ί høj amplitude og en passende lav fasefluktuationsværdi 15 til en pålidelig.styring af datadetektoren 2 i fig. 1, hvilket er bekræftet ved omfattende forsøg.

Endvidere er dette taktsignal i koblingen 8 i fig. 1 til rådighed allerede inden for et meget kort tidsrum efter begyndelsen af signalmodtagelsen. Denne 20 fordel, som er særlig vigtig for TDMA- eller FH-systemer, som kræver en hurtig frembringelse af et pålideligt taktsignal, er et direkte resultat af af det forhold, at koblingen 8 i fig..4 - til forskel fra koblingen 8 i fig. 2 - ikke gør brug af filtre med et meget smalt gen-25 nemgangsområde og'dermed en meget høj godhedsfaktor Q, som medfører en stor forsinkelse i signaludbredelsen, men kan være begrænset til filtre med en godhedsfaktor Q med en lav værdi (nemlig Q < 10 for filtrene 21, 23 og 28) eller en middel værdi (nemlig Q ^ 30 for taktfilteret 30 16), hvorved der frembringes en meget mindre forsinkelse i signaludbredelsen. En yderligere fordel ved anvendelsen af filtre med en sådan lav eller middel værdi af god-hedsfaktoren Q er, at der i det væsentlige ikke stilles særlige krav til etablering og opretholdelse af en nøj-35 agtig afstemning, fordi filterudgangssignalet kun er lidet følsomt for afstemningsforskydninger. I denne forbindelse er det en fordel at realisere taktfilteret 16

i DK 163906 B

12 med en godhedsfaktor Q v 30 i form af en kaskadekobling af to filtre, hver med en godhedsfaktor Q ^ 6.

En yderligere fordel opnås ved anvendelsen af begrænser en 20 som indgangskreds for koblingen 8 i 5 fig. 4. Navnlig i mobile radiokommunikationsanlæg kan styrken af det modtagne signal nemlig variere over et stort dynamikområde, men anvendelsen af den skarpe begrænser gør det unødvendigt, at kredsløb, som indgår i taktgenvindingen, også skal være indrettet til at ar- 10 bejde over et sådant stort dynamikområde. Herigennem vil ! udformningen og den praktiske implementering af kredsene for de forskellige funktioner i koblingen 8 i fig. 4 blive betydeligt forenklet. For de her betragtede modu- . .· I · ; lationsmetoder, som f.eks. GTFM og GMSK, kan indgangs- 1 » ' 15 signalet til koblingen 8' betegnes spm et smalbåndet . . i FMysignal, og en skarp begrænser påvirker' som bekendt ikké informationsindholdet i et sådant signal. Endvidere ; . 1 kan en skarp begrænser næppe øve indflydelse på sigiial/ støj-forholdet SNR for indgangssignalet, idet forholdet 20 k mellem værdien SNRQ ved udgangen og værdien SNR^ ved indgangen af begrænseren kun varierer fra en værdi k = tt/4 for SNRq 0 til en værdi k = 2 for SNR^ 00.

Hvis nu modtagerens hovedsignalvej af de ovenfor nævnte grunde og på den i fig. 6 viste måde allerede in- 25 deholder en skarp begrænser 30 foran frekvensdiskrimi-natoren 6, er det i frekvensdobl er en 10 i koblingen 8 ikke nødvendigt at gøre brug af én separat begrænser 20 som vist i fig. 4, men det første båndpasfilter. 21 kan forbindes til udgangen af den allerede tilstedeværende 30 begrænser 30.

Fig. 6 viser, hvorledes en robust langtidsstabili-tet for det genvundne taktsignal kan opnås på enkel måde ved at forbinde en passende PLL-kreds 31 til udgangen af koblingen 8 og forbinde udgangene af koblingen 8 35 og PLL-kredsen 31 til datadetektoren 2's taktindgang over en tostillingsomskifter 32. I det forholdsvis lange etableringstidsrum for PLL-kredsen 31 føres det ved 13 koblingen 8's udgang tilgængelige taktsignal direkte til datadetektoren 2, medens taktsignalet ved PLL-kredsen 31's udgang føres til datadetektoren 2 efter dette tidsrum. Da flertallet af de tilgængelige PLL-kredse 5 31 i.dag også frembringer et Li-signal (lock indication), kan dette Li-signal udnyttes til styring af omskifteren 32.

Til illustrering af de med foranstaltningerne i-følge opfindelsen opnåede fordele anføres nogle måle-10 resultater, som er opnået ved en praktisk udførelse af en GTFM-modtager i overensstemmelse med kredsløbsdiagrammet i fig. 6 for binære datasignaler med en taktfre-kvens 1/T - 16 kHz. Den målte samlede forsinkelse i taktsignalvejen mellem udgangen af begrænseren 30 og ud-15 gangen af koblingen 8 andrager med tilnærmelse 10 T, hvoraf størstedelen skyldes taktfilteret 16,. og den målte forsinkelse i hovedsignalvejen mellem udgangen fra begrænseren 30 og datadetektoren 2 andrager mfd tilnærmelse 3 T, således at en pålidelig signaldetektering 20 kan starte efter tilnærmelsesvis 7 T. I princippet kan denne særdeles lave værdi på 7 T yderligere reduceres ved at nedsætte godhedsfaktoren Q for taktfilteret 16, men i praksis vil en sådan nedsættelse næppe være ønskelig, idet en nedsættelse af godhedsfaktoren Q ledsages 25 af en forøget fasefluktuation i det genvundne taktsignal, for hvilket fasefluktuationen udviser en maksimumværdi på mindre end T/10 ved en godhedsfaktor Q ^ 30 for taktfilteret 16.

Claims (2)

1. Kobling til genvinding af et taktsignai i en modtager for et vinkelmoduleret bæresignal med en bærefrekvens f^ og et modulationsindex m = 0,5 frembragt som svar på datasignaler med en given taktfrekvens 1/T, hvil-5 ken kobling indeholder en frekvensdobler (10) til dobling af det modulerede signals frekvens, en genereringskreds (11) til frembringelse af en signalkomposant med taktfrekvensen 1/T ud fra det frekvensdoblede, modulerede signal, et taktfilter ’ (16) til udskillelse af den 10 frembragte taktsignalkomposant, og en impulsformer (17) til frembringelse af. et taktimpulssignal som svar på den udskilte signalkomposant, kendetegnet ved, at frekvensdobleren (10) indeholder en skarp begrænser (20, 30) for det modulerede signal, et til begrænseren j ' * 15 (20) forbundet og til bærefrekvensen fc afstemt, første båndpasfilter (21) med en godhedsfaktor Q < 10, en til begrænseren (20) og det første· båndpasf il ter (21) ifor- , · ' ’ · bundet balanceret modulator (22) og et til modul-a tor en i · I (22) forbundet og til den dobbelte bærefrekvens 2f^ af-20 stemt, andet båndpasfilter (23) med en godhedsfaktor Ψ < 10, og at genereringskredsen (11) indeholder en til i * i ; ,· · 1 frekvensdobleren (10) forbundet frekvensomsætter (24) til omsætning af det filtrerede, frekvensdoblede modu- I ; lerede signal til et frekvensbånd omkring en lavere 25 bærefrekvens af størrelsesorden som den dobbelte taktfrekvens

2/T, et til frekvensomsætteren (24) forbundet og til den nedre bærefrekvens fQ afstemt båndstopfilter (28) med en godhedsfaktor Q < 10 og en til båndstopfilteret (28) forbundet kvadreringskreds (29). 30 2. Kobling ifølge krav 1, k e n d e;t e g n e t ved, at den skarpe begrænser (30) i .frekvensdobleren (10) udgøres af en i modtagerens hovedsignalvej foran demodulatoren (6) for det modulerede signal beliggende begrænser.