JP3087459B2

JP3087459B2 - Ｆｓｋデータ復調器

Info

Publication number: JP3087459B2
Application number: JP04202168A
Authority: JP
Inventors: 政博三村; 誠長谷川; 和紀渡辺; 博之原田
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1991-09-27
Filing date: 1992-07-29
Publication date: 2000-09-11
Anticipated expiration: 2015-09-11
Also published as: DE69226318D1; JPH05191463A; EP0534486B1; EP0534486A2; DE69226318T2; US5309113A; EP0534486A3

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用されるＦＳＫデータ復調器に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線通信において、周波数偏移変
調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ；フリケンシイー・シフト・キーイング）信号を
用いた直接変換受信器が、集積回路化に適した構成とし
て検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５８−１９０３８号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図１０を参
照して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明す
る。

【０００４】図１０において、アンテナ６０ａ、増幅器
６０ｂを介して入力されたＦＳＫ受信信号６０は、ミキ
サ６１に供給されると同時に、９０度移相器６２を通し
てミキサ６３に供給され、それぞれ局発６４の信号と混
合することによりダウンコンバートし、ベースバンド信
号のみを通過させる低域通過フィルタ６５、６６を通
し、Ｉ信号６７とＱ信号６８を得る。Ｉ信号６７は、振
幅制限増幅器６９によりデジタル信号７０とし、Ｑ信号
６８は９０度移相器７１により移相した後、振幅制限増
幅器７２によりデジタル信号７３とする。そして、デジ
タル信号７０、７３を入力とする論理演算回路７４で、
データの復号を行なう。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、伝送データの
シンボルレートがＦＳＫ周波数偏移と同等もしくはそれ
よりも高くなるような高速データ通信の場合、従来例に
記載した受信機の正確な復調には、低域周波数から変調
周波数偏移とシンボルレートとの和のオーダーの周波数
まで移相する必要があるので、非常に広帯域の９０度移
相器が要求される。一般的に、低域周波数から移相可能
な９０度移相器は、構成回路に大きなコンデンサを使用
する必要があるため、集積化が困難で、低消費電力化
や、小型化への障害となる。直接変換ＦＳＫ受信機の構
成を採る主な理由として、回路構成が簡単になるため回
路の集積化が容易であることがあげられるが、上記課題
は、その目的と相反するものである。

【０００６】また、従来の構成による実際の受信機で
は、前述のような高速ＦＳＫを受信する場合、移相すべ
き信号に不連続点が多く含まれるため、９０度移相器に
よる移相が完全に行なわれず、復調が困難になるという
課題を有していた。

【０００７】本発明は上記課題を解決するもので、伝送
データのシンボルレートがＦＳＫ周波数よりも高くなる
ような高速データ通信にも対応可能で、集積回路化に向
いた簡潔な回路構成の直接変換受信機に適応したＦＳＫ
データ復調器の実現を目的とするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の技術的解決手段は、ＦＳＫ変調信号の直接
変換によって得られたＩ、Ｑ信号について、電圧の増減
の有無を検出する電圧変化検出回路を設けるとともに、
信号位相制御信号としての、Ｉ信号の反転、非反転を、
反転制御信号としての、Ｑ信号を入力とする電圧変化検
出回路の出力信号により制御するか、もしくはＱ信号の
反転、非反転を、Ｉ信号の電圧変化検出回路の出力によ
り制御することにより、復号する構成を有している。

【０００９】

【作用】ＦＳＫ直接変換によって得られたＱ信号は、送
信データがマークの場合はＩ信号より９０度位相の進ん
だ信号となり、スペースの場合はＩ信号より９０度位相
の遅れた信号となる。従って、Ｉ信号の電圧変化が増加
方向の位相象限にあるのか、減少方向の位相象限にある
のかが判明すれば、Ｑ信号の電圧状態の正負から、一義
に送信データのマーク、スペース間の判定ができる。こ
こで、Ｉ信号の電圧変化が増加方向にある位相象限の場
合、Ｑ信号の電圧が正の値なら送信データはマーク、負
の値ならスペース、減少方向にある位相象限の場合、Ｑ
信号の電圧が負の値なら送信データはマーク、正の値な
らスペースである。従って、電圧変化判定回路でＩ信号
の電圧の増減方向を判定し、その場合分けに基づいて、
Ｑ信号の符号を信号制御反転回路により反転することに
より、伝送データのマーク、スペースに対応した、正負
の電圧が得られる。

【００１０】本発明は上記構成により、９０度移相器を
用いずに、信号電圧の変化判定回路により、ＦＳＫ直接
変換受信器を構成するものである。信号電圧の変化判定
は、９０度移相器よりも簡易に構成可能で、しかもはる
かに広い動作周波数帯域をもつため、直接変換受信機に
向いた簡易な構成で、高速データ通信においても、正確
な復調が可能なＦＳＫデータ復調器を構成することがで
きる。

【００１１】

【実施例】（実施例１）以下、図１、図２、図３、図４
を参照しながら本発明の第１の実施例について説明す
る。図１は本発明の第１の実施例におけるデータ復調器
を適用したＦＳＫ受信機の主要部のブロック結線図であ
る。

【００１２】図１において、１はアンテナ１ａ及び増幅
器１ｂを介して受信したＦＳＫ変調信号、２は局部発振
信号の信号源（以下、局発と称する）、３は局発２の信
号の位相を９０度移相する９０度移相器、４、５はＦＳ
Ｋ変調信号１を局発２の信号と９０度移相器３の出力信
号を混合する第１、第２の混合器、６、７は第１、第２
の混合器４、５の出力信号からベースバンドＩ、Ｑ信号
を得る第１、第２の低域通過フィルタである。なお、第
１の混合器４にはＦＳＫ変調信号１と、局発２の出力信
号を供給し、第１の混合器４の出力を第１の低域通過フ
ィルタ６を通し、第１のベースバンド信号としてＩ信号
８を得る。一方、第２の混合器５にはＦＳＫ変調信号１
と、局発２の出力信号を９０度移相器３により９０度移
相した信号を供給し、第２の混合器５の出力を第２の低
域通過フィルタ７を通し、第２のベースバンド信号とし
てＱ信号９を得る。１０は電圧変化検出回路で、Ｉ信号
８を入力とし、電圧変化判定結果として反転制御信号１
１を出力する。１２は信号反転制御回路で、反転制御信
号１１により、Ｑ信号９の符号反転をする。

【００１３】以上の回路構成による信号処理の詳細を説
明する。アンテナ１ａ及び増幅器１ｂを介して受信した
ＦＳＫ変調信号１をＲ（ｔ）とし、以下の（数１）で定
義する。

【００１４】

【数１】

【００１５】但し（数１）において、AはＦＳＫ受信波
の振幅、ωｃは搬送波周波数、ωｄはＦＳＫ周波数偏
移、Ｄ（ｔ）は時刻ｔにおける送信バイナリデータをあ
らわす関数で、マーク時＋１、スペース時−１の二値関
数である。また、局発２の出力をＬ（ｔ）とし、下記
（数２）で定義する。

【００１６】

【数２】

【００１７】但し、（数２）において、Δωは搬送波、
局発間の周波数差、φはｔ＝０における受信ＦＳＫ信号
と、局発出力間の位相差である。上記（数１）、（数
２）を用いて、Ｉ信号８、Ｑ信号９として以下の（数
３）に示すＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）を得ることができる。

【００１８】

【数３】

【００１９】今、簡単のために、搬送波、局発間の周波
数差、Δω＝０、受信ＦＳＫ信号と、局発出力間の位相
差、φ＝０とする。

【００２０】この設定は、受信時における理想的な状況
を示すもので、復調器の動作本質の説明になんら影響が
ないものである。

【００２１】本実施例では、Ｉ信号の位相象限を信号の
電圧変化方向の検出により判定し、判定した位相象限
と、Ｑ信号の電圧符号の関係により、送信信号のマー
ク、スペースを判定し、復号を行なう。

【００２２】Ｉ信号の各象限と、各々の象限における信
号の電圧変化と、その±９０度位相がずれた信号の電圧
状態を（表１）に示す。

【００２３】

【表１】

【００２４】従って、(1)Ｉ信号の位相象限が０〜π
（Ｉ信号の電圧変化が減少）の場合、Ｑ信号に正の電圧
が検出されれば送信データはマーク、負の電圧ならスペ
ース、(2)Ｉ信号の位相象限がπ〜２π（Ｉ信号の電圧
変化が増加）の場合、Ｑ信号に負の電圧が検出されれば
送信データはマーク、正の電圧ならスペース、と判定で
きる。

【００２５】即ち、Ｉ信号８の増減方向を電圧変化検出
回路１０で検出し、Ｉ信号８が増加方向にあるのか、減
少方向にあるのかを、信号制御反転回路１２に伝える出
力信号として反転制御信号１１を得る。反転制御信号１
１によりＱ信号９の符号変換をする信号反転制御回路１
２によって、Ｉ信号８が増加方向にある場合のみＱ信号
９の符号反転をし、Ｉ信号８が減少方向にある場合はＱ
信号９をそのまま出力することにより、送信データがマ
ークの場合は正の電圧、送信データがスペースの場合に
は負の電圧の出力１３を得る。

【００２６】従って、この信号反転制御回路１２の出力
１３の電圧の正負判定により、送信データのマークとス
ペースの判別ができる。

【００２７】なお、反転制御信号としてＱ信号９を用
い、電圧変化検出回路１０の出力信号を、信号反転制御
回路１２によって反転処理することでも、同様な判定が
可能である。たとえば、電圧変化検出回路１０の出力
が、Ｉ信号８の電圧変化が増加方向にあった場合正の電
圧、減少方向にあった場合負の電圧であるとする。ここ
で、Ｑ信号９の信号電圧が正の場合、電圧変化検出回路
１０の出力の符号を反転して出力し、Ｑ信号９の信号電
圧が負の場合、電圧変化検出回路１０の出力をそのまま
出力することにより、送信データがマークの場合は正の
電圧、スペースの場合は負の電圧を得るため、送信デー
タの復号が可能である。

【００２８】次に、前出の搬送波、局発間の周波数差Δ
ωと、受信ＦＳＫ信号と局発出力間の位相差φの復調デ
ータに対する影響を説明する。上記の復号過程において
利用している信号の特性は、Ｉ信号とＱ信号の直交性で
ある。従って、Ｉ信号とＱ信号の直交性が保たれていれ
ば、論理的には復号が可能である。

【００２９】搬送波、局発間の周波数差Δω≠０の時、
Ｉ信号８、Ｑ信号９の周波数が送信データによって、マ
ーク時ωｄ＋Δω、スペース時ωｄ−Δωと変化する
が、Ｉ、Ｑ両周波数とも同時に変化し、また、その直交
性も保たれるので、復調データに対する影響は無い。従
って、ωｄ＞Δωかつ周波数ωｄ−Δωの信号の経時変
化が検出できる範囲にあれば、本復調器を用いて構成さ
れた受信機は、局発、キャリア間の周波数ずれによる感
度劣化が少ない。

【００３０】受信ＦＳＫ信号と局発出力間の位相差φ≠
０の時も、φはＩ（ｔ）、Ｑ（ｔ）の両式に同様に含ま
れているため、各々の直交性にはなんらの影響もないの
で、復調結果に対する影響は無い。

【００３１】以下、図２、図３を用いて、電圧変化検出
回路１０と、信号反転制御回路１２のより詳細な実際の
回路構成例を示し、その動作を説明する。図２は電圧変
化検出回路１０の詳細実施例を示すものである。

【００３２】以下、図２を参照しながら電圧変化検出回
路１０の構成について説明する。電圧変化検出回路１０
の機能は、入力端に印加した電圧が変化したときに、そ
の増減の有無を検出し、入力端の電圧が増加したときに
正、減少したときに負の電圧信号を出力するものとす
る。よって、構成としては、電圧変化検出用の電圧比較
器１５を設け、その第１の入力端子１５ａとグランド間
に比較電圧保存用コンデンサ１７を設ける。そして、演
算増幅器１５の第２の入力端子１５ｂと第１の入力端子
１５ａ間に、電流検出用の抵抗１６を設け、第１の低域
通過フィルタ６の出力を入力とする入力端１６ａを設け
ている。

【００３３】以下、上述の構成の電圧変化検出回路１０
の動作を説明する。比較電圧保存用コンデンサ１７に蓄
えられている電圧よりも、入力端１６ａの電圧が高い場
合、電流は抵抗１６に同図２中の矢印の方向に流れ、コ
ンデンサ１７に蓄えられる。その時の抵抗１６の電圧降
下から、電圧比較器１５は正の電圧を出力する。また、
逆に比較電圧保存用コンデンサ１７に蓄えられている電
圧よりも、入力端１６ａの電圧が低い場合は、同様の経
過により電圧比較器１５の出力は負の電圧となる。従っ
て、入力電圧が単調増加である場合には正、単調減少で
ある場合には負の値が出力される。また、抵抗１６とコ
ンデンサ１７について、時定数を充分小さくとることに
より、微小時間でのベースバンド信号の電圧変化方向の
検出が可能である。なお、本構成の動作として、正負の
電圧により検出結果の出力を行なっているが、検出結果
の伝達信号として正負の二値に限る必要はなく、たとえ
ば０、１のデジタル信号でも伝達できる事は自明であ
る。

【００３４】次に、図３を用いて信号反転制御回路１２
の詳細な構成について説明する。図３（ａ）〜（ｄ）は
信号反転制御回路１２の詳細構成を示すものである。な
お、図１においての信号反転制御回路１２は、電圧変化
検出回路１０の出力信号１１を二値の制御信号として、
Ｑ信号９の信号符号を制御するものである。この信号制
御反転回路１２の制御信号には、電圧変化検出回路１０
の出力が接続されている。従って、制御信号について
は、電圧変化検出回路１０に依存するが、ここでは、前
記構成の電圧変化検出回路１０の出力が信号反転制御回
路１２の制御信号入力端に接続されているものとして、
説明を行なう。すなわち、信号反転制御回路１２の制御
信号入力端には、正、負の二値が印加されることにな
る。

【００３５】ここで、信号反転制御回路１２の被制御入
力信号を、状態Ａ、状態Ｂの二値をとる信号とすると、
制御信号に正の電圧が加わった場合（即ち、電圧変化検
出回路１０が入力電圧の増加を検出した場合）、被制御
入力信号は状態を変えずに出力端１３から出力される。
また、制御信号に負の電圧が加わった場合（即ち、電圧
変化検出回路１０が入力電圧の減少を検出した場合）、
被入力制御信号が状態Ａであった場合は状態Ｂに、状態
Ａであった場合は状態Ｂに、それぞれ変換される。

【００３６】本実施例における信号制御反転回路の入力
信号は、正、負の電圧値を持つ二値信号であるので、制
御信号入力端に負の電圧が印加された場合は、入力信号
の正負をそのまま出力し、制御信号入力端に正の電圧が
印加された場合には、入力信号の正負を反転して出力す
る回路を構成すればよい。ここでは、出力信号をデジタ
ルの２値信号とした信号反転制御回路の実施例を示す。

【００３７】信号反転制御回路１２を図３（ａ）のよう
に構成した場合、入力端に加えられた信号位相入力信号
９（Ｑ信号９）は２つに分岐し、一方は信号反転回路１
８を通し、他方はそのまま切換回路１９に入力される。
切換回路１９は、電圧変化検出回路１０の出力信号によ
り動作するもので、電圧変化検出回路１０の出力電圧が
基準電圧よりも低い場合はＱ信号９、高い場合は信号反
転回路１８の出力電圧を、切換回路１９の出力とする。
そして、切換回路１９の出力は、振幅制限増幅器２１に
より、振幅を規定された正負の電圧値を持つ二値信号と
して、出力される。振幅制限増幅器２１は、出力信号を
デジタル信号に変換するために用いられるものであるた
め、信号位相入力信号９（Ｑ信号９）をあらかじめ振幅
制限増幅器２１により振幅制限しておくことによっても
同様の効果が得られる。

【００３８】信号反転制御回路１２を図３（ｂ）のよう
に構成した場合、入力端に加えられた信号位相入力信号
９（Ｑ信号９）は、振幅制限増幅器２１により、二値の
デジタル信号に変換され、スリーステート回路２２、２
３に供給される。そして、制御信号１１を振幅制限増幅
器２０に通して得られる二値のデジタル信号により、ス
リーステート回路２２、２３を切り換え、前述した信号
反転制御回路１２の動作をするものである。

【００３９】信号反転制御回路１２を図３（ｃ）のよう
に構成した場合、入力端に加えられた信号位相入力信号
９（Ｑ信号９）は、混合器２４によって、制御信号１１
を振幅制限増幅器２０により正負の一定電圧に規定され
た信号と混合される。従って、被制御入力端に印加され
た正負の電圧を持つＱ信号９は、制御入力端からの入力
信号１１の電圧値が負の場合、そのままの符号を伴っ
て、混合器２４から出力される。また、制御入力端から
の入力信号１１の電圧値が正の場合、混合器２４から出
力されるのは、Ｑ信号９と異なる符号の出力である。こ
のままでも伝送データの判別は可能であるが、他の
（ａ）、（ｂ）、（ｄ）の回路例と出力電圧の符号が逆
になるので、符号反転回路２５により、混合器２４の出
力を反転することで、信号反転制御回路１２として同様
の動作結果が得られる。なお、ここでは、符号反転回路
２５を混合器２４の出力に接続した実施例を示したが、
混合器２４の入力側に配置しても同様な結果が得られ
る。

【００４０】さらに、信号反転制御回路１２を図３
（ｄ）のように構成した場合、入力端に加えられたＱ信
号９は、振幅制限増幅器２１により二値のデジタル信号
に変換され、制御信号１１を振幅制限増幅器２０に通し
デジタル信号に変換した結果と共に、排他的論理和演算
回路２６に供給される。排他的論理和演算回路２６は、
一方の入力に’Ｈ’が入力された場合、出力には他方の
入力の反転が出力され、また、一方の入力に’Ｌ’が入
力された場合、出力には他方の入力信号がそのまま出力
する。したがって、前述の信号反転制御回路１２の動作
をする。

【００４１】以上の復号処理の実施例として、電圧変化
検出回路１０に図２に示す回路を用い、電圧比較器とし
て第１、２の入力端子をマイナス、プラス入力端子とす
る演算増幅器を用い、信号反転制御回路に図３（ｄ）に
示す回路を用いたＦＳＫデータ受信器の動作を、図４を
参照して説明する。

【００４２】まず、互いに位相が直交し、かつ周波数偏
移変調（ＦＳＫ）信号の搬送波周波数からの周波数偏
移、図４（ａ）の上下により位相関係が反転する関係に
ある、Ｉ信号８、Ｑ信号９を、図４（ｂ）、（ｃ）のよ
うに得たものとする。

【００４３】図１に示した通り、回路ではＩ、Ｑ信号
８、９をそれぞれ電圧変化検出回路１０と、信号反転制
御回路１２中の振幅制限増幅器２１に供給する。

【００４４】電圧変化検出回路１０の出力は、信号反転
制御回路１２中の振幅制限増幅器２０によって、二値の
信号に変換される。

【００４５】そして２つの振幅制限増幅器２０、２１の
出力（図４（ｄ）、（ｅ））はそれぞれ二値の信号であ
るので、排他的論理和演算回路２６で乗算され、出力と
して復号結果、図４（ｆ）を得る。

【００４６】前述の通り、この方式による復号データに
は局発、キャリア間の周波数ずれによる影響がでないの
で、局発は周波数確度の低いものでも正確な復調が可能
である。また、局発、キャリア間の周波数ずれによる受
信感度の劣化も減少する。

【００４７】また高速データ通信を考えた場合、この復
号処理の過程における伝送データのシンボルレートの最
高値は図１に示したＩ信号８の経時変化に対する電圧変
化検出回路１０の最小検出量で決定される。すなわち、
復調過程における移相において必要であった信号の経時
変化の把握が不要となり、ただ信号電圧の増減の有無が
判別できれば良いので、より簡単な構成で、高感度の受
信機が構成できる。同時に、この復号処理の過程におけ
る伝送データのシンボルレートは原理的には上限がな
く、実際には電圧変化検出回路の感度にのみ制限される
ので、従来例に示した９０度移相器を用いた復調器より
も、はるかに高速のデータ通信が可能である。ただし、
信号の電圧変化の検出により復号を行なっていることか
ら、受信電波の過大入力が予想される場合は、ベースバ
ンド信号波形の歪みを防ぐために、前記混合器４、５の
前段に自動増幅度調整回路を設ける必要がある。

【００４８】加えて、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のよ
うに信号反転制御回路をデジタル演算素子で構成するこ
とにより、データ復号過程を全てデジタル演算で行なう
ことが可能である。一般にアナログの混合演算器よりも
デジタル演算素子が、集積回路に向いていることから、
復号処理を前記回路を用いてデジタル処理で行なうこと
により、復号処理回路のＩＣ化が容易になり、また、Ｉ
Ｃ化することにより低消費電力で小型に装置を構成でき
る。

【００４９】（実施例２）以下、図５、図６を参照しな
がら本発明の第２の実施例について説明する。図５は本
発明の第２の実施例におけるデータ復調器を適用したＦ
ＳＫ受信機のブロック構成図である。また、図６は同復
調器における復調過程で得られる信号波形図である。

【００５０】図５（ａ）において、１は受信したＦＳＫ
変調信号、２は局発である信号源、３は第１の９０度移
相器、４、５は第１、第２の混合器、６、７は第１、第
２の低域通過フィルタ、８、９はＩ、Ｑ信号である。１
０は第１の電圧変化検出回路で、Ｉ信号８を入力とし、
判定結果として反転制御信号１１を出力する。１２は第
１の信号反転制御回路で、反転制御信号１１によりＱ信
号９の符号を反転し、第１の復号結果１３を得る。

【００５１】以上は図１と同様のものである。図５
（ａ）において図１の構成と異なる点は、Ｉ信号８の電
圧の増減により、Ｑ信号９の符号を反転することによっ
て行われていた復号処理を、Ｑ信号９の電圧の増減によ
り、Ｉ信号８の符号を反転することによって同時に行な
い、双方の復号結果により、最終的に復号する点であ
る。そして、その冗長性により耐雑音性能の向上を図る
ものである。

【００５２】すなわち、第２の電圧変化検出回路３０を
設け、Ｑ信号９を入力とし、判定結果として信号３１を
出力する。また、第２の信号反転制御回路３２を設け、
反転制御信号３１によりＩ信号８の符号を反転し、第２
の復号結果３３を得る。さらに、信号合成回路３４を設
け、第１、第２の復号結果、１３、３３を合成すること
により、最終的な復号結果３５を得る。

【００５３】ここで、第１の実施例と同様に、電圧変化
検出回路１０として図２に示した回路を、当該電圧変化
検出回路１０の電圧比較器に、第１、第２の入力端子を
それぞれマイナス、プラス入力端子とする演算増幅器
を、信号反転制御回路１２に図３（ｄ）に示した回路
を、そして信号合成回路３４に演算増幅器を用いた場合
の復調器について、その構成と動作を図５（ｂ）を用い
て説明する。

【００５４】図５（ｂ）において、２０、２１、４０、
４１は、第１〜第４の振幅制限増幅器、２６、４６は第
１、第２の排他的論理和演算回路、４７は第１の信号合
成回路である演算増幅器である。

【００５５】以上の構成の復調器における復号動作を以
下に説明する。まず、伝送データを図６（ａ）のように
定めると、第１の実施例で説明した処理と同様の過程に
よって、Ｉ信号８を入力とした電圧変化検出回路１０の
出力１１を、振幅制限増幅器２０によって二値化した信
号（図６（ｂ））と、Ｑ信号９を振幅制限増幅器２１に
よって二値化した信号（図６（ｃ））を、排他的論理和
演算回路２６で２値的混合演算を行ない、第１の復号結
果１３（図６（ｄ））を得る。一方、Ｉ信号８とＱ信号
９は、対称であるため、同様にＱ信号９を入力とした電
圧変化検出回路３０の出力３１を振幅制限増幅器４０に
よって二値化した信号（図６（ｅ））と、Ｉ信号８の振
幅制限増幅器４１によって二値化した出力である（図６
（ｆ））を排他的論理和演算回路４６で混合すれば復号
結果３３（図６（ｇ））が得られる。ただし、Ｉ、Ｑの
信号８、９は直交しているため、復号結果の符号は異な
る。そして、信号合成回路３４としての演算増幅器４７
によって、復号結果１３、３３の差分をとることによ
り、図６（ｈ）に示す最終的な復号結果３５を得る。こ
こで、復号結果１３、３３をみると、お互いに逆相であ
ることがわかる。したがって、お互いの差分をとること
で復号することにより、それぞれの過程において生じた
同相の雑音を相殺する効果が得られる。

【００５６】なお、以上の第１、第２の実施例では、Ｉ
もしくはＱ信号を、信号反転制御回路の信号位相入力信
号とし、それぞれＱ、Ｉ信号の電圧変化検出回路による
反転制御信号によって、符号を反転することにより、復
号をする場合について説明した。しかし、第１の実施例
の説明でも述べたように、Ｉ、Ｑ信号の二値化した信号
と、電圧変化検出回路の出力信号は、同列に扱うことが
できる。従って、図５（ｃ）の構成に示すように、Ｑ、
Ｉ信号の電圧変化検出回路１０、３０の出力信号を、信
号反転制御回路１２、３２の信号位相入力信号とし、
Ｉ、Ｑ信号を反転制御信号とした場合についても同様の
復号結果が得られる。（実施例３）以下、図７、図８、図９を参照しながら本
発明の第３の実施例について説明する。図７（ａ）は、
本発明の第３の実施例におけるデータ復調器を適用した
ＦＳＫ受信機の構成図である。また、図９は本実施例に
おける復調器の復調過程の原理図である。

【００５７】図７（ａ）において、１は受信したＦＳＫ
変調信号、２は局発である信号源、３は第１の９０度移
相器、４、５は第１、第２の混合器、６、７は第１、第
２の低域通過フィルタ、８、９は上記構成により得られ
るＩ、Ｑ信号である。１０は第１の電圧変化検出回路
で、Ｉ信号８を入力とし、判定結果として信号１１を出
力する。１２は第１の信号反転制御回路で、反転制御信
号３１によりＩ信号８の符号を反転し、第１の復号結果
１３を得る。３０は第２の電圧変化検出回路で、Ｑ信号
９を入力とし、判定結果として信号３１を出力する。３
２は第２の信号反転制御回路で、反転制御信号１１によ
りＱ信号９の符号を反転し、第２の復号結果３３を得
る。３４は信号合成回路で、第１、第２の復号結果１
３、３３を合成することにより、復号結果３５を得る。

【００５８】以上は図５の構成と同様のものである。図
７（ａ）の構成で図５の構成と異なる点は、Ｉ信号８、
Ｑ信号９の変化が大きくなる、ベースバンド信号の零ク
ロス付近の信号を選択的に用いて復調する点である。そ
して、あらかじめ雑音誤差が生じやすい信号変化の少な
い部分を復調過程から除外することにより、耐雑音性能
の向上を図るものである。

【００５９】すなわち、切替信号発生回路５０を設け、
Ｉ信号８、Ｑ信号９を入力とし、各々の入力信号におけ
る変曲点を検出し、検出点から一定時間Ｔで検出信号５
１を発生する。なお、この検出信号５１は、検出チャネ
ルの判別情報も含むものとする。また、信号切替回路５
２を設け、検出信号５１がＩ信号８の変曲点検出を示し
た場合は、遅延回路５３の出力信号５４を選択し、検出
信号５１がＱ信号９の変曲点検出を示した場合は、遅延
回路５５の出力信号５６を選択し、検出信号５１が変曲
点検出を示さない場合は、信号合成回路３４の出力信号
３５を選択し、最終的な復調出力信号５８を得る。

【００６０】ここで、第２の実施例と同様に、電圧変化
検出回路１０、３０に図２に示した回路を、また当該電
圧変化検出回路１０、３０の電圧比較器に第１、第２の
入力端子をそれぞれマイナス、プラス入力端子とする演
算増幅器を、さらに信号制御反転回路１２、３２に図３
（ｄ）に示した回路を、また信号合成比較回路３４に演
算増幅器を、切替信号発生回路５０に図７（ｂ）回路
を、そして信号切替回路５２に図８（ａ）に示した回路
を、信号切替回路５２に用いられるエッジ検出回路に図
８（ｂ）に示した回路を用いた場合の本実施例の復調器
について、その構成と動作を図９を用いて説明する。

【００６１】まず、図９を参照して、ベースバンド信号
の選択動作を説明する。ベースバンドのＩ、Ｑ信号８、
９を図９に示した波形Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）とした場合、
図９において白丸で示した零クロス点付近では傾きが最
大になるため、信号電圧の変化の検出が容易であるが、
黒丸で示したベースバンドのＩ、Ｑ信号８、９の変曲点
付近では、傾きが零となるため電圧差の検出が困難とな
る。特に、ＦＳＫの変調指数が低い場合、１シンボル時
間におけるベースバンドのＩ、Ｑ信号８、９の変化が少
なくなり、図２に示した電圧変化検出回路１０では出力
信号の振幅が低下し、検出結果に誤差を生じる恐れがあ
る。

【００６２】ここで、ベースバンドＩ、Ｑ信号８、９は
相互に９０度位相がずれているため、一方のベースバン
ド信号の変曲点では、他方のベースバンド信号の傾きは
最大値をとる。ここで、本方式による復調では、ベース
バンドＩ、Ｑ信号８、９のうち、一方のベースバンド信
号の傾きと、他方のベースバンド信号の符号により、復
調が可能であった。したがって、図９において黒丸で示
した、ベースバンド信号の変曲点では、そのベースバン
ド信号の符号と、他方のベースバンド信号の傾き情報の
みを用いて復調することにより、復調が可能である。こ
のように信号の状態により、ベースバンド信号を選択す
ることによって、変曲点付近での不確実なベースバンド
信号の傾き情報を用いないで復調することができるた
め、復調性能が向上する。

【００６３】以下の実施例では、変曲点の検出をお互い
の零クロス点の検出によって行なっているが、他の方法
による検出も有効であることは自明である。

【００６４】まず、図７（ｂ）に示す切替信号発生回路
５０の動作を説明する。８０、８４はＩ，Ｑの入力信号
８、９を２値化する振幅制限増幅器で、８１、８５は入
力信号における符号変化を検出するエッジ検出回路、８
２、８６は１ショットトリガパルス発生回路である。８
８は排他的論理和演算回路、８９、９０は論理和演算回
路、９１は符号反転回路である。

【００６５】また、エッジ検出回路８１、８５は、図８
（ｂ）に示すように、排他的論理和演算回路１００の第
１の入力端子とグランド間に電圧保持用のコンデンサ１
０２を設け、同第１と第２の入力端子間に電圧検出用の
抵抗器１０１を設けた構成とし、同第２の入力端子をエ
ッジ検出回路の入力端子とし、排他的論理和演算回路１
００の出力端子を、エッジ検出回路８１、８５としての
出力端子とするものである。また、エッジ検出回路８
１、８５の入力端子において、信号電圧が変化すると、
コンデンサ１０２の両端に現れる電圧との差により、抵
抗器１０１に電流が流れ、コンデンサ１０２に充放電さ
れる間、抵抗器１０１の両端に電圧差が生じる。排他的
論理和演算回路１００は、入力端子間に電圧差がある場
合にのみ出力信号を発生するため、エッジ検出回路８
１、８５の入力信号に信号変化がある場合の検出信号と
みなすことができる。

【００６６】また、同様に図８（ｃ）で示したエッジ検
出回路８１、８５の構成は、排他的論理和演算回路１０
０と、ＣＲによる遅延回路により構成されているとみな
すこともできることから、図８（ｃ）のように排他的論
理和演算回路１０３と、偶数個の反転演算回路１０４に
よって構成された遅延回路により、エッジ検出回路を構
成することも可能である。以上のような構成において、
入力信号であるＩ信号８は、振幅制限増幅器８０で２値
化した後、エッジ検出器８１により符号変化点を検出
し、１ショットトリガパルス発生回路８２により、ベー
スバンド信号周波数の周期の１／４よりも短い一定時間
Ｔのパルス信号８３を発生する。ＩＱベースバンド信号
は、各々直交しているため、Ｉ信号８が零クロス点にあ
る場合は、Ｑ信号が変曲点であることから、この信号８
３がＱ信号９の変曲点の検出信号として用いられる。Ｑ
信号９も同様に、振幅制限増幅器８４により２値化し、
エッジ検出器８５を通し、１ショットトリガパルス発生
回路８６により、パルス信号８７を得る。この信号８７
は、Ｉ信号８の変曲点検出信号である。

【００６７】排他的論理和演算回路８８は、信号８３と
信号８７の符号が異なるときのみに正の出力を得る。従
って、信号８３が正で、信号８７が負である場合に、論
理和演算回路８９の出力は正となり、信号９２は正の出
力が得られる。このとき、他の信号９３、９４は負の出
力が得られる。

【００６８】また、同様に信号８７が正で、信号８３が
負である場合に、論理和演算回路９０の出力は正にな
り、他の信号９２、９４は負の出力が得られる。

【００６９】ここで、信号８３、８７が同符号であった
場合、排他的論理和演算回路８８の出力は負であるか
ら、符号反転回路９１の出力は正となり、この場合に信
号９３は正の値をとる。また、信号９２、９４は論理和
演算回路８９、９０の一方の入力端子が負であることか
ら、負の値をとる。

【００７０】以上の関係を真理値表にまとめると、（表
２）の様になる。

【００７１】

【表２】

【００７２】即ち、Ｑ信号９に変曲点を検出した場合は
信号９２、Ｉ信号８に変曲点を検出した場合は信号９４
が正の値をとる。また、Ｉ、Ｑ波形はお互いに直交して
いるため、同時に変曲点を検出することはないことか
ら、Ｉ、Ｑ信号８、９に変曲点を検出しない場合に信号
９３が正の値をとる。従って、Ｑ信号９の変曲点の検出
信号が信号９２であり、Ｉ信号８の変曲点の検出信号が
信号９４であり、Ｉ、Ｑ双方の信号８、９における変曲
点の非検出信号が９３となる。

【００７３】ここで、ベースバンド信号の変曲点の検出
により、変曲点の付近における復調データの除外が可能
になるのであるが、変曲点検出信号によるベースバンド
信号の切替は、変曲点以後における切替になるため、変
曲点以前のデータに対しては有効ではない。

【００７４】ここでは、切替を変曲点前後の範囲にわた
って行なうため、遅延させたベースバンド信号を前述し
た変曲点により切り換えることによって、変曲点の判定
をベースバンド信号の変化に先行させて行ない、変曲点
前後におけるベースバンド信号の切替を可能とする。こ
のために、Ｉ、Ｑベースバンド信号８、９の遅延回路５
３、５５を設ける。遅延時間は、前記パルス幅Ｔの１／
２程度とする。このことにより、変曲点前後の時間Ｔ／
２において、ベースバンド信号の変曲点検出信号が発生
することになる。

【００７５】信号切替回路５２は、図８（ａ）に示すよ
うな構成により、信号９２、９３、９４を制御入力とす
るスリーステート回路９５、９６、９７が、各々信号５
４、５７、５６の選択をおこなう。

【００７６】即ち、切替信号発生回路５０において、Ｉ
信号８に変曲点が検出された場合、Ｉ信号８の符号と、
Ｑ信号９の傾き情報３１により得られる復調結果１３
を、遅延回路５５により時間Ｔ／２遅延した信号５６を
選択するように信号５１を信号切替回路５２に供給す
る。すなわち、図７（ｂ）の回路における信号９４が信
号切替回路５２に供給される。信号切替回路５２はスリ
ーステート回路９７により、信号５６を復調信号５８と
して出力する。

【００７７】同様に、切替信号発生回路５０において、
Ｑ信号９に変曲点が検出された場合、Ｑ信号９の符号
と、Ｉ信号８の傾き情報１１により得られる復調結果３
３を、遅延回路５３により時間Ｔ／２遅延した信号５６
を選択するように信号５１を信号切替回路５２に供給す
る。すなわち、図７（ｂ）の回路における信号９２が信
号切替回路５２に供給される。信号切替回路５２はスリ
ーステート回路９５により、信号５４を復調信号５８と
して出力する。

【００７８】切替信号発生回路５０において、ベースバ
ンド信号に変曲点が検出されない場合は、信号合成回路
３４の出力を選択するように信号５１を信号切替回路５
２に供給する。すなわち、信号切替回路５２はスリース
テート回路９６により、信号５７を復調信号５８として
出力する。

【００７９】以上の動作、すなわち独立な２系統の復調
結果のうち、電圧変化検出回路１０、３０の動作が不安
定となる、ベースバンド信号の変曲点付近の信号による
復調結果を、選択的に復調過程から排除することによ
り、電圧変化検出回路１０、３０の動作不良による復調
データの劣化を防止することができる。

【００８０】以上の第１、第２、第３の実施例では、Ｉ
もしくはＱ信号８、９を、信号反転制御回路の信号位相
入力信号とし、それぞれＱ、Ｉ信号の電圧変化検出回路
による反転制御信号によって、符号を反転することによ
り、復号をする場合について説明した。しかし、第１の
実施例の（表１）の説明でも述べたように、Ｉ、Ｑ信号
８、９の二値化した信号と、電圧変化検出回路の出力信
号は、同列に扱うことができる。従って、図５（ｃ）に
示すように、Ｑ、Ｉ信号８、９の電圧変化検出回路１
０、３０の出力信号を、信号反転制御回路１２、３２の
信号位相入力信号１１、３１とし、Ｉ、Ｑ信号８、９を
反転制御信号とした場合についても同様の復号結果が得
られる。

【００８１】なお、上述の各実施例による復調方式と類
似した構成として、電圧変化検出回路の代りに９０度移
相器や微分回路を用い、信号制御反転回路の代りに混合
器を用いた復調器が提案されているが、それらの構成で
は信号位相入力信号の電圧変化から波形の位相情報を得
ることにより復調している。従って、復調には信号位相
入力信号の増減方向と、その増減量を検出する必要があ
る。しかし、本実施例では、波形の位相情報を得る必要
がなく、信号位相入力信号の電圧変化の増減方向のみを
検出することにより復調するので、９０度移相器や微分
回路を用いた復調方式に比べ、簡易な回路で復調回路を
構成できるため、集積回路化することが容易である。こ
こで、高速データ通信時を考えると、信号位相入力信号
に不連続波形が多くなるので、９０度移相器を用いた復
調器では、移相動作が不完全になり、正確な復号動作が
期待できない。また、ベースバンド信号の周波数が非常
に広帯域となるため、微分回路を用いた復調器では低周
波信号の検出電圧が低くなってしまい、検出精度が劣化
するという欠点を有している。

【００８２】本実施例による復調器では、電圧変化検出
回路において、信号位相入力信号の電圧変化がその時点
において、増加方向にあるか、減少方向にあるかのみを
判定すれば良いため、回路構成も簡素で、かつ高速デー
タ通信における信号位相入力信号の不連続に対しても許
容度が高く、ベースバンド信号が広帯域におよぶ場合で
も、検出精度の劣化は少ない。

【００８３】なお、以上いずれの実施例も、受信信号は
ＦＳＫ変調がかけられたものとしているが、ＰＳＫ変調
のように、結果的に周波数の偏移をもって変調された信
号を復号する場合においても、本データ復調器が有効で
あることは明らかである。

【００８４】また、各実施例において、受信方式に直接
変換受信方式を用いた受信機の復調器について説明を行
ったが、搬送波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロ
ダイン方式の受信機に対して、本発明のデータ復調器を
適用できることは明らかである。

【００８５】

【発明の効果】以上のように本発明は、第１に、復号デ
ータには局発、キャリア間の周波数ずれによる影響が少
ないので、局発は周波数確度の低いものでも正確な復調
が可能である。また、局発、キャリア間の周波数ずれに
よる受信感度の劣化も減少する。

【００８６】また高速データ通信を考えた場合、この復
号処理の過程における伝送データのシンボルレートは原
理的に上限がない。従来例に示したＦＳＫデータ復調器
では困難であった伝送データのシンボルレートがＦＳＫ
周波数と同程度もしくはそれよりも高くなるような高速
データ通信時における正確な復号動作が可能である。

【００８７】また、第２に、２系統の復号経路を用いる
ことにより、それぞれの過程において生じた、同相の雑
音を相殺する効果が得られる。また、信号処理の冗長性
から、復号結果の信頼性を上げることができる。

【００８８】また、第３に、復号処理をデジタル信号処
理で行なうことも可能なため、集積回路に適している。
従って、集積回路化することにより、低消費電力で小
型、また安価な受信機を構成できる。

【００８９】また、第４に、ベースバンド信号の変化を
検出し復調に用いているが、検出の容易な、信号変化の
顕著な部分のみを選択し復調する構成をとることが容易
に可能であるため、簡単な回路によりベースバンド信号
の変化検出部を構成することにより、検出部の精度が向
上するため、さらに正確な復調も可能となる。

【００９０】また、第５に、構成として９０度移相器、
あるいは微分回路を含まないので、簡素な回路構成で、
復調器を構成可能であるため、その工業的な効果は大き
い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫデータ復
調器の主要回路ブロック結線図

【図２】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の要部で
ある電圧変化検出回路のブロック結線図

【図３】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の要部で
ある信号反転制御回路のブロック結線図

【図４】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の要部波
形図

【図５】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫデータ復
調器の主要回路ブロック結線図

【図６】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の要部波
形図

【図７】本発明の第３の実施例におけるＦＳＫデータ復
調器の主要回路ブロック結線図

【図８】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の要部ブ
ロック結線図

【図９】同実施例におけるＦＳＫデータ復調器の波形図

【図１０】従来のＦＳＫデータ復調器を用いた受信機の
主要ブロック結線図

【符号の説明】

２局発信号源３９０度移相器４、５混合器６、７低域通過フィルタ１０電圧変化検出回路１２信号反転制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者原田博之石川県金沢市彦三町二丁目１番45号株式会社松下通信金沢研究所内 (56)参考文献特開昭60−39962（ＪＰ，Ａ) 特開平３−157033（ＪＰ，Ａ) 特開平１−162402（ＪＰ，Ａ) 特開平３−38941（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−73544（ＪＰ，Ａ) 特表昭62−501323（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04B 1/26

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに位相が直交し、かつ周波数偏移変
調であるＦＳＫ信号の搬送波周波数からの周波数偏移の
上下により、互いの位相関係が相対的に反転する第１、
第２のベースバンド信号に対し、前記第１のベースバン
ド信号の信号電圧の増減を検出する第１の電圧変化検出
回路と、第２のベースバンド信号の信号電圧の増減を検
出する第２の電圧変化検出回路と、前記第１の電圧変化
検出回路の出力信号を第１の反転制御信号とし、前記第
２の電圧変化検出回路の出力信号を第２の反転制御信号
とし、前記第２のベースバンド信号を第１の信号位相入力信号
として、前記第１の反転制御信号の信号電圧の基準電圧
に対する正負に応じて、前記第１の信号位相入力信号の
反転あるいは非反転を行なう第１の信号制御反転回路
と、前記第１のベースバンド信号を第２の信号位相入力信号
とし、前記第２の反転制御信号の信号電圧の基準電圧に
対する正負に応じて、前記第２の信号位相入力信号の反
転あるいは非反転を行なう第２の信号制御反転回路と、第１、第２の信号反転制御回路の出力信号を一定時間遅
延する第１、第２の遅延回路と、前記第１、第２の遅延
回路の出力信号を入力とする信号合成比較回路と、第
１、第２のベースバンド信号の変曲点を検出し、前記遅
延時間の２倍程度のパルス幅の変曲点検出信号を切替信
号として出力する切替信号発生回路と、前記切替信号を
入力とし、前記切替信号が第１のベースバンド信号の変
曲点を検出している場合は、前記第１の遅延回路の出力
信号を選択し、前記切替信号が前記第２のベースバンド
信号の変曲点を検出している場合は、前記第２の遅延回
路の出力信号を選択し、前記切替信号が前記第１、第２
のベースバンド信号の変曲点を検出していない場合は、
前記信号合成比較回路の出力信号を選択し出力信号とす
る信号切替回路とを有し、前記信号切替回路の出力信号
を用いてデータ復調を行なうことを特徴とするＦＳＫデ
ータ復調器。
【請求項２】切替信号発生回路は、入力信号の前記第
１、第２のベースバンド信号を振幅制限する振幅制限増
幅器と、前記振幅制限増幅器からの出力信号のエッジを
検出する両エッジ検出回路と、前記両エッジ検出回路の
検出信号をトリガ入力とし、トリガ入力によりベースバ
ンド信号の周期の１／２より短い時間のパルスを発生す
る第１、第２の１ショットトリガパルス発生回路と、前
記第１、第２の１ショットトリガパルス発生回路の出力
信号を混合する排他的論理和演算回路と、前記排他的論
理和演算回路の出力信号と、前記第１の１ショットトリ
ガパルス発生回路の出力信号の論理和演算し、前記第１
の１ショットトリガパルス発生回路からのみパルス信号
が出力されている場合、信号を出力する第１の論理和演
算回路と、同様に前記第２の１ショットトリガパルス発
生回路の出力信号と、前記排他的論理和演算回路の出力
信号との論理和をとり、前記第２の１ショットトリガパ
ルス発生回路からのみパルス信号が出力されている場
合、信号を出力する第２の論理和演算回路と、前記排他
的論理和演算回路の出力信号を符号反転し、第１、第２
の両１ショットトリガ検出回路からパルス信号の出力が
ない場合においてのみ、信号を出力する反転回路とを有
し、前記第１の論理和演算回路の出力信号を、前記第１
のベースバンド信号における変曲点の検出信号とし、前
記第２の論理和演算回路の出力信号を前記第２のベース
バンド信号における変曲点の検出信号とし、前記反転回
路の出力信号を前記第１、第２のベースバンド信号にお
いて変曲点が検出されないことを示す不検出信号とし、
前記第１、第２の変曲点検出信号と、前記不検出信号を
もって信号選択信号とする構成を有することを特徴とす
る請求項１記載のＦＳＫデータ復調器。
【請求項３】信号切替回路は、スリーステート回路を
用いることを特徴とする請求項１記載のＦＳＫデータ復
調器。
【請求項４】信号切替回路は、アナログスイッチ回路
を用いることを特徴とする請求項１記載のＦＳＫデータ
復調器。