WO2016021466A1 - 無線通信装置および集積回路 - Google Patents

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WO2016021466A1
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WO
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signal
phase
filter
shift keying
frequency shift
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PCT/JP2015/071557
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英徳 大國
明秀 崔
雅則 古田
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株式会社 東芝
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    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal

Definitions

  • Embodiments described herein relate generally to a wireless communication apparatus and an integrated circuit that receive a phase continuous frequency shift keying signal.
  • a conventional receiver of a frequency shift keying signal 0, + ⁇ / 2, + 2 ⁇ / 2, and + 3 ⁇ / 2 are sequentially added to the phase information of a GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) signal to thereby convert the GMSK signal into BPSK ( Binary Phase Shift Keying signal is assumed, and subsequent processing is facilitated.
  • GMSK Global Minimum Shift Keying
  • BPSK Binary Phase Shift Keying signal is assumed, and subsequent processing is facilitated.
  • the conventional receiver detects the phase information of the signal using both the in-phase signal and the quadrature signal, there is a problem that power consumption is large.
  • the problem to be solved by the present invention is to provide a wireless communication device and an integrated circuit capable of reducing power consumption during data demodulation.
  • a local oscillator that generates a local signal
  • a first mixer that mixes an input binary phase continuous frequency shift keying signal and the local signal to generate a baseband signal
  • a first filter for removing unnecessary frequency components contained in the baseband signal
  • a delayer for delaying the output signal of the first filter by one symbol
  • a detector for demodulating the phase continuous frequency shift keying signal using the output signal of the first filter and the output signal of the delay unit,
  • the frequency of the local signal is a frequency shifted from a carrier frequency of the phase continuous frequency shift keying signal by a frequency corresponding to 0 or 1 of the phase continuous frequency shift keying signal.
  • (A) is a code string of a k
  • (A) is a code string of a k
  • (A) is a code string of ak
  • a wireless communication apparatus may include only a receiver, or may include a configuration other than a receiver such as a transmitter.
  • the wireless communication device may be a stationary communication device or a portable wireless terminal.
  • the receiver in the wireless communication apparatus performs demodulation processing by regarding a binary phase continuous frequency shift keying signal such as a GMSK signal as a BPSK signal.
  • a binary phase continuous frequency shift keying signal such as a GMSK signal as a BPSK signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an internal configuration of the receiver 1 in the wireless communication apparatus according to the first embodiment.
  • the receiver 1 in FIG. 1 includes a local oscillator 2, a first mixer 3, a first filter 4, a delay device 5, and a detector 6.
  • the local oscillator 2 generates a local signal.
  • the frequency of the local signal is a frequency shifted by a frequency corresponding to 0 or 1 of the phase continuous frequency shift keying signal from the carrier frequency of the phase continuous frequency shift keying signal input to the receiver 1.
  • the first mixer 3 mixes the input phase continuous frequency shift keying signal and the local signal to generate a baseband signal.
  • the first filter 4 removes unnecessary frequency components included in the baseband signal.
  • the unnecessary frequency component is a frequency component that is unnecessary for processing the baseband signal, and refers to, for example, a frequency component that is unrelated to the frequency band of the received signal.
  • the delay unit 5 delays the output signal of the first filter 4 by one symbol.
  • the detector 6 demodulates the phase continuous frequency shift keying signal using the output signal of the first filter 4 and the output signal of the delay unit 5.
  • phase continuous frequency shift keying signal s (t) is expressed by the following equation (1), where the amplitude is A, the carrier frequency is f c , and the modulation phase is ⁇ (t).
  • a k is a code string that takes +1 and ⁇ 1 corresponding to the mark and space of the k-th symbol, the symbol interval is T, the frequency shift corresponding to the mark is f 1 , and the frequency shift corresponding to the space is f
  • the frequency deviation f (t) is expressed by the following equation (2).
  • the first mixer 3 generates a baseband signal by mixing the local signal generated by the local oscillator 2 and the phase continuous frequency shift keying signal expressed by the above-described equation (1), and inputs the baseband signal to the first filter 4. .
  • the mixed signal r mix (t) is expressed by the following equation (6).
  • the first filter 4 removes harmonic components of the mixed signal r mix (t) and signals outside the signal band.
  • the output signal r filter (t) of the first filter 4 is expressed by the following equation (7).
  • FIG. 2 (a) is code sequence of a k
  • FIG. 2 (b) r filter (t) in the m 0.49
  • FIG. 2 (c) signal waveform r filter (t) in the m 1.49 FIG. 2B and 2C
  • the initial phase of r filter (t) is set to 0.2 ⁇
  • the amplitude is normalized to 1.
  • the detector 6 compares the sign of the output signal of the first filter 4 and the signal obtained by delaying the output signal by one symbol by the delay unit 5 and detects whether the sign is the same or different. The received data is discriminated. In order to detect whether the signs are the same or different, the two input signals are multiplied by a multiplier (not shown), and the result is determined by whether the multiplication result is positive or negative. Alternatively, the sign (positive / negative) of the two signals may be determined and a change in the sign may be detected.
  • the local signal having a frequency shifted from the carrier frequency fc by + ⁇ f / 2 or ⁇ f / 2 is mixed with the phase continuous frequency shift keying signal by the first mixer 3, detection is performed.
  • the device 6 can be regarded as a binary phase shift keying (BPSK) signal obtained by differentially encoding the phase continuous frequency shift keying signal. Therefore, at the time of data demodulation, the processing subsequent to the first mixer 3 can be performed only with the in-phase signal component, and the processing of the quadrature signal component is not required, so that the internal configuration of the receiver 1 can be simplified. , Power consumption can be reduced.
  • BPSK binary phase shift keying
  • FIG. 3 is a block diagram showing an internal configuration of the receiver 1 in the wireless communication apparatus according to the second embodiment.
  • the same reference numerals are given to components common to FIG. 1, and different points will be mainly described below.
  • phase shifter 11 includes a phase shifter 11, a second mixer 12, a second filter 13, a symbol synchronization unit 14, a phase detector 15, and a phase detector in addition to the configuration of the receiver 1 of FIG. And a regulator 16.
  • the phase shifter 11 shifts the phase of the local signal generated by the local oscillator 2 by ⁇ / 2.
  • the second mixer 12 mixes the phase continuous frequency shift keying signal input to the receiver 1 and the output signal of the phase shifter 11, and outputs a signal whose phase is orthogonal to the signal mixed by the first mixer 3. Generate.
  • the second filter 13 removes unnecessary frequency components included in the output signal of the second mixer 12.
  • the symbol synchronization unit 14 detects a symbol synchronization timing based on the output signal of the first filter 4 and the output signal of the second filter 13. For example, the symbol synchronization unit 14 detects a symbol synchronization timing based on the preamble signal for each data series including the preamble signal and a plurality of symbol data.
  • a correlation value with a preamble signal sequence may be calculated using a correlator (not shown), and a peak value of the calculated correlation value may be determined as a synchronization point.
  • the phase detector 15 detects the phase at the synchronization timing based on the output signals of the first filter 4 and the second filter 13.
  • the phase adjuster 16 causes the local oscillator 2 to adjust the phase of the local signal so that the phase detected by the phase detector 15 becomes 0 or ⁇ .
  • FIG. 4A is a code string of a k
  • the initial phase of r filter (t) is set to 0.2 ⁇ , and the amplitude is normalized to 1.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the modulation index m and the intersymbol distance when the initial phase is adjusted to zero.
  • the receiver 1 in the wireless communication apparatus detects the quadrature signal component in order to achieve symbol synchronization. Once the initial phase is adjusted, the in-phase signal component is thereafter adjusted. Data demodulation can be performed only with this. Therefore, the power consumption during data demodulation can be reduced as in the first embodiment.
  • the symbol synchronization unit 14 is provided, and in order to achieve symbol synchronization between the in-phase signal component and the quadrature signal component of the phase continuous frequency shift keying signal, the initial phase is adjusted.
  • Data demodulation can be performed by regarding a phase continuous frequency shift keying signal as a BPSK signal using only in-phase signal components. Since the signal processing of the orthogonal signal component is used only for adjusting the initial phase, the power consumption during data demodulation can be reduced as in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an internal configuration of the receiver 1 in the wireless communication apparatus according to the third embodiment.
  • the receiver 1 in FIG. 6 includes a phase follower 17 in addition to the configuration of the receiver 1 in FIG.
  • phase follower 17 in FIG. 6 finds that the phase of the output signal of the first filter 4 has changed based on the data demodulated by the detector 6, the phase follower 17 gives 2 ⁇ ⁇ (0.5 Instruct the phase adjustment of -n). More specifically, when 2 ⁇ ⁇ (0.5 ⁇ n) is a positive value, the phase follower 17 instructs to advance the phase of this value, and when it is a negative value, the phase follower 17 Instructs to delay the phase.
  • the phase adjuster 16 shifts the phase of the local signal by 2 ⁇ ⁇ (0.5 ⁇ n) with respect to the local oscillator 2 in accordance with an instruction from the phase follower 17.
  • FIG. 7A is a code string of a k
  • phase continuous frequency shift keying signal input to the receiver 1 is a GMSK signal
  • a CPFSK (Continuous Phase Frequency Shift Keying) signal other than the GMSK signal May be input to the receiver 1.
  • the receiver 1 in the wireless communication apparatus according to each embodiment can perform demodulation processing by regarding the CPFSK signal as a BPSK signal.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of a wireless communication apparatus 71 according to the fourth embodiment. 8 includes a baseband unit 72, an RF unit 73, and an antenna unit 74.
  • the baseband unit 72 includes a control circuit 75, a transmission processing circuit 76, a reception processing circuit 77, DA converters 78 and 79, and AD converters 80 and 81.
  • the control circuit 75, transmission processing circuit 76 and reception processing circuit 77 in the baseband unit 72 perform digital signal processing.
  • the digital transmission signal generated by the transmission processing circuit 76 is converted to an analog transmission signal by the DA converters 78 and 79 and then supplied to the RF unit 73.
  • the reception processing circuit 77 performs demodulation processing on the digital reception signals converted by the AD converters 80 and 81.
  • the transmission side and the reception side are provided with two signal lines. This is because the transmission and reception processing is performed separately for the I signal and the Q signal.
  • the DA conversion circuit 78 converts a digital I signal into an analog I signal
  • the DA conversion circuit 79 converts a digital Q signal into an analog Q signal.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • DCO digitally controlled oscillator
  • the control circuit 75 performs, for example, processing of a MAC (Media Access Control) layer.
  • the control circuit 75 may perform processing of a network layer higher than the MAC layer. Further, the control circuit 75 may perform processing related to MIMO (Multi-Input Multi-Output). For example, the control circuit 75 may perform propagation path estimation processing, transmission weight calculation processing, stream separation processing, and the like.
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the transmission processing circuit 76 generates a digital transmission signal.
  • the reception processing circuit 77 performs processing such as analysis of a preamble and a physical header after demodulation and decoding.
  • the reception processing circuit 77 includes the delay unit 5, the detector 6, the symbol synchronization unit 14, and the phase detector 15 shown in FIG. Similarly, the AD converter 79 of FIG. 8 is connected to the output node of the second filter 13 of FIG. 3, for example.
  • the RF unit 73 includes a transmission circuit 82 and a reception circuit 83.
  • the transmission circuit 82 includes a transmission filter (not shown) that extracts a signal in the transmission band, a mixer (not shown) that upconverts the signal that has passed through the transmission filter to a radio frequency, and an amplifier that amplifies the signal after the upconversion. It is out.
  • the reception circuit 83 has a mixer that amplifies the signal received by the antenna and then down-converts it, and a reception filter that extracts a signal in a desired frequency band from the output signal of the mixer.
  • the RF unit 73 may be provided with a switch for connecting one of the transmission circuit 82 and the reception circuit 83 to the antenna. With such a switch, the antenna can be connected to the transmission circuit 82 during transmission, and the antenna can be connected to the reception circuit 83 during reception.
  • the RF unit 73 and the baseband unit 72 shown in FIG. 8 may be formed as a single chip (integrated circuit), or the RF unit 73 and the baseband unit 72 may be formed as separate chips. Further, a part of the RF unit 73 and the baseband unit 72 may be configured by discrete components, and the rest may be configured by one or a plurality of chips.
  • the RF unit 73 and the baseband unit 72 may be configured by software reconfigurable software.
  • the functions of the RF unit 73 and the baseband unit 72 may be realized by software using a digital signal processor.
  • a bus, a processor unit, and an external interface unit are provided inside the wireless communication device 71 shown in FIG.
  • the processor unit and the external interface unit are connected via a bus, and firmware operates in the processor unit.
  • the firmware can be updated by a computer program.
  • the wireless communication device 71 shown in FIG. 8 includes a plurality of antenna units 74, the number of antenna units 74 is not particularly limited, and may be only one. In this case, the transmission / reception change-over switch may be used to switch between antenna transmission and reception.
  • the wireless communication device 71 shown in FIG. 8 can be applied to a stationary wireless communication device 71 such as an access point, a wireless router, or a computer, and can also be applied to a portable wireless terminal such as a smartphone or a mobile phone. It can be applied to peripheral devices such as mice and keyboards that perform wireless communication with the host device, and can also be applied to card-like members (IC cards, memory cards, SIM cards, etc.) with built-in wireless functions, and wireless communication of biological information It can also be applied to wearable terminals.
  • the wireless method of wireless communication between the wireless communication devices 71 shown in FIG. 8 is not particularly limited, and includes various methods such as cellular communication after the third generation, wireless LAN, Bluetooth (registered trademark), and proximity wireless communication. Are applicable.
  • FIG. 9 shows an example in which wireless communication is performed between a PC 84 as a host device and a mouse 85 as a peripheral device.
  • the wireless communication device 71 shown in FIG. 8 is built in both the PC 84 and the mouse 85. Yes.
  • the mouse 85 performs wireless communication using the power of the built-in battery.
  • a wireless method capable of low-consumption wireless communication such as Bluetooth Low Energy established in the Bluetooth (registered trademark) 4.0 standard.
  • FIG. 10 shows an example in which wireless communication is performed between the wearable terminal 86 and a host device (for example, PC 84).
  • the wearable terminal 86 is worn on the human body.
  • the wearable terminal 86 is not only a type that is worn on the arm as shown in FIG. Various things are possible, such as those that are worn on the body and those that are placed inside the body such as a pacemaker.
  • the wireless communication device 71 shown in FIG. 8 is incorporated in both the wearable terminal 86 and the PC 84.
  • the PC 84 is a computer or a server. Since the wearable terminal 86 is also worn on the human body and the space for the built-in battery is limited, a wireless method capable of wireless communication with low power consumption such as Bluetooth Low Energy is adopted. Is desirable.
  • the type of information transmitted and received by wireless communication is not particularly limited. However, it is desirable to change the wireless system between the case where information with a large amount of data such as moving image data is transmitted and received and the case where information with a small amount of data such as operation information of the mouse 85 is transmitted and received. It is necessary to perform wireless communication with an optimal wireless system according to the amount of information.
  • a notification unit that notifies the user of the operation state of wireless communication may be provided.
  • the operation state may be displayed on a display device such as an LED, the operation state may be notified by vibration of a vibrator, or the operation state may be obtained from sound information from a speaker, a buzzer, or the like. May be notified.
  • At least a part of the receiver 1 described in the above-described embodiment may be configured by hardware or software.
  • a program for realizing at least a part of the functions of the receiver 1 may be stored in a recording medium such as a flexible disk or a CD-ROM, and read and executed by a computer.
  • the recording medium is not limited to a removable medium such as a magnetic disk or an optical disk, but may be a fixed recording medium such as a hard disk device or a memory.
  • a program that realizes at least a part of functions of the receiver 1 may be distributed via a communication line (including wireless communication) such as the Internet. Further, the program may be distributed in a state where the program is encrypted, modulated or compressed, and stored in a recording medium via a wired line such as the Internet or a wireless line.
  • a communication line including wireless communication
  • the program may be distributed in a state where the program is encrypted, modulated or compressed, and stored in a recording medium via a wired line such as the Internet or a wireless line.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.
  • constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

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Abstract

【課題】データ復調時の消費電力を低減する。 【解決手段】無線通信装置は、ローカル信号を生成する局部発振器と、入力された２値の位相連続周波数偏移変調信号とローカル信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成する第１ミキサと、ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を除去する第１フィルタと、第１フィルタの出力信号を１シンボル遅延させる遅延器と、第１フィルタの出力信号と遅延器の出力信号とを用いて、位相連続周波数偏移変調信号を復調する検波器と、を備え、位相連続周波数偏移変調信号の変調指数ｍは、ｍ＝ｎ＋ｋ（ただし、０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）で表される値であり、ローカル信号の周波数は、位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である。

Description

無線通信装置および集積回路
　本発明の実施形態は、位相連続周波数偏移変調信号を受信する無線通信装置および集積回路に関する。
　従来の周波数偏移変調信号の受信機では、ＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying）信号の位相情報に順次０、＋π／２、＋２π／２、＋３π／２を繰り返し加算することにより、ＧＭＳＫ信号をＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）信号とみなして、後段の処理を容易にしている。
　しかしながら、従来の受信機は、同相信号と直交信号の双方を用いて信号の位相情報を検出するため、消費電力が多いという問題がある。
　本発明が解決しようとする課題は、データ復調時の消費電力を低減可能な無線通信装置および集積回路を提供することである。
　本実施形態では、ローカル信号を生成する局部発振器と、
　入力された２値の位相連続周波数偏移変調信号と前記ローカル信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成する第１ミキサと、
　前記ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を除去する第１フィルタと、
　前記第１フィルタの出力信号を１シンボル遅延させる遅延器と、
　前記第１フィルタの出力信号と前記遅延器の出力信号とを用いて、前記位相連続周波数偏移変調信号を復調する検波器と、を備え、
　前記位相連続周波数偏移変調信号の変調指数ｍは、ｍ＝ｎ＋ｋ（ただし、０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）で表される値であり、
　前記ローカル信号の周波数は、前記位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、前記位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である無線通信装置が提供される。
第１の実施形態による受信機１の内部構成を示すブロック図。 （ａ）はａｋの符号列、（ｂ）および（ｃ）は第１の実施形態におけるｍ＝０．４９、ｍ＝１．４９におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図。 第２の実施形態による受信機１の内部構成を示すブロック図。 （ａ）はａｋの符号列、（ｂ）および（ｃ）は第２の実施形態におけるｍ＝０．４９、ｍ＝１．４９におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図。 初期位相を０に調整した場合の変調指数ｍと符号間距離の関係を示す図。 第３の実施形態による受信機の内部構成を示すブロック図。 （ａ）はａｋの符号列、（ｂ）は第３の実施形態におけるｍ＝０．４におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図。 第４の実施形態による無線通信装置の概略構成を示すブロック図。 ＰＣとマウスとの無線通信の一例を示す図。 ＰＣとウェアラブル端末との無線通信の一例を示す図。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の実施形態では、無線通信装置内に設けられる受信機内の特徴的な構成および動作を中心に説明するが、受信機には以下の説明で省略した構成および動作が存在しうる。ただし、これらの省略した構成および動作も本実施形態の範囲に含まれるものである。また、以下の実施形態による無線通信装置は、受信機だけを含んでいてもよいし、送信機等の受信機以外の構成を含んでいてもよい。また、無線通信装置は、据置型の通信装置でもよいし、携帯可能な無線端末でもよい。
　（第１の実施形態）
　第１の実施形態による無線通信装置内の受信機は、ＧＭＳＫ信号等の２値の位相連続周波数偏移変調信号をＢＰＳＫ信号とみなして復調処理を行うものである。
　図１は第１の実施形態による無線通信装置内の受信機１の内部構成を示すブロック図である。図１の受信機１は、局部発振器２と、第１ミキサ３と、第１フィルタ４と、遅延器５と、検波器６とを備えている。
　局部発振器２は、ローカル信号を生成する。ローカル信号の周波数は、受信機１に入力される位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である。
　第１ミキサ３は、入力された位相連続周波数偏移変調信号とローカル信号とをミキシングして、ベースバンド信号を生成する。
　第１フィルタ４は、ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を除去する。ここで、不要周波数成分とは、ベースバンド信号を処理する上で不要な周波数成分であり、例えば、受信信号の周波数帯域とは無関係な周波数成分のことをいう。遅延器５は、第１フィルタ４の出力信号を１シンボル遅延させる。検波器６は、第１フィルタ４の出力信号と遅延器５の出力信号とを用いて、位相連続周波数偏移変調信号を復調する。
　位相連続周波数偏移変調信号ｓ(ｔ)は、振幅Ａ、搬送波周波数をｆｃ、変調位相をφ(ｔ)とすると、以下の（１）式で表される。
　ｓ(ｔ)＝Ａcos[２πｆｃｔ＋φ(ｔ)]　　…（１）
　ａｋをｋシンボル目のマーク、スペースに対応して＋１、－１を取る符号列とし、シンボル間隔をＴとし、マークに対応する周波数偏移をｆ１、スペースに対応する周波数偏移をｆ０とし、その周波数差Δｆを、Δｆ＝|ｆ１－ｆ０|とすると、周波数偏移ｆ(ｔ)は以下の（２）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　（２）式の右辺のｕ(ｘ)は、以下の（３）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　（１）式より、位相偏移φ(ｔ)は以下の（４）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、変調指数ｍを、ｍ＝Δｆ／Ｔと定義すると、（４）式は（５）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　局部発振器２は、搬送波周波数ｆｃからΔｆ／２(＝ｆ１)または－Δｆ／２(＝ｆ２)だけずらした周波数のローカル信号を生成する。
　第１ミキサ３は、局部発振器２が生成したローカル信号と、上述した（１）式で示す位相連続周波数偏移変調信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成し、第１フィルタ４に入力する。ミキシング後の信号ｒｍｉｘ(ｔ)は、以下の（６）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　第１フィルタ４は、ミキシング後の信号ｒｍｉｘ(ｔ)の高調波成分や信号帯域外の信号を除去する。第１フィルタ４の出力信号ｒfilter(ｔ)は、以下の（７）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　出力信号ｒfilter(ｔ)のｔ＝(ｋ－１)Ｔとｔ＝ｋＴとの間の１シンボル間の位相差は、以下の（８）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　第１ミキサ３が、搬送波周波数ｆｃから＋Δｆ／２(＝ｆ１)だけずらした周波数のローカル信号でミキシングした場合の１シンボル間の位相差は、以下の（９）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　第１ミキサ３が、搬送波周波数ｆｃから－Δｆ／２(＝ｆ１)だけずらした周波数のローカル信号でミキシングした場合の１シンボル間の位相差は、以下の（１０）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　（１０）式に示すように、第１ミキサ３が搬送波周波数ｆｃから－Δｆ／２(＝ｆ１)だけずらした周波数のローカル信号でミキシングした場合、信号が－１の場合には位相は回転せず、信号が１の場合に２πｍの位相が回転する。
　図２（ａ）はａｋの符号列、図２（ｂ）はｍ＝０．４９におけるｒfilter(ｔ)、図２（ｃ）はｍ＝１．４９におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図である。図２（ｂ）および図２（ｃ）では、ｒfilter(ｔ)の初期位相を０．２πとし、振幅を１に正規化している。
　（１０）式に示すように、第１ミキサ３が搬送波周波数ｆｃから－Δｆ／２(＝ｆ１)だけずらした周波数のローカル信号でミキシングした場合、信号が－１の場合には１シンボルで位相回転が生じないため、前シンボルと同一符号になり、信号が１の場合には１シンボルで位相が０．９８π（ｍ＝０．４９の場合）か、２．９８π（ｍ＝１．４９の場合）回転するため、前シンボルとの符号と異符号になる。
　検波器６は、第１フィルタ４の出力信号と、この出力信号を遅延器５で１シンボル遅延させた信号との符号を比較し、同符号であるか異符号であるかを検出することにより、受信データを判別する。なお、同符号であるか異符号であるかの検出には、入力される２つの信号を不図示の乗算器にて乗算し、その乗算結果が正であるか負であるかにより判別してもよいし、２つの信号の符号（正負）を判別しておき、その符号の変化を検出してもよい。
　このように、第１の実施形態では、搬送波周波数ｆｃから＋Δｆ／２または－Δｆ／２だけずらした周波数のローカル信号を第１ミキサ３にて位相連続周波数偏移変調信号とミキシングするため、検波器６では、位相連続周波数偏移変調信号を差動符号化した２値の位相偏移変調（ＢＰＳＫ）信号とみなすことができる。よって、データ復調時には、第１ミキサ３よりも後段の処理を同相信号成分のみで行うことができ、直交信号成分の処理が不要となることから、受信機１の内部構成を簡略化できるとともに、消費電力を低減できる。
　（第２の実施形態）
　上述した第１の実施形態では、初期位相を合わせる処理を行っていないため、図２（ｂ）や図２（ｃ）に示すように、シンボルの位相が切り替わる際に、第１フィルタ４の出力信号にオーバーシュートやアンダーシュートが生じる可能性がある。そこで、以下に説明する第２の実施形態では、初期位相を調整するものである。
　図３は第２の実施形態による無線通信装置内の受信機１の内部構成を示すブロック図である。図３では、図１と共通する構成部分には同一符号を付しており、以下では相違点を中心に説明する。
　図３の受信機１は、図１の受信機１の構成に加えて、位相器１１と、第２ミキサ１２と、第２フィルタ１３と、シンボル同期部１４と、位相検出器１５と、位相調整器１６とを有する。
　位相器１１は、局部発振器２で生成されたローカル信号の位相をπ／２だけシフトさせる。第２ミキサ１２は、受信機１に入力される位相連続周波数偏移変調信号と位相器１１の出力信号とをミキシングして、第１ミキサ３でミキシングされた信号とは位相が直交する信号を生成する。第２フィルタ１３は、第２ミキサ１２の出力信号に含まれる不要周波数成分を除去する。
　シンボル同期部１４は、第１フィルタ４の出力信号と第２フィルタ１３の出力信号とに基づいて、シンボルの同期タイミングを検出する。例えば、シンボル同期部１４は、プリアンブル信号と複数のシンボルのデータとを含むデータ系列ごとに、プリアンブル信号に基づいてシンボルの同期タイミングを検出する。より具体的な同期タイミングの検出手法としては、例えば不図示の相関器を用いてプリアンブル信号系列との相関値を算出し、算出した相関値のピーク値を同期点と判断することが考えられる。
　位相検出器１５は、第１フィルタ４と第２フィルタ１３の出力信号に基づいて、同期タイミングにおける位相を検出する。
　位相調整器１６は、位相検出器１５で検出される位相が０またはπとなるように、局部発振器２に対してローカル信号の位相を調整させる。
　図４（ａ）はａｋの符号列、図４（ｂ）はｍ＝０．４９におけるｒfilter(ｔ)、図４（ｃ）はｍ＝１．４９におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図である。図４（ｂ）および図４（ｃ）では、ｒfilter(ｔ)の初期位相を０．２πとし、振幅を１に正規化している。
　図４（ｂ）および図４（ｃ）の波形を図２（ｂ）および図２（ｃ）の波形と比較すればわかるように、初期位相を調整することにより、オーバーシュートやアンダーシュートが生じなくなる。これはすなわち、符号間距離が広がることを意味し、受信特性を改善できる。
　図５は初期位相を０に調整した場合の変調指数ｍと符号間距離の関係を示す図である。図５によれば、変調指数ｍを、ｍ＝０．５＋ｋ（ｋは０以上の整数）としたときに、符号間距離が最大になることがわかる。符号間距離が長いほど、受信特性がよくなることから、ｍ＝０．５＋ｋを満たすようにすることで、符号間距離を最大にできて、受信特性が改善することがわかる。
　なお、変調指数ｍは小さいほど信号の帯域幅が狭くなり、周波数の利用効率が向上する。よって、ｍ＝０．５＋ｋ（ｋは０以上の整数）の中で、ｍ＝０．５が最も望ましい。すなわち、ｍ＝ｎ＋ｋ（０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）の式における最適なｍは、ｎ＝０．５で、かつｋ＝０である。
　第２の実施形態による無線通信装置内の受信機１は、シンボル同期を取るために、直交信号成分を検出しているが、いったん初期位相を調整してしまえば、その後は、同相信号成分だけでデータ復調を行うことができる。よって、第１の実施形態と同様に、データ復調時の消費電力を低減できる。
　このように、第２の実施形態では、シンボル同期部１４を設けて、位相連続周波数偏移変調信号の同相信号成分と直交信号成分とのシンボル同期を図るため、初期位相を調整した状態で同相信号成分のみを用いて位相連続周波数偏移変調信号をＢＰＳＫ信号とみなしてデータ復調を行うことができる。直交信号成分の信号処理は、初期位相の調整のためだけに用いられるため、第１の実施形態と同様に、データ復調時の消費電力を低減できる。
　（第３の実施形態）
　上述した第２の実施形態では、変調指数ｍがｍ＝０．５＋ｋ（ｋは０以上の整数）の関係を満たさない場合には、シンボルごとに位相が中途半端にしかシフトしなくなり、これが累積すると、誤って復調するおそれがある。そこで、以下に示す第３の実施形態では、変調指数ｍに応じて、ローカル信号の位相を調整するものである。
　図６は第３の実施形態による無線通信装置内の受信機１の内部構成を示すブロック図である。図６の受信機１は、図３の受信機１の構成に加えて、位相追従器１７を備えている。
　図６の位相追従器１７は、検波器６が復調したデータに基づいて、第１フィルタ４の出力信号の位相が変化したことがわかると、位相調整器１６に対して２π×(０．５－ｎ)の位相調整を指示する。より具体的には、位相追従器１７は、２π×(０．５－ｎ)が正の値の場合は、この値の位相を進めるように指示し、負の値の場合は、この値の位相を遅らせるように指示する。
　位相調整器１６は、位相追従器１７からの指示に従って、局部発振器２に対してローカル信号の位相を２π×(０．５－ｎ)だけシフトさせる。
　図７（ａ）はａｋの符号列、図７（ｂ）の破線波形は位相追従器１７がない場合の変調指数ｍ＝０．４におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図、図７（ｂ）の実線波形は位相追従器１７を設けた場合のｍ＝０．４におけるｒfilter(ｔ)の信号波形図である。
　図７（ｂ）の破線波形に示すように、ｍ＝０．４の場合、ａｋ＝１のときに１シンボル当たり０．８πしか位相がシフトしない。よって、１～３シンボル目でａｋ＝１で、３～４シンボル目でａｋ＝０で、４～５シンボル目でａｋ＝１であった場合、４～５シンボル目でデータを誤って復調してしまう。
　そこで、位相追従器１７は、検波器６の出力データにより、位相がシフトするａｋ＝１であることがわかると、位相調整器１６に対して２π×(０．５－ｎ)の位相調整を指示する。なお、ｎの値は、データ系列のプリアンブル信号中の既知信号により、予め推定することができる。これにより、図７（ｂ）の実線波形のように、各シンボルごとに、ｍ＝０．５＋ｋと同様にπだけ位相がシフトし、位相誤差の累積による復調誤りが生じなくなるため、受信特性を改善することができる。
　図７（ｂ）の実線波形に示すように、ｍ＝０．４の場合に位相追従器１７による位相追従処理を行うと、図２（ｂ）や図４（ｂ）に示すｍ＝０．５の場合の波形と比べると、歪んでいるが、シンボルごとにｍ＝０．５と同様の位相シフトが行われるため、データ復調は正しく行える可能性が高い。ただし、ｍ＜０．４の場合やｍ＞０．６の場合は、データ復調が正しく行える可能性が低くなる。よって、ｍ＝ｎ＋ｋ（０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）におけるｎは、０．４≦ｎ≦０．６に設定するのが望ましい。
　このように、第３の実施形態では、位相追従器１７を設けるため、ｍ＝０．５＋ｋでない場合であっても、ｍ＝０．５＋ｋと同様に、各シンボルごとに位相をシフトさせることができ、位相誤差の累積による復調誤りが生じなくなるため、受信特性を改善することができる。
　上述した第１～第３の実施形態では、受信機１に入力される位相連続周波数偏移変調信号がＧＭＳＫ信号である例を説明したが、ＧＭＳＫ信号以外のＣＰＦＳＫ（Continuous Phase Frequency Shift Keying）信号を受信機１に入力してもよい。各実施形態による無線通信装置内の受信機１は、ＣＰＦＳＫ信号をＢＰＳＫ信号とみなして復調処理を行うことができる。
　（第４の実施形態）
　上述した第１～第３の実施形態では、受信機１の構成および動作を説明したが、以下に説明する第４の実施形態では、第１～第３の実施形態のいずれかの受信機１の構成に加えて、送信機も備えた無線通信装置のハードウェア構成例について説明する。第４の実施形態による無線通信装置内の受信機１は、上述した第１～第３の実施形態のいずれかで構成されるため、その詳細な説明は省略する。
　図８は第４の実施形態による無線通信装置７１の概略構成を示すブロック図である。図８の無線通信装置７１は、ベースバンド部７２と、ＲＦ部７３と、アンテナ部７４とを備えている。
　ベースバンド部７２は、制御回路７５と、送信処理回路７６と、受信処理回路７７と、ＤＡ変換器７８、７９と、ＡＤ変換器８０、８１とを有する。ベースバンド部７２内の制御回路７５、送信処理回路７６および受信処理回路７７は、デジタル信号処理を行う。送信処理回路７６で生成されたデジタル送信信号は、ＤＡ変換器７８、７９でアナログ送信信号に変換されてからＲＦ部７３に供給される。受信処理回路７７は、ＡＤ変換器８０、８１で変換されたデジタル受信信号に対して復調処理などを行う。
　図８では、送信側も受信側も２系統の信号ラインを備えているが、これは、Ｉ信号とＱ信号に分けて送受信処理を行うためである。例えば、ＤＡ変換回路７８はデジタルＩ信号をアナログのＩ信号に変換し、ＤＡ変換回路７９はデジタルＱ信号をアナログのＱ信号に変換する。なお、直交変調せずに一系統の信号のままで、直接局部発振器２を変調して送信する場合もありうる。この場合、局部発振器２に電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いるとＤＡ変換回路は１つだけ設ければよいし、局部発振器２にデジタル制御発振器（ＤＣＯ）を用いるとＤＡ変換回路は不要となる。また、一系統または複数系統の送信信号をアンテナ部７４の数だけ振り分けて送信する場合には、アンテナ部７４の数に応じた数のＤＡ変換回路を設けてもよい。
　制御回路７５は、例えば、ＭＡＣ（Media Access Control）層の処理を行う。制御回路７５は、ＭＡＣ層よりも上位のネットワーク階層の処理を行ってもよい。また、制御回路７５は、ＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)に関する処理を行ってもよい。例えば、制御回路７５は、伝搬路推定処理、送信ウェイト計算処理、およびストリームの分離処理などを行ってもよい。
　送信処理回路７６は、デジタル送信信号を生成する。受信処理回路７７は、復調や復号を行った後に、プリアンブルおよび物理ヘッダの解析などの処理を行う。受信処理回路７７は、図３に示した遅延器５、検波器６、シンボル同期部１４および位相検出器１５を含んでいる。同様に、図８のＡＤ変換器７９は、例えば図３の第２フィルタ１３の出力ノードに接続される。
　ＲＦ部７３は、送信回路８２と、受信回路８３とを有する。送信回路８２は、送信帯域の信号を抽出する不図示の送信フィルタ、送信フィルタを通過後の信号を無線周波数にアップコンバートする不図示のミキサ、およびアップコンバート後の信号を増幅するアンプなどを含んでいる。受信回路８３は、アンテナで受信された信号を増幅した後にダウンコンバートするミキサと、ミキサの出力信号から所望の周波数帯域の信号を抽出する受信フィルタとを有する。
　各アンテナで無線信号の送受信を行う場合には、送信回路８２および受信回路８３のいずれか一方をアンテナに接続するためのスイッチがＲＦ部７３に設けられていてもよい。このようなスイッチがあれば、送信時にはアンテナを送信回路８２に接続し、受信時にはアンテナを受信回路８３に接続することができる。
　図８に示したＲＦ部７３とベースバンド部７２はワンチップ（集積回路）化してもよいし、ＲＦ部７３とベースバンド部７２とで別個のチップにしてもよい。また、ＲＦ部７３とベースバンド部７２の一部はディスクリート部品で構成し、残りを１つまたは複数のチップで構成してもよい。
　さらに、ＲＦ部７３とベースバンド部７２は、ソフトウェア的に再構成可能なソフトウェア無線機で構成してもよい。この場合、デジタル信号処理プロセッサを用いて、ソフトウェアにてＲＦ部７３とベースバンド部７２の機能を実現すればよい。この場合、図８に示した無線通信装置７１の内部に、バス、プロセッサ部および外部インタフェース部が設けられる。プロセッサ部と外部インタフェース部はバスを介して接続され、プロセッサ部ではファームウェアが動作する。ファームウェアは、コンピュータプログラムにより更新が可能である。プロセッサ部がファームウェアを動作させることで、図８に示したＲＦ部７３とベースバンド部７２の処理動作を行うことができる。
　図８に示した無線通信装置７１は、複数のアンテナ部７４を備えているが、アンテナ部７４の数には特に制限はなく、一つだけでもよい。この場合、送受切替スイッチで、アンテナの送信と受信を切り替えればよい。
　図８に示した無線通信装置７１は、アクセスポイントや無線ルータ、コンピュータなどの据置型の無線通信装置７１にも適用できるし、スマートフォンや携帯電話等の携帯可能な無線端末にも適用できるし、ホスト装置と無線通信を行うマウスやキーボードなどの周辺機器にも適用できるし、無線機能を内蔵したカード状部材（ＩＣカードやメモリカード、ＳＩＭカードなど）にも適用できるし、生体情報を無線通信するウェアラブル端末にも適用できる。図８に示した無線通信装置７１同士での無線通信の無線方式は、特に限定されるものではなく、第３世代以降のセルラー通信、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、近接無線通信など、種々のものが適用可能である。
　図９はホスト装置であるＰＣ８４と周辺機器であるマウス８５との間で無線通信を行う例を示しており、ＰＣ８４とマウス８５の双方に、図８に示した無線通信装置７１が内蔵されている。マウス８５は、内蔵バッテリの電力を利用して無線通信を行うが、バッテリを内蔵するスペースは限られているため、できるだけ低消費電力で無線通信を行う必要がある。このため、Bluetooth（登録商標）４．０の規格の中で策定されたBluetooth Low Energyなどの低消費無線通信が可能な無線方式を用いて無線通信を行うのが望ましい。
　図１０はウェアラブル端末８６とホスト装置（例えばＰＣ８４）との間で無線通信を行う例を示している。ウェアラブル端末８６は、人間の身体に装着されるものであり、図１０のように腕に装着するタイプだけでなく、シールタイプなどの身体に貼り付けるものや、眼鏡タイプおよびイヤホンタイプなどの腕以外の身体に装着するものや、ペースメーカなどの身体の内部に入れるものなど、種々のものが考えられる。図１０の場合も、ウェアラブル端末８６とＰＣ８４の両方に、図８に示した無線通信装置７１が内蔵されている。なお、ＰＣ８４とは、コンピュータやサーバなどである。ウェアラブル端末８６も、人間の身体に装着されるため、内蔵バッテリのためのスペースが限られているため、上述したBluetooth Low Energy等の低消費電力での無線通信が可能な無線方式を採用するのが望ましい。
　また、図８に示した無線通信装置７１同士で無線通信を行う場合、無線通信によって送受される情報の種類は特に限定されない。ただし、動画像データのようなデータ量の多い情報を送受する場合と、マウス８５の操作情報のようにデータ量の少ない情報を送受する場合とでは、無線方式を変えるのが望ましく、送受される情報量に応じて最適な無線方式で無線通信を行う必要がある。
　さらに、図８に示した無線通信装置７１同士で無線通信を行う場合、無線通信の動作状態をユーザに報知する報知部を設けてもよい。報知部の具体例としては、例えば、ＬＥＤ等の表示装置に動作状態を表示してもよいし、バイブレータの振動により動作状態を報知してもよいし、スピーカやブザー等による音声情報より動作状態を報知してもよい。
　上述した実施形態で説明した受信機１の少なくとも一部は、ハードウェアで構成してもよいし、ソフトウェアで構成してもよい。ソフトウェアで構成する場合には、受信機１の少なくとも一部の機能を実現するプログラムをフレキシブルディスクやＣＤ－ＲＯＭ等の記録媒体に収納し、コンピュータに読み込ませて実行させてもよい。記録媒体は、磁気ディスクや光ディスク等の着脱可能なものに限定されず、ハードディスク装置やメモリなどの固定型の記録媒体でもよい。
　また、受信機１の少なくとも一部の機能を実現するプログラムを、インターネット等の通信回線（無線通信も含む）を介して頒布してもよい。さらに、同プログラムを暗号化したり、変調をかけたり、圧縮した状態で、インターネット等の有線回線や無線回線を介して、あるいは記録媒体に収納して頒布してもよい。
　なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

Claims (14)

  1. 　ローカル信号を生成する局部発振器と、
    　２値の位相連続周波数偏移変調信号と前記ローカル信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成する第１ミキサと、
    　前記ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を除去する第１フィルタと、
    　前記第１フィルタの出力信号を１シンボル遅延させる遅延器と、
    　前記第１フィルタの出力信号と前記遅延器の出力信号とを用いて、前記位相連続周波数偏移変調信号を復調する検波器と、を備え、
    　前記位相連続周波数偏移変調信号の変調指数ｍは、ｍ＝ｎ＋ｋ（ただし、０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）で表される値であり、
    　前記ローカル信号の周波数は、前記位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、前記位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である無線通信装置。
  2. 　前記第１フィルタの出力信号は、シンボルごとに、前記位相連続周波数偏移変調信号の０および１のいずれか一方のときに位相が変化せず、他方のときに位相がπシフトする信号である請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 　前記位相連続周波数偏移変調信号は、シンボルごとに、０および１のいずれか一方のときに位相がπ／２変化し、他方のときに位相が－π／２変化する信号である請求項２に記載の無線通信装置。
  4. 　前記ローカル信号の位相をπ／２だけシフトさせる位相器と、
    　前記位相連続周波数偏移変調信号と前記位相器の出力信号とをミキシングして、前記第１ミキサがミキシングした信号とは位相が直交する信号を生成する第２ミキサと、
    　前記第２ミキサの出力信号に含まれる不要周波数成分を除去する第２フィルタと、
    　前記第１フィルタの出力信号と前記第２フィルタの出力信号とに基づいて、シンボルの同期タイミングを検出するシンボル同期部と、
    　前記第１フィルタおよび前記第２フィルタの出力信号に基づいて、前記同期タイミングにおける位相を検出する位相検出器と、
    　前記位相検出器で検出される位相が０またはπとなるように前記局部発振器に対して前記ローカル信号の位相を調整させる位相調整器と、を備える請求項１乃至３のいずれかに記載の無線通信装置。
  5. 　前記シンボル同期部は、プリアンブル信号と複数のシンボルのデータとを含むデータ系列ごとに、前記プリアンブル信号に基づいて前記同期タイミングを検出する請求項４に記載の無線通信装置。
  6. 　前記検波器が復調したデータに基づいて、前記第１フィルタの出力信号の位相が変化したことがわかると、前記位相調整器に対して２π×(０．５－ｎ)の位相調整を指示する位相追従器を備え、
    　前記位相調整器は、前記位相追従器からの指示に従って、前記局部発振器に対して前記ローカル信号の位相を２π×(０．５－ｎ)だけシフトさせる請求項４または５に記載の無線通信装置。
  7. 　前記ｎは、０．４≦ｎ≦０．６の範囲内の値である請求項１乃至６のいずれかに記載の無線通信装置。
  8. 　前記ｎは０．５である請求項１乃至６のいずれかに記載の無線通信装置。
  9. 　前記ｋ＝０である請求項１乃至７のいずれかに記載の無線通信装置。
  10. 　前記ｍは０．５である請求項１乃至６のいずれかに記載の無線通信装置。
  11. 　請求項１乃至１０のいずれかに記載の無線通信装置を含む集積回路。
  12. 　請求項１１に記載の集積回路と、
    　少なくとも１つのアンテナと、を備える無線通信装置。
  13. 　ＲＦ部と、ベースバンド部とを備えた無線通信装置であって、
    　前記ＲＦ部は、受信回路を有し、
    　前記ベースバンド部は、受信処理回路を有し、
    　前記受信回路は、
    　ローカル信号を生成する局部発振器と、
    　２値の位相連続周波数偏移変調信号と前記ローカル信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成する第１ミキサと、
    　前記ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を除去する第１フィルタと、を有し、
    　前記受信処理回路は、
    　前記第１フィルタの出力信号を１シンボル遅延させる遅延器と、
    　前記第１フィルタの出力信号と前記遅延器の出力信号とを用いて、前記位相連続周波数偏移変調信号を復調する検波器と、を有し、
    　前記位相連続周波数偏移変調信号の変調指数ｍは、ｍ＝ｎ＋ｋ（ただし、０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）で表される値であり、
    　前記ローカル信号の周波数は、前記位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、前記位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である無線通信装置。
  14. 　２値の位相連続周波数偏移変調信号と、局部発振器で生成したローカル信号とをミキシングしてベースバンド信号を生成し、
    　前記ベースバンド信号に含まれる不要周波数成分を第１フィルタにて除去し、
    　前記第１フィルタの出力信号を遅延器にて１シンボル遅延させ、
    　前記第１フィルタの出力信号と前記遅延器の出力信号とを用いて、前記位相連続周波数偏移変調信号を復調し、
    　前記位相連続周波数偏移変調信号の変調指数ｍは、ｍ＝ｎ＋ｋ（ただし、０＜ｎ＜１、ｋは０以上の整数）で表される値であり、
    　前記ローカル信号の周波数は、前記位相連続周波数偏移変調信号の搬送波周波数から、前記位相連続周波数偏移変調信号の０または１に対応する周波数だけシフトさせた周波数である無線通信方法。
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