JPH0276348A - デジタル遅延検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、いわゆるパーソナル無線などの移動体通信に
好適に実施されるデジタル遅延検波装置に関する。

従来の技術 たとえば、前記パーソナル無線のチャネル制御などとし
て、デジタル通信が用いられている。このデジタル通信
の変調方式として、変調指数０゜５の位相連続周波数変
調（Ｍ　１ｎｉｓｕ＋＊　Ｓ　ｈｉｆｔ　Ｋ　ｅｙｉｎ
ｇ　：以下、ＭＳＫと略称する）や、ベースバンド帯域
を制限した前記変調指数０．５の位相連続周波数変調（
Ｇ　ａｕｓｓｉａｎ　Ｆｉｌｔｅｒｄ　　Ｍ　Ｓ　Ｋ　
：以下、ＧＭＳＫと略称する）などが用いられている。

このような変調方式の信号を比較的簡単な回路構成で検
波する方法として、デジタル遅延検波方式が挙げられる
。

第６図は、典型的な従来技術の検波装置１の基本的構成
を示すブロック図である。アンテナ２で受信された受信
信号は、高周波増幅回路３を介して混合回路４に与えら
れる。この混合回路４に関連して局部発振回路５が設け
られており、温き回路４は前記受信信号とこの局部発振
回路５からの周波数ＩＬ０を有する発振信号とを混合し
、中間周波信号Ｉ□としてライン６に導出する。ライン
６に導出された中間周波信号ｆ□は、バンドパスフィル
タ（以下、ＢＰＦと略称する）７を介してデータフリッ
プ７０ツブ８の入力端子Ｄ（またはＣ）に与えられる。

前記バンドパスフィルタ７からの中間周波信号ｆ　ＩＦ
はまた、遅延回路９を介して前記データフリップフロッ
プ８の入力端子Ｃ（またはＤ）に与えられる。この遅延
回路９は、クロック発生回路１０からの周波数ＩｅＬを
有する基準クロック信号に、基づいて、入力信号を１ビ
ット伝送時Ｅ１／ｆ。

ｓｅｃだけ遅延して、遅延中間周波信号へ、とじて前記
データフリップフロップ８の入力端子Ｃ〈またはＤ）に
与える。これによってデータフリップフロップ８は、入
力端子Ｃからハイレベルのパルスが入力されると、その
時点の入力端子りの出力を保持して出力端子１１に導出
し、図示しない次段以後の構成によって、たとえば復号
化などの処理が行われる。

第７図は他の従来技術の検波装置２１の基本的構成を示
すブロック図であり、前述の検波装置１に対応する部分
には同一の参照符を付す、この検波装置２１では、前記
ＢＰＦ７からの中間周波信号ＩＩＦは、排他的論理和ゲ
ート２２の一方の入力に与えられており、この排他的論
理和ゲート２２の他方の入力には、前記遅延回路９から
の遅延中間周波信号、ｌ”　ＩＦｌｌが与えられる。こ
の排他的論理和ゲート２２からの出力は、ローパスフィ
ルタ（以下、ＬＰＦと略称する）２３を介して前記出力
端子１１に導出される。

今、第８図（１）で示される伝送されるべきデータであ
る変調波によって変調された電波を受信し、ＢＰＦＴか
ら第８図く２）で示される中間周波信号、７＋？イが導
出されているとき、遅延回路９からは第８図（３）で示
されるように、前記変調波の１ビット伝送時間１　／　
ｆ　ａ　ｓ　ｅ　ｃ　　だけ遅延された遅延中間周波信
号ｆ　ＩＦｌｌが導出される。この場合、第６図で示さ
れるデータフリップフロップ８からは、第８図（４）で
示される検波出力が導出され、これに対して第７図で示
される排他的論理和ゲート２２からは、第８図（５）で
示される出力が導出され、ＬＰＦ２３からは第８図（６
）で示される検波出力が導出される。

したがってこのように中間周波信号ｆ、Ｆと遅延中間周
波信号ｆ、□どの閏の位相のずれΔθが０であるときに
は、第８図（１）と第８図（４）および第８図（６）と
から明らかなように、データフリップフロップ８からの
検波出力にはデータの誤りが多いのに対して、排他的論
理和ゲート２２からＬＰＦ２３を介する検波出力には伝
送データが比較的正確に復元されている。

一方、第９図（１）で示される伝送データに対して、Ｂ
ＰＦ７から第９図（２）で示される中間周波信号ｆ　Ｉ
Ｆが導出されているとき、たとえば熱などの影響によっ
て送信周波数や局部発振回路５の発振周波数ｆ　Ｌｏあ
るいはクロック発生回路１０のクロック周波数ｆ　ＣＬ
に変動が生じて、遅延回路９から導出される遅延中間周
波信号ｆ　ＩＦｌｌは第９［］（３）で示されるように
、第９図（２）で示される前記ＢＰＦ７の出力からπ／
２だけ位相のずれΔθが生じた場合には、データフリッ
プフロップ８．からは第９図（４）で示される出力が検
波出力として導出され、これに対して排他的論理和ゲー
ト２２からは第９［！（５）で示される出力が導出され
る。

発明が解決しようとする課題 このように、第６図で示されるデータフリップ７０ツブ
８を用いた検波装置ｔは、ＢＰＦ７からの中間周波信号
ｆ　＋ｒと、遅延回路９からの遅延中間周波信号ＩＩＦ
ＩＩとの位相のずれΔθがπ／２のときに最も検波精度
が向上する。そして、位相のずれΔθが小さくなるに従
って検波精度が低下し、すなわちビットエラーを生じる
可能性が大きくなり、位相のずれΔθが０のとき、最も
検波精度が低下する。また逆に、第７図で示される排他
的論理和ゲート２２を用いた検波装置２１は、位相のず
れΔθが０のときに最も検波精度が向上する。

そして、位相のずれΔθが大きくなるに従ってとットエ
ラーを生じる可能性が増加し、位相のずれΔθがπ／２
のとき、最も検波精度が低下する。

以上のことから、ＢＰＦＴからの中間周波信号Ｉ□と、
遅延回路９からの遅延中間周波信号１　ｔｖ、との位相
のずれΔθが、１Δθ１≧π／４であるときには、第６
図で示されるデータフリップフロップ８を用いる方が検
波精度が向上し、またＩΔθｌくπ／４であるときには
、排他的論理和ゲート２２を用いる方が検波精度が向上
することが理解される。

本発明の目的は、中間周波信号ｆ　Ｉｖと遅延中間周波
信号ｆＩＦｍとの位相のずれΔθが変化した場きであっ
ても、確実に変調波を検波することができるデジタル遅
延検波装置を提供することである。

課題を解決するための手段 本発明は、中間周波信号と、該中間周波信号を伝送デー
タの１ビット伝送時閏だけ遅延した遅延中間周波信号と
を掛算し、該掛算結果を検波出力として導出するように
したデジタル遅延検波装置において、 前記掛算を行うデータフリップフロップと、前記掛算を
行う排他的論理和ゲートと、前記中間周波信号と遅延中
間周波信号との位相のずれを検出する位相誤差検出手段
と、位相誤差検出手段の出力を予め定めた基準レベルと
比較する比較手段と、 比較手段の出力に応答し、前記位相のずれが予め定めた
範囲内であるときには排他的論理和ゲートの掛算結果を
検波出力として導出し、前記予め定めた範囲外であると
きにはデータフリップフロップの掛算結果を検波出力と
して導出する切換手段とを含むことを特徴とするデジタ
ル遅延検波装置である。

作　　用 本発明に従えば、中間周波信号と該中間周波信号を伝送
データの１ビット伝送時間だけ遅延した遅延中間信号と
が、データフリップフロップと排他的論理和ゲートとに
それぞれ与えられており、このデータフリップフロップ
と排他的論理和ゲートとは、前記中間周波信号と遅延中
間周波信号との掛算を行い、検波出力として導出する。

一方、前記中間周波信号と遅延中間周波信号との位相の
ずれは、位相誤差検出手段によって検出されており、こ
の位相誤差検出手段の出力は比較手段によって予め定め
た基準レベルと比較される。

比較手段の出力は切換手段に与えられており、該切換手
段は比較手段の出力に応答し、前記位相のずれが予め定
めた範囲内であるときには、排他的論理和ゲートの掛算
結果を検波出力として導出し、また前記予め定めた範囲
外であるときには、データフリップ７０ツブの掛算結果
を検波出力として導出する。

したがって前記位相のずれが予め定めた、たとえばπ／
４の範囲内であるときには、排他的論理和ゲートからの
掛算結果が検波出力として導出され、また前記予め定め
たπ／４の範囲外であるときには、データフリップフロ
ップの出力が検波出力として導出される。このように前
記位相のずれに応答して、データフリップフロップから
の出力と排他的論理和ゲートからの出力とが選択的に切
換えて検波出力として導出される。したがって、送信周
波数の変動などによって前記位相のずれが変化した場合
であっても、確実に変調波を検波することができる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例の検波装置３１の電気的構
成を示すブロック図である。アンテナ３２で受信された
受信信号は、高周波増幅回路３３から混合回路３４に与
えられる。この混合回路−３４に関連して局部発振回路
３５が設けられており、この局部発振回路３５からは周
波数１．、。を有する信号が混合回路３４に与えられて
前記受信信号と混合され、こうして混合回路３４からラ
イン３６を介してＢＰＦ３７へは中間周波信号ＩＩＦが
導出される。

ＢＰＦ３７からの中間周波信号Ｉ□は、切換スイッチＳ
ＷＩの共通接点ａ１に導出されるとともに、遅延回路３
９において１ビット伝送時間だけ遅延されて遅延中間周
波信号ｆ　ＩＦｌｌとして切換スイッチＳＷ２の共通接
点ａ２に導出される。遅延回路３９はたとえばシフトレ
ジスタによって構成され、またこの遅延回路３９にはク
ロック発生回路４０から周波数ｆ　ｅ＋、を有する基準
クロック信号が与えられており、この基準クロック信号
に基づいて入力された中間周波信号Ｉ□の遅延が行われ
る。

切換スイッチＳＷＩの一方の個別接点ｂ１はデータフリ
ップフロップ３８の入力端子りに接続されており、切換
スイッチＳＷ２の一方の個別接点ｂ２はこのデータフリ
ップフロップ３８の入力端子Ｃに接続される。データフ
リップ７０ツブ３８の出力は、切換スイッチＳＷ３の一
方の個別接点ｂ３に接続されており、この切換スイッチ
ＳＷ３の共通接点ａ３は出力端子４１に接続される。切
換スイッチＳＷ１の他方の個別接点Ｃ１は排他的論理和
ゲート４２の一方の入力に接続されており、また切損ス
イッチＳＷ２の他方の個別接点Ｃ２はこの排他的論理和
ゲート４２の他方の入力に接続される。排他的論理和ゲ
ート４２の出力は、ＬＰＦ４３を介して切換スイッチＳ
Ｗ３の他方の個別接点Ｃ３に導出される。

前記ＢＰＦ３７からの中間周波信号ｆ　ＩＦはまた、排
他的論理和ゲート５１の一方の入力に与えられており、
この排他的論理和ゲート５１の他方の入力には、ＢＰＦ
３７からの中間周波信号ｆ　ＩＦが、抵抗Ｒａと、コン
デンサＣａとによって構成される積分回路５２を介して
入力される。

同様に、前記遅延回路３９からの遅延中間周波信号ｆ　
ｒｖｍはまた、排他的論理和ゲート５３の一方の入力に
与えられ、またこの排他的論理和ゲート５３の他方の入
力には、遅延回路３９からの遅延中間周波信号ｆ　ｒｖ
ａが、抵抗Ｒｂと、コンデンサＣｂとによって構成され
る積分回路５４を介して与、えられる。

排他的論理和ゲート５１．５３の出力は位相誤差検出器
５５に与えられており、この位相誤差検出器５５からは
入力信号の位相のずれΔθに対応した出力が導出され、
ＬＰＦ５６を介して比較器５７の非反転入力端子に入力
される。比較器５７の反転入力端子には、ハイレベルの
電圧が可変抵抗Ｒ１によって分圧され、基準電圧ｖｌｌ
ＥＦとして入力される。この基準電圧Ｖ□、は、前記位
相のずれΔθがπ／４のときに、ＬＰＦ５６から導出さ
れる電圧レベルとなるような中間的な電圧に選ばれる。

比較器５７からの出力は前記各切換スイッチＳＷ１〜Ｓ
Ｗ３に与えられており、ＬＰＦ５６からの位相のずれΔ
θを表す電圧■１が前記基準電圧Ｖ□１以上であるとき
には、この比較器５７はハイレベルの出力を導出して、
切換スイッチＳＷ１〜ＳＷ３を個別接点ｂ１〜ｂ３側に
導通し、これによってデータフリップフロップ３８が選
択される。また、電圧ｖ１が前記基準電圧Ｖ□°１未満
であるときには、比較器５７はローレベルの出力を導出
して、切換スイッチＳＷＩ〜ＳＷ３を個別接点０１〜ｃ
３側に導通し、これによって排他的論理和ゲート４２が
選択される。

第２図（１）で示されるデータが送信され、これによっ
てＢＰＦ３７から第２図（２）で示される中間周波信号
ｆＩＦが導出され、これに対して遅延回路３９から導出
される遅延中間周波信号ｆ　、。

、が第２図（３）で示されるように、前記位相のずれΔ
θが＋π／２であるときには、排他的論理和ゲート５１
．５３からは、それぞれ第２図（４）および第２図（５
）で示されるように、コンデンサＣａ、Ｃｂの充電期間
Δｔだけハイレベルの出力が導出される。これによって
、位相誤差検出器５５からＬＰＦ５６を介して導出され
る前記電圧ｖ１は、位相のずれΔθが前記π／４に対応
した基準電圧Ｖ＊ｔｒ以上であり、したがって比較器５
７はハイレベルの出力を導出し、切換スイッチＳＷ１〜
ＳＷ３は個別接点ｂ１〜ｂ３（！ｌｌに導通され、第２
図（６）で示されるように、出力端子４１にはデータフ
リップフロツ７３８からの出力が検波出力として導出さ
れる。

同様に、伝送すべきデータが第３図（１）で示され、第
３図（２）で示されるＢＰＦ３７からの中間周波信号に
ｆ、Ｆに対して、遅延回路３９から導出される遅延中間
周波信号ｆ　＋ｒａが第３図（３）で示されるように、
前記位相のずれΔθが一π／２であるときには、排他的
論理和ゲート５１．５３はそれぞれ第３図（４）および
第３図（５）で示される出力を導出し、これによって比
較器５７の出力がハイレベルとなって、切換スイッチＳ
Ｗ１〜ＳＷ３は個別接点ｂ１〜ｂ３側に導通し、第３図
（６）で示されるように出力端子４１には、データフリ
ツプフロツプ３８からの出力が検波出力として導出され
る。

一方、伝送すべきデータが第４図（１）で示され、また
ＢＰＦ３７からの中間周波信号ｆ　ＩＦが第４図（２）
で示されるとき、遅延回路３９から第４図（３）で示さ
れるように、位相のずれΔθが０である遅延中間周波信
号ｆ１．．が導出されると、排他的論理和ゲート５１．
５３からの出力は、それぞれ第４図（４）および第４図
（５）で示されるようになり、位相誤差検出器５５から
ＬＰＦ５６を介して導出される電圧ｖ１は、前記基準電
圧ｖ■ｖより小さくなる。これによって比較器５７はロ
ーレベルの出力を導出して、切換スイッチＳＷ１〜ＳＷ
３を個別接点Ｃ１〜Ｃ３側に導通し、出力端子４１には
第４図（６）で示される排他的論理和ゲート４２からの
出力が検波出力として導出される。

同様に、伝送すべきデータが第５図（１）で示・され、
ＢＰＦ３７からの中間周波信号Ｊ４′ｘｖが第５図（２
）で示され、これに対して第５図（３）で示される遅延
回路３９からの遅延中間周波信号ｆ慮、の前記位相のず
れ八〇が±πであるときには、排他的論理和ゲート５１
．５３からの出力は、それぞれ第５１！１（４）および
第５図（５）で示されるようになり、位相誤差検出器５
５からＬＰＦ５６を介して導出される電圧ｖ１は前記基
準電圧７１１未満となり、これによって比較器５７はロ
ーレベルの出力を導出し、切換スイッチＳＷＩ〜ＳＷ３
を個別接点Ｃ１〜Ｃ３側に切換え、排他的論理和ゲート
４２からの出力が検波出力として導出される。

このように本実施例では、伝送されるべきデータのヘッ
ダ部分やプリアンプル部分の受信時において、ＢＰＦ３
７からの中間周波信号Ｉ□と、遅延回路３９からの遅延
中間周波信号ｆＩＦ、との位相のずれΔθが、予め定め
た比較的小さいＩπ／４１の範囲内であるときには、排
他的論理和ゲート４２からの出力を検波出力として導出
し、また前記位相のずれΔθが比較的大きい１π／４１
以上であるときには、データフリップ７０ツブ３８から
の出力を検波出力とするようにしたので、送信周波数の
変動や、局部発振周波数Ｉ５゜あるいは基準クロック周
波数ｆ　ｃＬなどの変動時においても、送信されてきた
データを正確に復元することができる。

発明の効果 以上のように本発明（よれば、中間周波信号と該中間周
波信号を伝送データの１ビット伝送時間だけ遅延した遅
延中間信号とが、データフリップフロップと排他的論理
和ゲートとにそれぞれ与えられて掛算されており、中間
周波信号と遅延中間周波信号との位相のずれが予め定め
た範囲内であるときには、排他的論理和ゲートの掛算結
果を検波出力として導出し、また前記予め定めた範囲外
であるときには、データフリップフロップの掛算結果を
検波出力として導出するようにしたので、位相のずれに
応答してデータフリップ７０ツブからの出力と排他的論
理和ゲートからの出力とが選択的に切換えて検波出力と
して導出され、したがって送信周波数の変動などによっ
て前記位相のずれが変化した場合であっても、確実に変
調波を検波することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の検波装置３１の電気的構成
を示すブロック図、第２図〜第５図は検波装置３１の動
作を説明するための波形図、第６図はデータフリップフ
ロップ８を用いた従来技術の検波装′Ｉｔ１の基本的構
成を示すブロック図、第７図は排他的論理和ゲート２２
を用いた他の従来技術の検波装置２１の基本的構成を示
すブロック図、第８図および第９図は検波装置１．２１
の動作を説明するための波形図である。 ３１・・・検波装置、３２・・・アンテナ、３３・・・
高周波増幅回路、３４・・・混合回路、３５・・・局部
発振回路、３７・・・ＢＰＦ、３８・・・データフリッ
プフロップ、３９・・・遅延回路、４０・・・クロック
発生回路、４１・・・出力端子、４２，５１．５３・・
・排他的論理和ゲート、４３．５６・・・ＬＰＦ、５２
．５４・・・積分回路、５５・・・位相誤差検出器、５
７・・・比較器、ＳＷＩ〜ＳＷ３・・・切換スイッチ 代理人　　弁理士　画数　圭一部 第２図 （６）ニし−一〇 第４図 第５図 １Ｂ６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 中間周波信号と、該中間周波信号を伝送データの１ビッ
   ト伝送時間だけ遅延した遅延中間周波信号とを掛算し、
   該掛算結果を検波出力として導出するようにしたデジタ
   ル遅延検波装置において、前記掛算を行うデータフリッ
   プフロップと、前記掛算を行う排他的論理和ゲートと、 前記中間周波信号と遅延中間周波信号との位相のずれを
   検出する位相誤差検出手段と、 位相誤差検出手段の出力を予め定めた基準レベルと比較
   する比較手段と、 比較手段の出力に応答し、前記位相のずれが予め定めた
   範囲内であるときには排他的論理和ゲートの掛算結果を
   検波出力として導出し、前記予め定めた範囲外であると
   きにはデータフリツプフロツプの掛算結果を検波出力と
   して導出する切換手段とを含むことを特徴とするデジタ
   ル遅延検波装置。