JPH0591150A - Msk信号復調回路 - Google Patents
Msk信号復調回路Info
- Publication number
- JPH0591150A JPH0591150A JP3246023A JP24602391A JPH0591150A JP H0591150 A JPH0591150 A JP H0591150A JP 3246023 A JP3246023 A JP 3246023A JP 24602391 A JP24602391 A JP 24602391A JP H0591150 A JPH0591150 A JP H0591150A
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- JP
- Japan
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- circuit
- signal
- carrier
- msk
- serial
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2338—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using sampling
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 MSK信号復調回路の構成の簡略化、低コス
ト化および高安定化を図る。 【構成】 MSK信号のマーク周波数またはスペース周
波数に位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回
路20と、再生されたキャリアを用いてMSK信号を同
期検波する検波器12と、この検波器12からのアナロ
グ出力をシリアルディジタル信号に変換する識別判定回
路17と、該シリアルディジタル信号をI、Qパラレル
データに変換するシリアル−パラレル変換回路19とを
含む。
ト化および高安定化を図る。 【構成】 MSK信号のマーク周波数またはスペース周
波数に位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回
路20と、再生されたキャリアを用いてMSK信号を同
期検波する検波器12と、この検波器12からのアナロ
グ出力をシリアルディジタル信号に変換する識別判定回
路17と、該シリアルディジタル信号をI、Qパラレル
データに変換するシリアル−パラレル変換回路19とを
含む。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、MSK(Minimu
m Shift Keying)信号を復調するMSK
信号復調回路に関する。
m Shift Keying)信号を復調するMSK
信号復調回路に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、無線通信のディジタル変調方式と
して採用されている方式の1つに、MSK変調方式があ
る。これは、位相連続FSK(Frequency S
hift Keying)の一方式で、変調指数が0.
5のものを指し、送信データの1,0に対応してマーク
周波数(fm),スペース周波数(fs)を送信する方
式であり、変調キャリアの振幅が一定のため、非線形歪
みに強いという長所を有している。
して採用されている方式の1つに、MSK変調方式があ
る。これは、位相連続FSK(Frequency S
hift Keying)の一方式で、変調指数が0.
5のものを指し、送信データの1,0に対応してマーク
周波数(fm),スペース周波数(fs)を送信する方
式であり、変調キャリアの振幅が一定のため、非線形歪
みに強いという長所を有している。
【0003】MSK信号を復調する方式として従来、送
信側の搬送波f0 に位相同期したキャリアを再生し、こ
れによって直交同期検波する方法が代表的な方式として
用いられている。
信側の搬送波f0 に位相同期したキャリアを再生し、こ
れによって直交同期検波する方法が代表的な方式として
用いられている。
【0004】図4はかかる方式を用いた従来のMSK信
号復調回路のブロック図である。同図において、入力端
子10に入力されたMSK信号は、送信側の搬送波f0
に位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回路2
1の出力信号と、この信号を90°移相器14によって
90°位相シフトした信号とにより、検波器12,13
によりそれぞれ直交同期検波される。ついで、ローパス
フィルタ15,16によって帯域制限された後、識別判
定回路17,18によりそれぞれアナログ信号からディ
ジタル信号へと変換される。なお、クロック再生回路3
0にて再生されたクロックは、1/2分周器31で1/
2分周され、識別判定回路17,18のタイミングパル
スとして使用される。また、識別判定回路17,18に
は一般にA/Dコンバータが用いられる。
号復調回路のブロック図である。同図において、入力端
子10に入力されたMSK信号は、送信側の搬送波f0
に位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回路2
1の出力信号と、この信号を90°移相器14によって
90°位相シフトした信号とにより、検波器12,13
によりそれぞれ直交同期検波される。ついで、ローパス
フィルタ15,16によって帯域制限された後、識別判
定回路17,18によりそれぞれアナログ信号からディ
ジタル信号へと変換される。なお、クロック再生回路3
0にて再生されたクロックは、1/2分周器31で1/
2分周され、識別判定回路17,18のタイミングパル
スとして使用される。また、識別判定回路17,18に
は一般にA/Dコンバータが用いられる。
【0005】このような復調方式は、同相成分(I軸)
と直交成分(Q軸)とに分けて検波していることから、
パラレル復調方式と呼ばれる。ディジタル信号に変換さ
れたI,Qデータは誤り訂正回路40に入力されてデー
タの誤り訂正が行なわれた後、正しいデータが出力端子
50から出力される。一般に高品質の伝送特性を確保す
べく誤り訂正符号が用いられるが、誤り訂正回路40は
LSI化されることが多い。例えば、誤り訂正符号とし
て畳み込み符号を用いた場合は、誤り訂正回路40には
ビタビ復号用LSIが使用され、I,Qパラレルデータ
を入力信号とするような構成になっている。
と直交成分(Q軸)とに分けて検波していることから、
パラレル復調方式と呼ばれる。ディジタル信号に変換さ
れたI,Qデータは誤り訂正回路40に入力されてデー
タの誤り訂正が行なわれた後、正しいデータが出力端子
50から出力される。一般に高品質の伝送特性を確保す
べく誤り訂正符号が用いられるが、誤り訂正回路40は
LSI化されることが多い。例えば、誤り訂正符号とし
て畳み込み符号を用いた場合は、誤り訂正回路40には
ビタビ復号用LSIが使用され、I,Qパラレルデータ
を入力信号とするような構成になっている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の如き
MSK復調方式はパラレル復調方式であるため、I軸,
Q軸のそれぞれに識別判定回路が必要となるが、この種
の回路は一般に高価なためコスト高になるという問題が
ある。また、識別判定回路にA/Dコンバータを用いる
場合、A/Dコンバータの入力レベルの変動による誤り
率の劣化を防ぐために、A/Dコンバータの前段にAG
C(自動利得制御)アンプを設けることが多いが、この
場合もI軸,Q軸のそれぞれにAGCアンプが必要とな
り、構成がより複雑となりコスト高ともなる。
MSK復調方式はパラレル復調方式であるため、I軸,
Q軸のそれぞれに識別判定回路が必要となるが、この種
の回路は一般に高価なためコスト高になるという問題が
ある。また、識別判定回路にA/Dコンバータを用いる
場合、A/Dコンバータの入力レベルの変動による誤り
率の劣化を防ぐために、A/Dコンバータの前段にAG
C(自動利得制御)アンプを設けることが多いが、この
場合もI軸,Q軸のそれぞれにAGCアンプが必要とな
り、構成がより複雑となりコスト高ともなる。
【0007】さらには、2系統化のために、I軸,Q軸
の識別判定回路には同一の識別特性が要求されるが、動
作温度の全範囲にわたり安定に動作するものをバラツキ
なく大量生産することはかなり難しいのが現状である。
の識別判定回路には同一の識別特性が要求されるが、動
作温度の全範囲にわたり安定に動作するものをバラツキ
なく大量生産することはかなり難しいのが現状である。
【0008】したがって、本発明の課題は構成の簡略
化、低コスト化が可能で、安定な動作が可能なMSK信
号復調回路を提供することにある。
化、低コスト化が可能で、安定な動作が可能なMSK信
号復調回路を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、本発明のMSK信号復調回路は、受信したMS
K信号のマーク周波数またはスペース周波数に位相同期
したキャリアを再生するキャリア再生回路と、再生され
たキャリアを用いて前記MSK信号を同期検波する検波
器と、該検波器のアナログ出力をシリアルディジタルデ
ータに変換する識別判定回路と、前記シリアルディジタ
ルデータをパラレルディジタルデータに変換するシリア
ル−パラレル変換回路とを備えたことを特徴とする。
るため、本発明のMSK信号復調回路は、受信したMS
K信号のマーク周波数またはスペース周波数に位相同期
したキャリアを再生するキャリア再生回路と、再生され
たキャリアを用いて前記MSK信号を同期検波する検波
器と、該検波器のアナログ出力をシリアルディジタルデ
ータに変換する識別判定回路と、前記シリアルディジタ
ルデータをパラレルディジタルデータに変換するシリア
ル−パラレル変換回路とを備えたことを特徴とする。
【0010】
【作用】検波器は、MSK信号のマーク周波数またはス
ペース周波数に位相同期した再生キャリアを用いてMS
K信号を直交同期検波し、I軸及びQ軸の2系統に分離
されない1系統のアナログ信号を出力する。このアナロ
グ信号は、識別判定回路でシリアルディジタルデータに
変換され、さらにシリアル−パラレル変換回路により
I,Qパラレルデータに変換される。このI,Qパラレ
ルデータは誤り訂正回路によりデータ誤りがある場合は
正しいデータに訂正されてから受信データとして出力さ
れる。
ペース周波数に位相同期した再生キャリアを用いてMS
K信号を直交同期検波し、I軸及びQ軸の2系統に分離
されない1系統のアナログ信号を出力する。このアナロ
グ信号は、識別判定回路でシリアルディジタルデータに
変換され、さらにシリアル−パラレル変換回路により
I,Qパラレルデータに変換される。このI,Qパラレ
ルデータは誤り訂正回路によりデータ誤りがある場合は
正しいデータに訂正されてから受信データとして出力さ
れる。
【0011】
【実施例】図1に本発明の実施例を示す。同図におい
て、10は入力端子、11はバンドパスフィルタ、20
はMSK信号のマーク周波数fmまたはスペース周波数
fsに位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回
路、12はバンドパスフィルタ11を介して出力される
MSK信号をキャリア再生回路20により再生されたキ
ャリアを用いて同期検波する検波器、17はクロック再
生回路30により再生されたクロックをタイミングパル
スとして検波器12から出力されるアナログ出力をディ
ジタル信号に変換する識別判定回路、19は1/2分周
器31により1/2に分周されたクロックを用いて識別
判定回路17から出力されるシリアルデータをI、Qパ
ラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換回路、
50は出力端子である。
て、10は入力端子、11はバンドパスフィルタ、20
はMSK信号のマーク周波数fmまたはスペース周波数
fsに位相同期したキャリアを再生するキャリア再生回
路、12はバンドパスフィルタ11を介して出力される
MSK信号をキャリア再生回路20により再生されたキ
ャリアを用いて同期検波する検波器、17はクロック再
生回路30により再生されたクロックをタイミングパル
スとして検波器12から出力されるアナログ出力をディ
ジタル信号に変換する識別判定回路、19は1/2分周
器31により1/2に分周されたクロックを用いて識別
判定回路17から出力されるシリアルデータをI、Qパ
ラレルデータに変換するシリアル−パラレル変換回路、
50は出力端子である。
【0012】次に、上記MSK信号復調回路の動作を説
明する。前述した従来のMSK信号復調回路では、送信
側の搬送波f0 に位相同期したキャリアを再生し、これ
を用いて同期検波しているが、この実施例では、MSK
信号のマーク周波数fmまたはスペース周波数fsのキ
ャリア成分を抽出し、これを用いて同期検波を行う。
明する。前述した従来のMSK信号復調回路では、送信
側の搬送波f0 に位相同期したキャリアを再生し、これ
を用いて同期検波しているが、この実施例では、MSK
信号のマーク周波数fmまたはスペース周波数fsのキ
ャリア成分を抽出し、これを用いて同期検波を行う。
【0013】すなわち、入力端子10に入力されたMS
K信号はバンドパスフィルタ11によって帯域制限さ
れ、ついで、キャリア再生回路20からの出力信号によ
り、検波器12で同期検波される。検波器12の出力
は、識別判定回路17においてアナログ信号からディジ
タル信号に変換される。誤り訂正回路40は前述のよう
に、一般にI,Qパラレルデータを入力するように構成
されているので、識別判定回路17から出力されるシリ
アルデータ出力をシリアル−パラレル変換回路19によ
りI,Qパラレルデータに変換してから誤り訂正回路4
0に入力し、ここでデータの誤りを訂正した後、正しい
データを出力端子50から出力する。
K信号はバンドパスフィルタ11によって帯域制限さ
れ、ついで、キャリア再生回路20からの出力信号によ
り、検波器12で同期検波される。検波器12の出力
は、識別判定回路17においてアナログ信号からディジ
タル信号に変換される。誤り訂正回路40は前述のよう
に、一般にI,Qパラレルデータを入力するように構成
されているので、識別判定回路17から出力されるシリ
アルデータ出力をシリアル−パラレル変換回路19によ
りI,Qパラレルデータに変換してから誤り訂正回路4
0に入力し、ここでデータの誤りを訂正した後、正しい
データを出力端子50から出力する。
【0014】以下、もう少し具体的に説明する。一般
に、MSK信号Y(t)は、 Y(t)=cos{(ω0 +ui ・ωd )t+φ0 …(1) と表わされる。ここに、ω0 は搬送角周波数、ωd はク
ロック角周波数の1/4の角周波数、ui は送信データ
の0,1に夫々対応するディジタル値−1,+1、φ0
は初期位相(0またはπ)である。
に、MSK信号Y(t)は、 Y(t)=cos{(ω0 +ui ・ωd )t+φ0 …(1) と表わされる。ここに、ω0 は搬送角周波数、ωd はク
ロック角周波数の1/4の角周波数、ui は送信データ
の0,1に夫々対応するディジタル値−1,+1、φ0
は初期位相(0またはπ)である。
【0015】なお、初期位相φ0 =0としても一般性は
失われないので、以下φ0 =0として扱う。また、以下
ではマーク周波数(fm=f0 +fd)の成分を抽出し
て同期検波する場合を想定するが、スペース周波数(f
s=f0 −fd)を再生して同期検波しても同様の結果
が得られる。
失われないので、以下φ0 =0として扱う。また、以下
ではマーク周波数(fm=f0 +fd)の成分を抽出し
て同期検波する場合を想定するが、スペース周波数(f
s=f0 −fd)を再生して同期検波しても同様の結果
が得られる。
【0016】いま、位相誤差を0とすると、キャリア再
生回路20で再生される信号は次式のように表わされ
る。
生回路20で再生される信号は次式のように表わされ
る。
【0017】 C(t)=cos(ωm t)=cos(ω0 +ωd )t …(2) よって、(1)式のMSK信号を(2)式の信号で同期
検波すると、検波器12の出力信号D(t)は、 D(t)=(1/2)・cos{(ui −1)・ωd t} …(3) となる。
検波すると、検波器12の出力信号D(t)は、 D(t)=(1/2)・cos{(ui −1)・ωd t} …(3) となる。
【0018】したがって、送信データが1のとき、すな
わちui =+1のときは、 D(t)=1/2 …(4) が出力され、送信データが0のとき、すなわちui =−
1のときは、 D(t)=1/2cos(2ωd t) …(5) が出力されることになる。
わちui =+1のときは、 D(t)=1/2 …(4) が出力され、送信データが0のとき、すなわちui =−
1のときは、 D(t)=1/2cos(2ωd t) …(5) が出力されることになる。
【0019】1例として、送信データが「010100
1」の場合の、図1各部の波形を図3に示す。図3の
(a)に示すような送信データに対するui の値は同図
(b)のようになり、これらの値に対応してMSK信号
の周波数は同図(c)のように変化する。したがって、
検波器12の出力信号D(t)は先の(4),(5)式
より同図(d)のようになる。すなわち、出力信号D
(t)は送信データが1、つまりMSK信号がマーク周
波数(fm)を示す期間T2,T4およびT7において
は一定の直流信号となる一方、送信データが0、つまり
MSK信号がスペース周波数(fs)を示す期間T1,
T3,T5およびT6においては交流信号となる。な
お、期間T1〜T7の各々はクロックの1周期に相当す
る長さである。したがって、期間T1,T3,T5およ
びT6における検波器12の出力信号D(t)の周波数
は、いずれもクロック周波数の1/2である。
1」の場合の、図1各部の波形を図3に示す。図3の
(a)に示すような送信データに対するui の値は同図
(b)のようになり、これらの値に対応してMSK信号
の周波数は同図(c)のように変化する。したがって、
検波器12の出力信号D(t)は先の(4),(5)式
より同図(d)のようになる。すなわち、出力信号D
(t)は送信データが1、つまりMSK信号がマーク周
波数(fm)を示す期間T2,T4およびT7において
は一定の直流信号となる一方、送信データが0、つまり
MSK信号がスペース周波数(fs)を示す期間T1,
T3,T5およびT6においては交流信号となる。な
お、期間T1〜T7の各々はクロックの1周期に相当す
る長さである。したがって、期間T1,T3,T5およ
びT6における検波器12の出力信号D(t)の周波数
は、いずれもクロック周波数の1/2である。
【0020】検波器12の出力信号D(t)は、図3の
(e)に示されるようなクロック再生回路30により再
生されたクロックCLKをタイミングパルスとして、識
別判定回路17において識別判定され、同図(f)に示
すようなディジタル信号E(t)となる。ついで、この
ディジタル信号E(t)は、例えば図2に示す如きDフ
リップフロップから構成されたシリアル−パラレル変換
回路19により、パラレルデータI(t),Q(t)に
分けられる。
(e)に示されるようなクロック再生回路30により再
生されたクロックCLKをタイミングパルスとして、識
別判定回路17において識別判定され、同図(f)に示
すようなディジタル信号E(t)となる。ついで、この
ディジタル信号E(t)は、例えば図2に示す如きDフ
リップフロップから構成されたシリアル−パラレル変換
回路19により、パラレルデータI(t),Q(t)に
分けられる。
【0021】すなわち、図3の(g)に示すような1/
2分周器31の出力信号1/2CLKを用い、識別判定
回路17の出力信号E(t)を図2に示すDフリップフ
ロップ191でラッチすることにより、図3の(h)に
示すようなデータI(t)が得られる。一方、インバー
タ193から出力される図3の(i)に示すような1/
2分周器31の出力信号1/2CLKの反転信号を用
い、識別判定回路17の出力信号E(t)を図2に示す
Dフリップフロップ192でラッチすることにより、図
3の(j)に示すようなデータQ(t)が得られる。以
上のシリアル−パラレル変換では、復調されたシリアル
データE(t)が奇数ビット,偶数ビットに分けられ、
I(t),Q(t)が得られる。また、このようなシリ
アル−パラレル変換により、パラレルデータI(t),
Q(t)の周期は元のシリアルデータE(t)の周期の
2倍になることは言うまでもない。また、パラレルデー
タI(t),Q(t)はここでは互いに位相が90°ず
れた関係にあるが、誤り訂正回路40が同相入力を必要
とする場合は、さらにDフリップフロップを用いてI
(t),Q(t)ともに同一のクロックでラッチするこ
とで同相にした後、誤り訂正回路40に入力するように
すれば良い。
2分周器31の出力信号1/2CLKを用い、識別判定
回路17の出力信号E(t)を図2に示すDフリップフ
ロップ191でラッチすることにより、図3の(h)に
示すようなデータI(t)が得られる。一方、インバー
タ193から出力される図3の(i)に示すような1/
2分周器31の出力信号1/2CLKの反転信号を用
い、識別判定回路17の出力信号E(t)を図2に示す
Dフリップフロップ192でラッチすることにより、図
3の(j)に示すようなデータQ(t)が得られる。以
上のシリアル−パラレル変換では、復調されたシリアル
データE(t)が奇数ビット,偶数ビットに分けられ、
I(t),Q(t)が得られる。また、このようなシリ
アル−パラレル変換により、パラレルデータI(t),
Q(t)の周期は元のシリアルデータE(t)の周期の
2倍になることは言うまでもない。また、パラレルデー
タI(t),Q(t)はここでは互いに位相が90°ず
れた関係にあるが、誤り訂正回路40が同相入力を必要
とする場合は、さらにDフリップフロップを用いてI
(t),Q(t)ともに同一のクロックでラッチするこ
とで同相にした後、誤り訂正回路40に入力するように
すれば良い。
【0022】
【発明の効果】本発明によれば、検波器のアナログ出力
をディジタルデータに変換する識別判定回路が1系統で
済むので、AGCアンプを使用する場合も同様に1系統
のAGCアンプで対応できるため部品点数が少なくな
り、回路の簡略化および低コスト化ならびに高安定化を
果たすことができ、その効果は極めて大きい。特に、大
量生産を必要とする民生機器などにこの発明を適用する
ことにより、その効果はさらに大となる。
をディジタルデータに変換する識別判定回路が1系統で
済むので、AGCアンプを使用する場合も同様に1系統
のAGCアンプで対応できるため部品点数が少なくな
り、回路の簡略化および低コスト化ならびに高安定化を
果たすことができ、その効果は極めて大きい。特に、大
量生産を必要とする民生機器などにこの発明を適用する
ことにより、その効果はさらに大となる。
【図1】本発明のMSK信号復調回路の一実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図2】図1のシリアル−パラレル変換回路の具体例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図3】図1回路の動作を説明するための各部波形図で
ある。
ある。
【図4】従来のMSK信号復調回路のブロック図であ
る。
る。
10 入力端子 11 バンドパスフィルタ 12、13 検波器 14 90°移相器 15、16 ローパスフィルタ 17、18 識別判定回路 19 シリアル−パラレル変換回路 20、21 キャリア再生回路 30 クロック再生回路 31 1/2分周器 40 誤り訂正回路 50 出力端子 191、192 Dフリップフロップ 193 インバータ
Claims (1)
- 【請求項1】 受信したMSK信号のマーク周波数また
はスペース周波数に位相同期したキャリアを再生するキ
ャリア再生回路と、再生されたキャリアを用いて前記M
SK信号を同期検波する検波器と、該検波器のアナログ
出力をシリアルディジタルデータに変換する識別判定回
路と、前記シリアルディジタルデータをパラレルディジ
タルデータに変換するシリアル−パラレル変換回路とを
備えたことを特徴とするMSK信号復調回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3246023A JP2795761B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | Msk信号復調回路 |
US07/935,118 US5278514A (en) | 1991-09-25 | 1992-08-27 | MSK demodulator using one synchronous detector |
EP92114993A EP0534180B1 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-02 | MSK signal demodulating circuit |
DE69231173T DE69231173T2 (de) | 1991-09-25 | 1992-09-02 | Demodulatorschaltung für MSK-Signale |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3246023A JP2795761B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | Msk信号復調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0591150A true JPH0591150A (ja) | 1993-04-09 |
JP2795761B2 JP2795761B2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=17142301
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3246023A Expired - Fee Related JP2795761B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | Msk信号復調回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
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