JP3232919B2 - タイムダイバーシチ受信装置 - Google Patents
タイムダイバーシチ受信装置Info
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として、移動通信に
おけるタイムダイバーシチを利用するデータ受信するタ
イムダイバーシチ受信装置に関するものである。
おけるタイムダイバーシチを利用するデータ受信するタ
イムダイバーシチ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】移動通信におけるフェージングの影響を
軽減し、高品質のディジタルデータ伝送を行うためのダ
イバーシチ方式の一つとして、同一ブロックデータを、
繰り返し送信するタイムダイバーシチ方式が実用化され
ている。
軽減し、高品質のディジタルデータ伝送を行うためのダ
イバーシチ方式の一つとして、同一ブロックデータを、
繰り返し送信するタイムダイバーシチ方式が実用化され
ている。
【０００３】図１３は、従来のタイムダイバーシチ受信
装置の構成を示すものである。図１３において、１３２
は入力データ信号１３１を復調する復調手段、１３３は
その復調信号を受信ブロックデータの１符号（１ビッ
ト）単位に標本化・量子化するＡ／Ｄ変換器、１３４は
Ａ／Ｄ変換器１３３の出力に対して後述する一定の処理
を施すダイバーシチ処理手段、１３５は記憶手段、１３
６は符号判定処理を行って受信ブロックデータの再生を
行う符号判定手段、１３７はデータ出力信号である。
装置の構成を示すものである。図１３において、１３２
は入力データ信号１３１を復調する復調手段、１３３は
その復調信号を受信ブロックデータの１符号（１ビッ
ト）単位に標本化・量子化するＡ／Ｄ変換器、１３４は
Ａ／Ｄ変換器１３３の出力に対して後述する一定の処理
を施すダイバーシチ処理手段、１３５は記憶手段、１３
６は符号判定処理を行って受信ブロックデータの再生を
行う符号判定手段、１３７はデータ出力信号である。
【０００４】以上のように構成されたタイムダイバーシ
チ受信装置について、以下その動作について説明する。
チ受信装置について、以下その動作について説明する。
【０００５】まず、入力データ信号１３１は、復調手段
１３２により復調され、復調信号を出力する。復調信号
はＡ／Ｄ変換器１３３により、受信ブロックデータの１
符号（１ビット）単位に、標本化され、量子化されたデ
ィジタル信号として、ダイバーシチ処理手段１３４に供
給される。
１３２により復調され、復調信号を出力する。復調信号
はＡ／Ｄ変換器１３３により、受信ブロックデータの１
符号（１ビット）単位に、標本化され、量子化されたデ
ィジタル信号として、ダイバーシチ処理手段１３４に供
給される。
【０００６】ダイバーシチ処理手段１３４は、タイムダ
イバーシチにより再送されたＮビットからなるブロック
データのｋ＋１回目の受信ブロックデータを、ｋ回まで
のブロックデータの受信結果である記憶手段１３５の記
憶内容（Ｙk1，Ｙk2，…，Ｙ kN）に対し、各ビット毎に
加算処理し、その加算結果を符号判定手段１３６に供給
すると共に、記憶手段１３５の記憶内容を更新する。符
号判定手段１３６は、各ビットの加算結果毎に、２値デ
ータ（０、１）への符号判定処理を行い、受信ブロック
データの再生を行う。以上の動作を、タイムダイバーシ
チにおける同一ブロックデータの送信回数と同じ回数だ
け繰り返し行うことにより、データの誤り率を減少さ
せ、受信装置のフェージング対応特性を改善することが
できる。
イバーシチにより再送されたＮビットからなるブロック
データのｋ＋１回目の受信ブロックデータを、ｋ回まで
のブロックデータの受信結果である記憶手段１３５の記
憶内容（Ｙk1，Ｙk2，…，Ｙ kN）に対し、各ビット毎に
加算処理し、その加算結果を符号判定手段１３６に供給
すると共に、記憶手段１３５の記憶内容を更新する。符
号判定手段１３６は、各ビットの加算結果毎に、２値デ
ータ（０、１）への符号判定処理を行い、受信ブロック
データの再生を行う。以上の動作を、タイムダイバーシ
チにおける同一ブロックデータの送信回数と同じ回数だ
け繰り返し行うことにより、データの誤り率を減少さ
せ、受信装置のフェージング対応特性を改善することが
できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のタイムダイバーシチ受信装置では、復調信号を標本
化し、量子化されたディジタル信号とするために、Ａ／
Ｄ変換器１３３が必要となる。携帯用移動端末として、
小型化・低消費電力化が要求される受信装置の場合、こ
のようなＡ／Ｄ変換器１３３を実装することは、システ
ム構成上の大きな制約となり、また、低消費電力化を図
るための障害となるという問題点がある。
来のタイムダイバーシチ受信装置では、復調信号を標本
化し、量子化されたディジタル信号とするために、Ａ／
Ｄ変換器１３３が必要となる。携帯用移動端末として、
小型化・低消費電力化が要求される受信装置の場合、こ
のようなＡ／Ｄ変換器１３３を実装することは、システ
ム構成上の大きな制約となり、また、低消費電力化を図
るための障害となるという問題点がある。
【０００８】本発明は、上記従来の課題を解決するもの
で、Ａ／Ｄ変換器１３３と同等な機能を、より簡単な構
成で、かつ、低消費電力で実現することにより、実装上
の制約及び低消費電力化の障害を取り除くことで、小型
・低消費電力のタイムダイバーシチ受信装置を提供する
ことを目的とするものである。
で、Ａ／Ｄ変換器１３３と同等な機能を、より簡単な構
成で、かつ、低消費電力で実現することにより、実装上
の制約及び低消費電力化の障害を取り除くことで、小型
・低消費電力のタイムダイバーシチ受信装置を提供する
ことを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のタイムダイバーシチ受信装置は、復調信号
が所定の基準レベルを上回る回数を、入力データ信号の
ビットレート以上のタイミングで計数してビット毎に計
数結果を出力し、ビットの両端部の所定時間幅に対応す
る前記復調手段の出力信号に対し、ビット内信号幅の計
数を停止するビット内信号幅計数手段と、タイムダイバ
ーシチにより再送されたブロックデータの受信データ
と、前回までに受信されたブロックデータとの間で、送
出時に同一データとして対応するビット毎に、ビット内
信号幅計数手段の計数結果を加算するダイバーシチ処理
手段と、ダイバーシチ処理手段の加算結果をブロックデ
ータのビット毎に記憶する記憶手段と、ダイバーシチ処
理手段の加算結果を２値データに符号判定する符号判定
手段とを備えたものである。
に、本発明のタイムダイバーシチ受信装置は、復調信号
が所定の基準レベルを上回る回数を、入力データ信号の
ビットレート以上のタイミングで計数してビット毎に計
数結果を出力し、ビットの両端部の所定時間幅に対応す
る前記復調手段の出力信号に対し、ビット内信号幅の計
数を停止するビット内信号幅計数手段と、タイムダイバ
ーシチにより再送されたブロックデータの受信データ
と、前回までに受信されたブロックデータとの間で、送
出時に同一データとして対応するビット毎に、ビット内
信号幅計数手段の計数結果を加算するダイバーシチ処理
手段と、ダイバーシチ処理手段の加算結果をブロックデ
ータのビット毎に記憶する記憶手段と、ダイバーシチ処
理手段の加算結果を２値データに符号判定する符号判定
手段とを備えたものである。
【００１０】
【作用】本発明は、上記構成におけるビット内信号幅計
数手段によって、復調信号に対し、ビット当たりに複数
回の基準レベルとの比較を行うことにより、ビット毎の
復調信号の確からしさを検出することができ、この確か
らしさで、重み付けられた信号を、タイムダイバーシチ
で受信されるデータ毎に加算していくことで、Ａ／Ｄ変
換器を用いた場合のタイムダイバーシチ受信装置と同等
なフェージング対応特性が得られる。
数手段によって、復調信号に対し、ビット当たりに複数
回の基準レベルとの比較を行うことにより、ビット毎の
復調信号の確からしさを検出することができ、この確か
らしさで、重み付けられた信号を、タイムダイバーシチ
で受信されるデータ毎に加算していくことで、Ａ／Ｄ変
換器を用いた場合のタイムダイバーシチ受信装置と同等
なフェージング対応特性が得られる。
【００１１】
（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について、図
１を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施
例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構成ブロック
図である。
１を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施
例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構成ブロック
図である。
【００１２】図１において、１１は受信された高周波信
号である入力データ信号、１２は入力データ信号を復調
する復調手段、１３は復調信号、１４は送信ディジタル
信号のビットレート以上のタイミングで、復調信号が所
定の基準レベルを上回るかどうかを判定し、各ビット毎
に上回る回数を計数し出力するビット内信号幅計数手
段、１５はビット内信号幅計数手段による計数結果であ
る計数信号、１６はタイムダイバーシチ処理を行うダイ
バーシチ処理手段、１７はダイバーシチ処理結果を記憶
する記憶手段、１８はダイバーシチ処理結果を２値
（０、１）データに符号判定する符号判定手段、１９は
データ出力信号である。
号である入力データ信号、１２は入力データ信号を復調
する復調手段、１３は復調信号、１４は送信ディジタル
信号のビットレート以上のタイミングで、復調信号が所
定の基準レベルを上回るかどうかを判定し、各ビット毎
に上回る回数を計数し出力するビット内信号幅計数手
段、１５はビット内信号幅計数手段による計数結果であ
る計数信号、１６はタイムダイバーシチ処理を行うダイ
バーシチ処理手段、１７はダイバーシチ処理結果を記憶
する記憶手段、１８はダイバーシチ処理結果を２値
（０、１）データに符号判定する符号判定手段、１９は
データ出力信号である。
【００１３】以上のように構成されたタイムダイバーシ
チ受信装置について、以下その動作を説明する。
チ受信装置について、以下その動作を説明する。
【００１４】高周波信号である入力データ信号１１は、
復調手段１２によって、復調され、ＮＲＺ（Non Return
to Zero）の復調信号１３を出力する。ビット内信号幅
計数手段１４は、送信ディジタル信号のビットレートの
Ｍ倍のサンプリングクロック信号により、１ビット当た
りＭ回のタイミングで、復調信号１３が基準レベルを上
回るかどうかの判定を行い、各ビット毎にその上回る回
数を計数する。ここで、基準レベルは、復調信号１３に
対する符号判定レベルに設定する。
復調手段１２によって、復調され、ＮＲＺ（Non Return
to Zero）の復調信号１３を出力する。ビット内信号幅
計数手段１４は、送信ディジタル信号のビットレートの
Ｍ倍のサンプリングクロック信号により、１ビット当た
りＭ回のタイミングで、復調信号１３が基準レベルを上
回るかどうかの判定を行い、各ビット毎にその上回る回
数を計数する。ここで、基準レベルは、復調信号１３に
対する符号判定レベルに設定する。
【００１５】ダイバーシチ処理手段１６は、タイムダイ
バーシチにより再送されたＮビットからなるブロックデ
ータのｋ＋１回目（ｋ≧０）の受信ブロックデータの計
数信号Ｘ(k+1)iを、ｋ回までのブロックデータの受信結
果の記憶手段１７の記憶内容（Ｙk1，Ｙk2，…，ＹkN）
に対し、各ビット毎に加算処理し、その加算結果Ｙ(k
+1)i＝Ｙki＋Ｘ(k+1)iを符号判定手段１８に供給すると
共に、記憶手段１７の記憶内容を更新する。
バーシチにより再送されたＮビットからなるブロックデ
ータのｋ＋１回目（ｋ≧０）の受信ブロックデータの計
数信号Ｘ(k+1)iを、ｋ回までのブロックデータの受信結
果の記憶手段１７の記憶内容（Ｙk1，Ｙk2，…，ＹkN）
に対し、各ビット毎に加算処理し、その加算結果Ｙ(k
+1)i＝Ｙki＋Ｘ(k+1)iを符号判定手段１８に供給すると
共に、記憶手段１７の記憶内容を更新する。
【００１６】符号判定手段１８は、各ビットの加算結果
Ｙ(k+1)i毎に、式１のような２値データ（０、１）への
符号判定処理を行い、データ出力信号Ｚ(k+1)iを求め、
受信ブロックデータの再生を行う。
Ｙ(k+1)i毎に、式１のような２値データ（０、１）への
符号判定処理を行い、データ出力信号Ｚ(k+1)iを求め、
受信ブロックデータの再生を行う。
【００１７】 Ｚ(k+1)i ＝ １ （Ｙ(k+1)i≧Ｍ（ｋ＋１）／２） …（式１） Ｚ(k+1)i ＝ ０ （Ｙ(k+1)i＜Ｍ（ｋ＋１）／２） ダイバーシチ処理手段１６は、以上の動作を、タイムダ
イバーシチにおける同一ブロックデータの再送回数だけ
繰り返し、新たに異なるデータブロックが、送信された
場合は、記憶手段１７の記憶内容をクリアする。
イバーシチにおける同一ブロックデータの再送回数だけ
繰り返し、新たに異なるデータブロックが、送信された
場合は、記憶手段１７の記憶内容をクリアする。
【００１８】図２は、異なる受信電界強度での送信ＮＲ
Ｚビットデータに対する復調信号１３の波形を示してい
る。
Ｚビットデータに対する復調信号１３の波形を示してい
る。
【００１９】なお、ここでは、データフィルタ通過後の
復調信号とし、復調信号１３の出力波形を正弦波と仮定
して、模式的に表している。ここで、Ａ／Ｄ変換器を用
いて、各ビットの中央で標本化したときの量子化レベル
Ｈｉと、振幅０を基準レベルとしたとき、基準レベルを
上回るビット当たりの時間長（ビット内信号幅）Ｌｉの
関係について考える。
復調信号とし、復調信号１３の出力波形を正弦波と仮定
して、模式的に表している。ここで、Ａ／Ｄ変換器を用
いて、各ビットの中央で標本化したときの量子化レベル
Ｈｉと、振幅０を基準レベルとしたとき、基準レベルを
上回るビット当たりの時間長（ビット内信号幅）Ｌｉの
関係について考える。
【００２０】図２（ａ）（ｂ）のように、弱電界から中
電界にかけて、量子化レベルＨｉとビット内信号幅Ｌｉ
には、式２で示されるように、量子化レベルは、ビット
内信号幅の増加と共に、増加する関係がある。ここで、
ＣＨはビット振幅長、ＣＬはビット時間長とする。
電界にかけて、量子化レベルＨｉとビット内信号幅Ｌｉ
には、式２で示されるように、量子化レベルは、ビット
内信号幅の増加と共に、増加する関係がある。ここで、
ＣＨはビット振幅長、ＣＬはビット時間長とする。
【００２１】 Ｈi＝ＣH・sin(π(Ｌi−ＣL/2)/ＣL) （Ｌi＜ＣＬ）…（式２） また、図２（ｃ）のように、強電界となり、ビット内信
号幅Ｌiが、Ｌi≧ＣLとなった場合、量子化レベルＨｉ
は、Ｈｉ＝ＣHとなり、一定値となる。
号幅Ｌiが、Ｌi≧ＣLとなった場合、量子化レベルＨｉ
は、Ｈｉ＝ＣHとなり、一定値となる。
【００２２】以上のような関係から、ビット内信号幅を
求めることにより、量子化レベルを概算することが可能
となる。なお、ここでは復調信号１３の出力波形を正弦
波と仮定して、数式化している。従って、ビット内信号
幅計数手段１４によって、量子化レベルを概算すること
で、Ａ／Ｄ変換器を用いた受信装置と同様なフェージン
グ対応特性を得ることが可能となる。式２のようなビッ
ト内信号幅と量子化レベルの関係を満たすような計数信
号１５の重み付けは、図３に示すタイムダイバーシチ受
信装置の構成で実現できる。
求めることにより、量子化レベルを概算することが可能
となる。なお、ここでは復調信号１３の出力波形を正弦
波と仮定して、数式化している。従って、ビット内信号
幅計数手段１４によって、量子化レベルを概算すること
で、Ａ／Ｄ変換器を用いた受信装置と同様なフェージン
グ対応特性を得ることが可能となる。式２のようなビッ
ト内信号幅と量子化レベルの関係を満たすような計数信
号１５の重み付けは、図３に示すタイムダイバーシチ受
信装置の構成で実現できる。
【００２３】図３において、３１は式２の関係を満たす
ようＲＯＭ（Read Only Memory）等で実現した重み付け
手段であり、計数信号１５を重み付けた信号を出力す
る。
ようＲＯＭ（Read Only Memory）等で実現した重み付け
手段であり、計数信号１５を重み付けた信号を出力す
る。
【００２４】回路構成を簡単化するために、近似的に、
式３のように、ビット内信号幅と量子化レベルを等号関
係として、概算しても、ほぼ同等な効果が得られる。
式３のように、ビット内信号幅と量子化レベルを等号関
係として、概算しても、ほぼ同等な効果が得られる。
【００２５】 Ｈｉ＝Ｌｉ （Ｌi＜ＣＬ）…（式３） 以上のように、本実施例によれば、ビット内信号幅計数
手段１４で、ビット内信号幅を求めることにより、Ａ／
Ｄ変換器による量子化レベルを概算することができ、Ａ
／Ｄ変換器を用いたタイムダイバーシチ受信装置と同等
なフェージング対応特性を得ることができる。また、ビ
ット内信号幅計数手段１４は、ビット毎の２値の量子化
結果を計数するだけでよいため、Ａ／Ｄ変換器を用いる
場合に比べ、システム構成の小型化と低消費電力化を図
ることが可能となる。
手段１４で、ビット内信号幅を求めることにより、Ａ／
Ｄ変換器による量子化レベルを概算することができ、Ａ
／Ｄ変換器を用いたタイムダイバーシチ受信装置と同等
なフェージング対応特性を得ることができる。また、ビ
ット内信号幅計数手段１４は、ビット毎の２値の量子化
結果を計数するだけでよいため、Ａ／Ｄ変換器を用いる
場合に比べ、システム構成の小型化と低消費電力化を図
ることが可能となる。
【００２６】なお、本実施例においては、ビット内信号
幅は、基準電圧を上回る回数としているが、下回る回数
を計数しても良い。
幅は、基準電圧を上回る回数としているが、下回る回数
を計数しても良い。
【００２７】（実施例２）次に、本発明の第２の実施例
について図４を参照しながら説明する。図４はビット内
信号幅計数手段１４の具体的な回路構成を示している。
について図４を参照しながら説明する。図４はビット内
信号幅計数手段１４の具体的な回路構成を示している。
【００２８】図４において、４１はサンプルホールド回
路、４２は電圧比較器、４３は基準電圧、４４は第１の
アンド回路、４５は送信データビットレートのＭ倍の周
波数をもつサンプリングクロック信号、４６はビット内
信号幅を計数するカウンタ回路、４７はビット内信号幅
計数結果をラッチするためのラッチ回路、４８は送信デ
ータのビットに同期したビット同期信号、４９はデータ
をラッチするタイミング信号であるデータラッチ信号で
ある。
路、４２は電圧比較器、４３は基準電圧、４４は第１の
アンド回路、４５は送信データビットレートのＭ倍の周
波数をもつサンプリングクロック信号、４６はビット内
信号幅を計数するカウンタ回路、４７はビット内信号幅
計数結果をラッチするためのラッチ回路、４８は送信デ
ータのビットに同期したビット同期信号、４９はデータ
をラッチするタイミング信号であるデータラッチ信号で
ある。
【００２９】以上のように構成されたビット内信号幅計
数手段１４について、以下その動作を説明する。
数手段１４について、以下その動作を説明する。
【００３０】まず、復調信号１３はサンプリングクロッ
ク信号４５によって、サンプルホールドされ、ホールド
された復調信号１３は、電圧比較器４２によって、基準
電圧４３と比較される。ホールドされた復調信号電圧が
基準電圧４３を越える場合、電圧比較器４２の出力はハ
イレベルとなる。電圧比較器４２の出力は、第１のアン
ド回路４４において、サンプリングクロック信号４５に
よりゲートされ、カウンタ回路４６のクロック入力とな
る。
ク信号４５によって、サンプルホールドされ、ホールド
された復調信号１３は、電圧比較器４２によって、基準
電圧４３と比較される。ホールドされた復調信号電圧が
基準電圧４３を越える場合、電圧比較器４２の出力はハ
イレベルとなる。電圧比較器４２の出力は、第１のアン
ド回路４４において、サンプリングクロック信号４５に
よりゲートされ、カウンタ回路４６のクロック入力とな
る。
【００３１】カウンタ回路４６は、ビット同期信号４８
により、ビット内信号幅計数をクリアされる。ビット毎
のサンプリングが終了した時点で、データラッチ信号４
９をハイレベルにし、ビット内信号幅計数結果をラッチ
し、計数信号１５とする。
により、ビット内信号幅計数をクリアされる。ビット毎
のサンプリングが終了した時点で、データラッチ信号４
９をハイレベルにし、ビット内信号幅計数結果をラッチ
し、計数信号１５とする。
【００３２】以上のように、ビット内信号幅計数手段１
４は、ビット毎に、送信データのビットレート以上のタ
イミングで、２値の量子化を行い、その一方の値の計数
をするだけでよいため、本実施例で示したようなＣ−Ｍ
ＯＳによる簡単な論理回路による構成が可能となり、Ａ
／Ｄ変換器を用いる場合に比べ、システム構成の小型化
と低消費電力化を図ることが可能となる。
４は、ビット毎に、送信データのビットレート以上のタ
イミングで、２値の量子化を行い、その一方の値の計数
をするだけでよいため、本実施例で示したようなＣ−Ｍ
ＯＳによる簡単な論理回路による構成が可能となり、Ａ
／Ｄ変換器を用いる場合に比べ、システム構成の小型化
と低消費電力化を図ることが可能となる。
【００３３】（実施例３）次に、本発明の第３の実施例
について図５を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構
成ブロック図である。
について図５を参照しながら説明する。図５は本発明の
第３の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構
成ブロック図である。
【００３４】図５において、５１はビット内信号幅の計
数を禁止する計数マスク信号で、図１の構成と異なるの
はビット内信号幅計数手段１４に計数マスク信号５１が
入力されている点である。
数を禁止する計数マスク信号で、図１の構成と異なるの
はビット内信号幅計数手段１４に計数マスク信号５１が
入力されている点である。
【００３５】以下、図１の構成と異なる点の動作説明の
みを行う。計数マスク信号５１は、図６（ａ）に示すよ
うにビット同期信号の両エッジ部で立ち上がる所定幅Ｍ
Lのパルス信号である。図６（ｂ）に示すこの計数マス
ク信号５１がハイレベルのとき、ビット内信号幅計数手
段１４におけるビット内信号幅の計数を禁止する。
みを行う。計数マスク信号５１は、図６（ａ）に示すよ
うにビット同期信号の両エッジ部で立ち上がる所定幅Ｍ
Lのパルス信号である。図６（ｂ）に示すこの計数マス
ク信号５１がハイレベルのとき、ビット内信号幅計数手
段１４におけるビット内信号幅の計数を禁止する。
【００３６】図７にビット内信号幅計数手段１４の具体
的な回路構成を示す。図７において、７１は計数マスク
信号５１によって、サンプリングクロック信号４５をゲ
ートする第２のアンド回路である。この構成では、第２
のアンド回路７１において、計数マスク信号５１を用い
て、サンプリングクロック信号４５をゲートすることに
より、ビットのエッジ部のビット内信号幅の計数を禁止
している。
的な回路構成を示す。図７において、７１は計数マスク
信号５１によって、サンプリングクロック信号４５をゲ
ートする第２のアンド回路である。この構成では、第２
のアンド回路７１において、計数マスク信号５１を用い
て、サンプリングクロック信号４５をゲートすることに
より、ビットのエッジ部のビット内信号幅の計数を禁止
している。
【００３７】ビット内信号幅を計数する場合、復調信号
１３のビットのエッジ部に対応する部分は、ジッタを含
むため、データの符号変化時のエッジ部の計数結果の信
頼性が低い。そのため、本実施例によれば、図５に示す
ように、計数マスク信号５１により、復調信号１３のビ
ットのエッジ部に対応する部分では、ビット内信号幅の
計数を禁止するための時間幅ＭL/2の窓を設けて、計数
を行わないことにより、計数結果のバラツキを小さく
し、Ａ／Ｄ変換器を用いた場合の量子化レベルの概算値
の信頼性を高めることができる。これにより、実施例１
に比べて、より誤り率を減少させることができ、受信装
置のフェージング対応特性をさらに改善することが可能
となる。
１３のビットのエッジ部に対応する部分は、ジッタを含
むため、データの符号変化時のエッジ部の計数結果の信
頼性が低い。そのため、本実施例によれば、図５に示す
ように、計数マスク信号５１により、復調信号１３のビ
ットのエッジ部に対応する部分では、ビット内信号幅の
計数を禁止するための時間幅ＭL/2の窓を設けて、計数
を行わないことにより、計数結果のバラツキを小さく
し、Ａ／Ｄ変換器を用いた場合の量子化レベルの概算値
の信頼性を高めることができる。これにより、実施例１
に比べて、より誤り率を減少させることができ、受信装
置のフェージング対応特性をさらに改善することが可能
となる。
【００３８】（実施例４）次に、本発明の第４の実施例
について図８を参照しながら説明する。図８は、本発明
の第４の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の
構成ブロック図である。
について図８を参照しながら説明する。図８は、本発明
の第４の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の
構成ブロック図である。
【００３９】図８において、８１は入力データ信号を可
変な利得で増幅する利得可変増幅手段、８２、８３は第
１、第２のビット内信号幅計数手段、８４、８５は第
１、第２の計数信号、８６は計数信号を基に利得可変増
幅手段の利得を制御する利得制御手段である。図１の構
成と異なる点は、計数時の基準レベルが異なる２つのビ
ット内信号幅計数手段８２、８３を設け、その計数結果
から、利得可変増幅器８１の利得制御を行う点である。
変な利得で増幅する利得可変増幅手段、８２、８３は第
１、第２のビット内信号幅計数手段、８４、８５は第
１、第２の計数信号、８６は計数信号を基に利得可変増
幅手段の利得を制御する利得制御手段である。図１の構
成と異なる点は、計数時の基準レベルが異なる２つのビ
ット内信号幅計数手段８２、８３を設け、その計数結果
から、利得可変増幅器８１の利得制御を行う点である。
【００４０】以下、図１の構成と異なる点の動作説明の
みを行う。第１のビット内信号幅計数手段８２は、復調
信号１３に対する符号判定レベルの基準レベルＬ１をも
ち、第１の計数信号８４をダイバーシチ処理手段１６と
利得制御手段８６に出力する。第２のビット内信号幅計
数手段８３は、第１のビット内信号幅計数手段８２の基
準レベルＬ１と所定レベルだけ異なる基準レベルＬ２を
用いて、送信データのビットレート以上のタイミングで
復調信号１３が、基準レベルＬ２を上回るかを判定し、
そのビット当たりの回数を計数する。基準レベルＬ２を
基準レベルＬ１より高く（低く）した場合を示す。
みを行う。第１のビット内信号幅計数手段８２は、復調
信号１３に対する符号判定レベルの基準レベルＬ１をも
ち、第１の計数信号８４をダイバーシチ処理手段１６と
利得制御手段８６に出力する。第２のビット内信号幅計
数手段８３は、第１のビット内信号幅計数手段８２の基
準レベルＬ１と所定レベルだけ異なる基準レベルＬ２を
用いて、送信データのビットレート以上のタイミングで
復調信号１３が、基準レベルＬ２を上回るかを判定し、
そのビット当たりの回数を計数する。基準レベルＬ２を
基準レベルＬ１より高く（低く）した場合を示す。
【００４１】まず、第１、第２のビット内信号幅計数手
段８２、８３は、復調信号１３がビット内で基準レベル
を越える回数を計数する。第１のビット内信号幅計数手
段８２による計数結果である第１の計数信号８４が、ビ
ット当たりのサンプリング回数Ｍの半数を上回る（下回
る）場合のみ、利得制御手段８６は以下の制御を行う。
第２のビット内信号幅計数手段８３の計数結果である第
２の計数信号８５と第１の計数信号との差を求める。こ
の差の絶対値が大きいほど、受信時の電界が低いとみな
せるので、可変利得増幅手段８１の利得を上げるよう制
御する。この場合、差の絶対値に比例するように、利得
を変化させても、閾値を設けて段階的に制御しても良
い。
段８２、８３は、復調信号１３がビット内で基準レベル
を越える回数を計数する。第１のビット内信号幅計数手
段８２による計数結果である第１の計数信号８４が、ビ
ット当たりのサンプリング回数Ｍの半数を上回る（下回
る）場合のみ、利得制御手段８６は以下の制御を行う。
第２のビット内信号幅計数手段８３の計数結果である第
２の計数信号８５と第１の計数信号との差を求める。こ
の差の絶対値が大きいほど、受信時の電界が低いとみな
せるので、可変利得増幅手段８１の利得を上げるよう制
御する。この場合、差の絶対値に比例するように、利得
を変化させても、閾値を設けて段階的に制御しても良
い。
【００４２】以上のように、本実施例によれば、基準レ
ベルの異なる２つのビット内信号幅計数手段８２、８３
を設けることにより、送信データの一方の符号を受信し
たときの受信電界を判定し、入力データ信号１１に対す
る利得可変増幅手段８１の利得を制御することができ
る。
ベルの異なる２つのビット内信号幅計数手段８２、８３
を設けることにより、送信データの一方の符号を受信し
たときの受信電界を判定し、入力データ信号１１に対す
る利得可変増幅手段８１の利得を制御することができ
る。
【００４３】なお、本実施例では、利得制御手段８６に
おいて、送信データの一方の符号を用いて、利得制御を
しているが、基準レベルＬ１に対し、基準レベルＬ２と
反対側に基準レベルをもつ第３のビット内信号幅計数手
段を設けることにより、正負の符号を用いて、可変利得
増幅手段８１の利得の制御を行うことができる。
おいて、送信データの一方の符号を用いて、利得制御を
しているが、基準レベルＬ１に対し、基準レベルＬ２と
反対側に基準レベルをもつ第３のビット内信号幅計数手
段を設けることにより、正負の符号を用いて、可変利得
増幅手段８１の利得の制御を行うことができる。
【００４４】（実施例５）次に、本発明の第５の実施例
について図９を参照しながら説明する。図９は本発明の
第５の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構
成ブロック図である。
について図９を参照しながら説明する。図９は本発明の
第５の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装置の構
成ブロック図である。
【００４５】図１の構成と異なる点は、図１の復調手段
１２に対して、２値ＦＳＫ信号受信のための直接変換の
復調構成１２としており、かつ、局部発振器と搬送波周
波数の誤差を検出するための周波数誤差検出手段９１２
を設けている点である。
１２に対して、２値ＦＳＫ信号受信のための直接変換の
復調構成１２としており、かつ、局部発振器と搬送波周
波数の誤差を検出するための周波数誤差検出手段９１２
を設けている点である。
【００４６】図９において、９０１、９０２は入力デー
タ信号１１と局部発振器９０３の出力をミキシングする
第１、第２のミキサ、９０４は局部発振器９０３の出力
を９０度移相する９０度移相器、９０５、９０６は第
１、第２のローパスフィルタ、９０７は同相(In Phase)
の低周波出力信号（Ｉ信号）、９０８は直交位相(Quadr
ature Phase)の低周波出力信号（Ｑ信号）、９０９、９
１０は第１、第２の制限増幅器、９１１はＩ信号、Ｑ信
号から復調を行う復調回路、９１２は周波数誤差検出手
段である。
タ信号１１と局部発振器９０３の出力をミキシングする
第１、第２のミキサ、９０４は局部発振器９０３の出力
を９０度移相する９０度移相器、９０５、９０６は第
１、第２のローパスフィルタ、９０７は同相(In Phase)
の低周波出力信号（Ｉ信号）、９０８は直交位相(Quadr
ature Phase)の低周波出力信号（Ｑ信号）、９０９、９
１０は第１、第２の制限増幅器、９１１はＩ信号、Ｑ信
号から復調を行う復調回路、９１２は周波数誤差検出手
段である。
【００４７】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、送信２値ＦＳＫ信号の搬送波周波数
をｆｃ、変調周波数偏移をσとした場合、アンテナから
の入力データ信号１１は、周波数ｆｃ±σの高周波信号
であり、第１ミキサ９０１、第２ミキサ９０２に供給さ
れる。搬送波周波数ｆｃで作動する局部発振器９０３の
出力は、一方が直接に第１のミキサ９０１に供給され、
もう一方は局部発信周波数帯において位相を９０度偏移
させる移相器９０４を通して、第２のミキサ９０２に供
給される。第１のミキサ９０１の出力は第１のローパス
フィルタ９０５を通過し、同相のＩ信号９０７となり、
第２のミキサ９０２の出力は第２のローパスフィルタ９
０６を通過して直交位相のＱ信号９０８となる。ここ
で、搬送波と局部発振器の周波数誤差をΔｆとした場
合、入力データ信号１１のｆｃ＋σ、ｆｃ−σに応じ
て、Ｉ信号９０７とＱ信号９０８はそれぞれ次式のよう
に表せる。
を説明する。まず、送信２値ＦＳＫ信号の搬送波周波数
をｆｃ、変調周波数偏移をσとした場合、アンテナから
の入力データ信号１１は、周波数ｆｃ±σの高周波信号
であり、第１ミキサ９０１、第２ミキサ９０２に供給さ
れる。搬送波周波数ｆｃで作動する局部発振器９０３の
出力は、一方が直接に第１のミキサ９０１に供給され、
もう一方は局部発信周波数帯において位相を９０度偏移
させる移相器９０４を通して、第２のミキサ９０２に供
給される。第１のミキサ９０１の出力は第１のローパス
フィルタ９０５を通過し、同相のＩ信号９０７となり、
第２のミキサ９０２の出力は第２のローパスフィルタ９
０６を通過して直交位相のＱ信号９０８となる。ここ
で、搬送波と局部発振器の周波数誤差をΔｆとした場
合、入力データ信号１１のｆｃ＋σ、ｆｃ−σに応じ
て、Ｉ信号９０７とＱ信号９０８はそれぞれ次式のよう
に表せる。
【００４８】Ｉ信号＝ cos[2π(σ±Δf)t]…（式４） Ｑ信号＝±sin[2π(σ±Δf)t] Ｉ信号９０７は変調周波数の正負による位相反転のない
信号であり、Ｑ信号９０８は変調周波数の正負つまり送
信データに対応する位相情報を保有した信号で、Ｉ信号
９０７とＱ信号９０８の位相関係は互いに直交してい
る。Ｉ信号９０７は第１の制限増幅器９０９、Ｑ信号９
０８は第２の制限増幅器９１０によって、２値化され
る。復調回路９１１は、これらの２値化されたＩ、Ｑ信
号９０７、９０８の位相関係からデータ復調を行う。ビ
ット内信号幅計数手段１４は復調信号１３のビット内信
号幅を計数し、その計数結果である計数信号１５を、ダ
イバーシチ処理手段１６と周波数誤差検出手段９１２に
供給する。
信号であり、Ｑ信号９０８は変調周波数の正負つまり送
信データに対応する位相情報を保有した信号で、Ｉ信号
９０７とＱ信号９０８の位相関係は互いに直交してい
る。Ｉ信号９０７は第１の制限増幅器９０９、Ｑ信号９
０８は第２の制限増幅器９１０によって、２値化され
る。復調回路９１１は、これらの２値化されたＩ、Ｑ信
号９０７、９０８の位相関係からデータ復調を行う。ビ
ット内信号幅計数手段１４は復調信号１３のビット内信
号幅を計数し、その計数結果である計数信号１５を、ダ
イバーシチ処理手段１６と周波数誤差検出手段９１２に
供給する。
【００４９】周波数誤差検出手段９１２では、以下のよ
うにして求められる符号幅差Ｄｃを検出する。
うにして求められる符号幅差Ｄｃを検出する。
【００５０】送信データブロック信号において、既知周
期で送信される２値データの"0"と"1"の繰り返し信号
を、所定の偶数ビット個ｓを受信したときの復調信号１
３に対し、各ビットに対応するビット内信号幅計数手段
１４による計数結果を加算し、所定の基準値Ｌｓとの差
を出力する。基準値Ｌｓは、ビット内信号幅計数時の１
ビット当たりのサンプリング数Ｍに、計数結果を加算す
るビット数ｓを用いたとき、Ｌｓ＝Ｍ・ｓ／２で表せ
る。従って符号幅差Ｄｃは次式で表せる。
期で送信される２値データの"0"と"1"の繰り返し信号
を、所定の偶数ビット個ｓを受信したときの復調信号１
３に対し、各ビットに対応するビット内信号幅計数手段
１４による計数結果を加算し、所定の基準値Ｌｓとの差
を出力する。基準値Ｌｓは、ビット内信号幅計数時の１
ビット当たりのサンプリング数Ｍに、計数結果を加算す
るビット数ｓを用いたとき、Ｌｓ＝Ｍ・ｓ／２で表せ
る。従って符号幅差Ｄｃは次式で表せる。
【００５１】 Dc=mg[(符号"1"に対するビット内信号幅) s/2 ＋(符号"0"に対するビット内信号幅)]-M・ｓ/2 符号判定手段１８は、タイムダイバーシチによって、再
送されたｋ＋１回目のブロックデータに対し、周波数誤
差検出手段９１２によって検出された符号幅差Ｄｃに基
づき、式５で示すような、オフセットαＤｃを用いて、
符号判定を行う。（α：正定数） Ｚ(k+1)i＝１ [Ｙ(k+1)i≧Ｍ（ｋ＋１）／２＋αＤｃ]…（式５） Ｚ(k+1)i＝０ [Ｙ(k+1)i＜Ｍ（ｋ＋１）／２＋αＤｃ] 搬送波と局部発振器９０３の周波数誤差Δｆが存在する
場合、２値データの一方の符号に対するＩ，Ｑ信号９０
７、９０８の周波数がσ＋Δｆに応じて高くなり、もう
一方の符号に対するＩ，Ｑ信号９０７、９０８の周波数
がσ−Δｆに応じて低くなり、データの符号によって、
変調指数が異なる。そのため、低い変調指数の符号か
ら、高い変調指数の符号へ符号変化する場合に比べ、そ
の逆の符号変化の場合、復調回路９１１における符号変
化検出の遅れのため、符号変化点でのジッタ量が多くな
る。
送されたｋ＋１回目のブロックデータに対し、周波数誤
差検出手段９１２によって検出された符号幅差Ｄｃに基
づき、式５で示すような、オフセットαＤｃを用いて、
符号判定を行う。（α：正定数） Ｚ(k+1)i＝１ [Ｙ(k+1)i≧Ｍ（ｋ＋１）／２＋αＤｃ]…（式５） Ｚ(k+1)i＝０ [Ｙ(k+1)i＜Ｍ（ｋ＋１）／２＋αＤｃ] 搬送波と局部発振器９０３の周波数誤差Δｆが存在する
場合、２値データの一方の符号に対するＩ，Ｑ信号９０
７、９０８の周波数がσ＋Δｆに応じて高くなり、もう
一方の符号に対するＩ，Ｑ信号９０７、９０８の周波数
がσ−Δｆに応じて低くなり、データの符号によって、
変調指数が異なる。そのため、低い変調指数の符号か
ら、高い変調指数の符号へ符号変化する場合に比べ、そ
の逆の符号変化の場合、復調回路９１１における符号変
化検出の遅れのため、符号変化点でのジッタ量が多くな
る。
【００５２】図１０（ａ）は、一実施例として、周波数
誤差Δｆにより、符号"1"のときの変調指数が、"0"に比
べて高いときの、２値の繰り返し信号受信時のＩ信号９
０７、復調信号１３の波形図を示している。"0"、"1"の
繰り返し信号受信時の復調信号は、基準レベルを上回る
時間と下回る時間の差が、周波数誤差に比例して増え
る。この差、すなわち符号幅差Ｄｃを検出することによ
り、周波数誤差を検出する。
誤差Δｆにより、符号"1"のときの変調指数が、"0"に比
べて高いときの、２値の繰り返し信号受信時のＩ信号９
０７、復調信号１３の波形図を示している。"0"、"1"の
繰り返し信号受信時の復調信号は、基準レベルを上回る
時間と下回る時間の差が、周波数誤差に比例して増え
る。この差、すなわち符号幅差Ｄｃを検出することによ
り、周波数誤差を検出する。
【００５３】図１０（ｂ）は、周波数誤差Δｆが存在す
るときの復調信号１３のビット内信号幅分布の一実施例
を示す。この場合、図１０（ａ）と同様、符号"1"の方
の変調指数が高くなる場合の結果である。低い変調指数
の符号を受信した場合のビット内信号幅分布の広がり
は、高い変調指数の符号に比べ、大きくなり、誤り率劣
化への寄与が大きい。このような周波数誤差が存在する
場合には、ビット内信号幅の中央値で符号判定を行うよ
りも、各符号のビット内信号幅分布の交点に符号判定レ
ベルを設定する方が、より誤り率は小さくなる。
るときの復調信号１３のビット内信号幅分布の一実施例
を示す。この場合、図１０（ａ）と同様、符号"1"の方
の変調指数が高くなる場合の結果である。低い変調指数
の符号を受信した場合のビット内信号幅分布の広がり
は、高い変調指数の符号に比べ、大きくなり、誤り率劣
化への寄与が大きい。このような周波数誤差が存在する
場合には、ビット内信号幅の中央値で符号判定を行うよ
りも、各符号のビット内信号幅分布の交点に符号判定レ
ベルを設定する方が、より誤り率は小さくなる。
【００５４】以上の説明で明らかなように、本実施例に
よれば、送信ブロックデータの２値データの繰り返し信
号を利用することによって、復調信号１３の符号幅差Ｄ
ｃを検出する。この符号幅差Ｄｃが、搬送波周波数ｆｃ
と局部発振器９０３との周波数誤差Δｆに比例すること
を利用して、周波数誤差Δｆを検出する。符号判定手段
１８では、周波数誤差検出手段９１２で検出された周波
数誤差量から、符号のビット内信号幅分布の交点に符号
判定レベルを設定するようオフセットを設けることによ
り、低変調指数となった符号の誤り率の劣化を減少させ
ることができる。また、これらの動作は復調信号１３に
対するディジタル信号処理によって実現できるため、集
積化に適しており、回路規模の小型化が可能である。
よれば、送信ブロックデータの２値データの繰り返し信
号を利用することによって、復調信号１３の符号幅差Ｄ
ｃを検出する。この符号幅差Ｄｃが、搬送波周波数ｆｃ
と局部発振器９０３との周波数誤差Δｆに比例すること
を利用して、周波数誤差Δｆを検出する。符号判定手段
１８では、周波数誤差検出手段９１２で検出された周波
数誤差量から、符号のビット内信号幅分布の交点に符号
判定レベルを設定するようオフセットを設けることによ
り、低変調指数となった符号の誤り率の劣化を減少させ
ることができる。また、これらの動作は復調信号１３に
対するディジタル信号処理によって実現できるため、集
積化に適しており、回路規模の小型化が可能である。
【００５５】なお、本実施例では、周波数誤差検出手段
９１２において、周波数誤差検出を行う度に、符号判定
の際のオフセット値を更新しているが、複数回の周波数
誤差検出を行った後に、オフセット値を更新しても良
い。
９１２において、周波数誤差検出を行う度に、符号判定
の際のオフセット値を更新しているが、複数回の周波数
誤差検出を行った後に、オフセット値を更新しても良
い。
【００５６】また、本実施例では、符号判定手段１８に
おける符号判定のオフセット値αＤｃは、符号幅差Ｄｃ
に連続的に比例させているが、符号幅差Ｄｃに対し、段
階的に比例させても、変動幅に上限値を設けてもよい。
おける符号判定のオフセット値αＤｃは、符号幅差Ｄｃ
に連続的に比例させているが、符号幅差Ｄｃに対し、段
階的に比例させても、変動幅に上限値を設けてもよい。
【００５７】なお、本実施例では、周波数誤差検出手段
９１２の出力信号により、符号判定の際のオフセット値
を変化させているが、復調手段１２における局部発振器
９０３の発振周波数を制御する発振周波数制御手段を設
けて、周波数誤差検出手段９１２の出力の符号幅信号を
用い、周波数誤差が減少するよう局部発振器９０３の発
振周波数を制御させても良い。
９１２の出力信号により、符号判定の際のオフセット値
を変化させているが、復調手段１２における局部発振器
９０３の発振周波数を制御する発振周波数制御手段を設
けて、周波数誤差検出手段９１２の出力の符号幅信号を
用い、周波数誤差が減少するよう局部発振器９０３の発
振周波数を制御させても良い。
【００５８】（実施例６）次に、本発明の第６の実施例
について図１１を参照しながら説明する。図１１は、本
発明の第６の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装
置の構成ブロック図である。
について図１１を参照しながら説明する。図１１は、本
発明の第６の実施例におけるタイムダイバーシチ受信装
置の構成ブロック図である。
【００５９】図１１において、９１３は搬送波周波数と
局部発振器９０３の周波数誤差を検出する周波数誤差検
出手段、９１４は計数信号１５からデータの符号変化を
検出する符号変化検出手段、９１５は符号変化検出手段
出力の符号変化検出信号、９１６は１ビットデータに対
する計数信号１５を一時的に記憶する計数結果記憶手段
である。
局部発振器９０３の周波数誤差を検出する周波数誤差検
出手段、９１４は計数信号１５からデータの符号変化を
検出する符号変化検出手段、９１５は符号変化検出手段
出力の符号変化検出信号、９１６は１ビットデータに対
する計数信号１５を一時的に記憶する計数結果記憶手段
である。
【００６０】図９の構成と異なる点は、ビット内信号幅
計数手段１４の出力に符号変化検出手段９１４を設けて
いる点であり、主に動作の異なる点について以下説明を
行う。
計数手段１４の出力に符号変化検出手段９１４を設けて
いる点であり、主に動作の異なる点について以下説明を
行う。
【００６１】図１１において、復調手段１２によって得
られた復調信号１３からビット内信号幅計数手段１４で
計数信号１５を得るまでの動作は、実施例５と同様であ
る。図１２は図１１における送信データに対する計数信
号１５、符号変化検出信号９１５の波形を示したもので
ある。１ビット当たりのビット内信号幅計数時のサンプ
リング数がＭであるとき、符号変化検出手段９１４は、
得られた計数信号Ｌiと、計数結果記憶手段９１６で記
憶された一つ前のビットに対する計数信号Ｌi-1に対
し、Ａ＝Ｌi-M/2、Ｂ＝Ｌi-1-M/2の演算を行う。ＡとＢ
の符号が異なる場合、データの符号が変化したものと
し、符号変化検出信号９１５をハイレベルにする。Ａ、
Ｂの符号に変化が無い場合は、符号変化検出信号９１５
はローレベルのままにする。
られた復調信号１３からビット内信号幅計数手段１４で
計数信号１５を得るまでの動作は、実施例５と同様であ
る。図１２は図１１における送信データに対する計数信
号１５、符号変化検出信号９１５の波形を示したもので
ある。１ビット当たりのビット内信号幅計数時のサンプ
リング数がＭであるとき、符号変化検出手段９１４は、
得られた計数信号Ｌiと、計数結果記憶手段９１６で記
憶された一つ前のビットに対する計数信号Ｌi-1に対
し、Ａ＝Ｌi-M/2、Ｂ＝Ｌi-1-M/2の演算を行う。ＡとＢ
の符号が異なる場合、データの符号が変化したものと
し、符号変化検出信号９１５をハイレベルにする。Ａ、
Ｂの符号に変化が無い場合は、符号変化検出信号９１５
はローレベルのままにする。
【００６２】周波数誤差検出手段９１３は、所定のビッ
ト数Ｎｂのデータ受信期間中に、符号変化検出信号９１
５がハイレベルとなったときの計数信号１５を加算し、
加算回数をカウントする。そして、所定のビット数Ｎｂ
のデータ受信が終了した時点での、ビット内信号幅加算
値Ｓｂと、加算回数ＳＮから、次式で表せる符号幅差Ｄ
ｃを符号判定手段１８に出力する。
ト数Ｎｂのデータ受信期間中に、符号変化検出信号９１
５がハイレベルとなったときの計数信号１５を加算し、
加算回数をカウントする。そして、所定のビット数Ｎｂ
のデータ受信が終了した時点での、ビット内信号幅加算
値Ｓｂと、加算回数ＳＮから、次式で表せる符号幅差Ｄ
ｃを符号判定手段１８に出力する。
【００６３】Ｄｃ＝Ｓｂ−ＳN・Ｍ／２ 符号判定手段１８は、得られた符号幅差Ｄｃを用いて、
式４で示すようなオフセット値を加えた符号判定レベル
で符号判定を行う。
式４で示すようなオフセット値を加えた符号判定レベル
で符号判定を行う。
【００６４】実施例５では、送信データ信号の既知周期
で送信される"0"、"1"の繰り返し信号を用いて、周波数
誤差を検出するが、本実施例では、任意の送信データに
対し、周波数誤差検出を行うことができ、データ長を増
やすことにより、周波数誤差検出の精度を向上すること
ができる。
で送信される"0"、"1"の繰り返し信号を用いて、周波数
誤差を検出するが、本実施例では、任意の送信データに
対し、周波数誤差検出を行うことができ、データ長を増
やすことにより、周波数誤差検出の精度を向上すること
ができる。
【００６５】例えば、検出期間を１ブロックデータ長と
することにより、周波数誤差検出精度を向上させ、か
つ、タイムダイバーシチで送信される同一ブロックの各
ブロック毎に、オフセット値を更新することになり、周
波数誤差による誤り率劣化の影響を再送の回数毎に、徐
々に減少くすることができ、その結果、タイムダイバー
シチの効果を更に高めることができる。
することにより、周波数誤差検出精度を向上させ、か
つ、タイムダイバーシチで送信される同一ブロックの各
ブロック毎に、オフセット値を更新することになり、周
波数誤差による誤り率劣化の影響を再送の回数毎に、徐
々に減少くすることができ、その結果、タイムダイバー
シチの効果を更に高めることができる。
【００６６】なお、本実施例では、周波数誤差検出手段
９１３において、符号変化時にビット内信号幅の加算演
算を行っているが、周波数誤差により変調指数が高くな
る符号のビット内信号幅分布は、変調指数が低くなるビ
ット内信号幅の分布に比べ、０またはＭの近辺に集中す
ることになる。そのため、符号幅差Ｄｃを次式で示すよ
うにしても、同様な効果が得られる。（β：定数、β＞
０） Ｄｃ＝（Ｌi≧Ｍ−βである回数）−（Ｌi≦βである回
数） この場合、加算回路をカウンタ回路に置き換えることが
できるため、回路構成の簡略化がより図れる。
９１３において、符号変化時にビット内信号幅の加算演
算を行っているが、周波数誤差により変調指数が高くな
る符号のビット内信号幅分布は、変調指数が低くなるビ
ット内信号幅の分布に比べ、０またはＭの近辺に集中す
ることになる。そのため、符号幅差Ｄｃを次式で示すよ
うにしても、同様な効果が得られる。（β：定数、β＞
０） Ｄｃ＝（Ｌi≧Ｍ−βである回数）−（Ｌi≦βである回
数） この場合、加算回路をカウンタ回路に置き換えることが
できるため、回路構成の簡略化がより図れる。
【００６７】また、本実施例では、所定データビット長
に対して、符号変化検出を行っているが、符号変化検出
数が所定回数検出されるまで、検出を続けるようにして
も良い。また、１つ前の計数信号１５を記憶するために
計数結果記憶手段９１６を設ける代わりに、符号変化検
出手段９１４での計数信号１５の符号変化判定処理後の
データを記憶する手段を設けても同様な効果が得られ
る。また、符号判定手段１８におけるオフセット値の変
化を、符号幅差に対し、段階的にしても、変動幅に上限
値を設けても良い。
に対して、符号変化検出を行っているが、符号変化検出
数が所定回数検出されるまで、検出を続けるようにして
も良い。また、１つ前の計数信号１５を記憶するために
計数結果記憶手段９１６を設ける代わりに、符号変化検
出手段９１４での計数信号１５の符号変化判定処理後の
データを記憶する手段を設けても同様な効果が得られ
る。また、符号判定手段１８におけるオフセット値の変
化を、符号幅差に対し、段階的にしても、変動幅に上限
値を設けても良い。
【００６８】なお、本実施例では、周波数誤差検出手段
の出力信号により、符号判定の際のオフセット値を変化
させているが、復調手段１２における局部発振器９０３
の発振周波数を制御する発振周波数制御手段を設けて、
周波数誤差検出手段９１２の出力の符号幅信号を用い、
周波数誤差が減少するよう局部発振器９０３の発振周波
数を制御させても良い。
の出力信号により、符号判定の際のオフセット値を変化
させているが、復調手段１２における局部発振器９０３
の発振周波数を制御する発振周波数制御手段を設けて、
周波数誤差検出手段９１２の出力の符号幅信号を用い、
周波数誤差が減少するよう局部発振器９０３の発振周波
数を制御させても良い。
【００６９】
【発明の効果】以上のように、本発明は、送信データの
ビットレート以上のサンプリング信号により、復調信号
が基準レベルを越える１ビット当たりの回数を求めるこ
とによりＡ／Ｄ変換器による量子化レベルを概算するこ
とができ、Ａ／Ｄ変換器を用いずに、タイムダイバーシ
チ受信装置を構成でき、かつ、Ａ／Ｄ変換器を用いたタ
イムダイバーシチ受信装置と同等なフェージング対応特
性を得ることができる。また、ビット内信号幅計数手段
は、ビット毎の２値の量子化を計数するだけでよいた
め、Ａ／Ｄ変換器を用いる場合に比べ、システム構成の
小型化と低消費電力化を図ることが可能となる。
ビットレート以上のサンプリング信号により、復調信号
が基準レベルを越える１ビット当たりの回数を求めるこ
とによりＡ／Ｄ変換器による量子化レベルを概算するこ
とができ、Ａ／Ｄ変換器を用いずに、タイムダイバーシ
チ受信装置を構成でき、かつ、Ａ／Ｄ変換器を用いたタ
イムダイバーシチ受信装置と同等なフェージング対応特
性を得ることができる。また、ビット内信号幅計数手段
は、ビット毎の２値の量子化を計数するだけでよいた
め、Ａ／Ｄ変換器を用いる場合に比べ、システム構成の
小型化と低消費電力化を図ることが可能となる。
【００７０】また、復調手段が、２値ＦＳＫ受信のため
の直接変換方式である場合、送信ブロックデータの２値
データの繰り返し信号、あるいは符号変化点でのビット
内信号幅を利用することによって、搬送波周波数と局部
発振器との周波数誤差に比例する量を検出できる。
の直接変換方式である場合、送信ブロックデータの２値
データの繰り返し信号、あるいは符号変化点でのビット
内信号幅を利用することによって、搬送波周波数と局部
発振器との周波数誤差に比例する量を検出できる。
【００７１】これにより、符号判定手段では、周波数誤
差量から、符号のビット内信号幅分布の交点に符号判定
レベルを設定するようオフセットを設けることにより、
低変調指数となった符号の誤り率の劣化を減少させるこ
とができる。また、これらの動作は復調信号に対するデ
ィジタル信号処理によって比較的容易に実現できるた
め、集積化に適しており、回路規模の小型化が可能であ
る。
差量から、符号のビット内信号幅分布の交点に符号判定
レベルを設定するようオフセットを設けることにより、
低変調指数となった符号の誤り率の劣化を減少させるこ
とができる。また、これらの動作は復調信号に対するデ
ィジタル信号処理によって比較的容易に実現できるた
め、集積化に適しており、回路規模の小型化が可能であ
る。
【図１】本発明の第１の実施例におけるタイムダイバー
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
【図２】同第１の実施例における量子化レベルとビット
内信号幅の関係を示す波形図
内信号幅の関係を示す波形図
【図３】同第１の実施例におけるタイムダイバーシチ受
信装置の別な構成を示すブロック結線図
信装置の別な構成を示すブロック結線図
【図４】本発明の第２の実施例におけるタイムダイバー
シチ受信装置のビット内信号幅計数手段の構成を示すブ
ロック結線図
シチ受信装置のビット内信号幅計数手段の構成を示すブ
ロック結線図
【図５】本発明の第３の実施例におけるタイムダイバー
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
【図６】同第３の実施例におけるビット同期信号と計数
マスク信号関係を示す波形図
マスク信号関係を示す波形図
【図７】同第３の実施例におけるビット内信号幅計数手
段の構成を示すブロック結線図
段の構成を示すブロック結線図
【図８】本発明の第４の実施例におけるタイムダイバー
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
【図９】本発明の第５の実施例におけるタイムダイバー
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
シチ受信装置の構成を示すブロック結線図
【図１０】同第５の実施例における送信データと復調信
号の関係を示す波形図と符号によるビット内信号幅の分
布図
号の関係を示す波形図と符号によるビット内信号幅の分
布図
【図１１】本発明の第６の実施例におけるタイムダイバ
ーシチ受信装置の構成を示すブロック結線図
ーシチ受信装置の構成を示すブロック結線図
【図１２】同第６の実施例における送信データと計数信
号、符号変化検出信号の関係を示す波形図
号、符号変化検出信号の関係を示す波形図
【図１３】従来のタイムダイバーシチ受信装置の構成を
示すブロック結線図
示すブロック結線図
１１ 入力データ信号 １２ 復調手段 １３ 復調信号 １４ ビット内信号幅計数手段 １５ 計数信号 １６ ダイバーシチ処理手段 １７ 記憶手段 １８ 符号判定手段 １９ データ出力信号 ３１ 重み付け手段 ４１ サンプルホールド回路 ４２ 電圧比較器 ４３ 基準電圧 ４４ 第１のアンド回路 ４５ サンプリングクロック信号 ４６ カウンタ回路 ４７ ラッチ回路 ４８ ビット同期信号 ４９ データラッチ信号 ５１ 計数マスク信号 ７１ 第２のアンド回路 ８１ 利得可変増幅手段、 ８２ 第１のビット内信号幅計数手段 ８３ 第２のビット内信号幅計数手段 ８４ 第１の計数信号 ８５ 第２の計数信号 ８６ 利得制御手段 １３１ 入力データ信号 １３２ 復調手段 １３３ Ａ／Ｄ変換器 １３４ ダイバーシチ処理手段 １３５ 記憶手段 １３６ 符号判定手段 １３７ データ出力信号 ９０１ 第１のミキサ ９０２ 第２のミキサ ９０３ 局部発振器 ９０４ ９０度移相器 ９０５ 第１のローパスフィルタ ９０６ 第２のローパスフィルタ ９０７ Ｉ信号 ９０８ Ｑ信号 ９０９ 第１の制限増幅器 ９１０ 第２の制限増幅器 ９１１ 復調回路 ９１２ 周波数誤差検出手段 ９１３ 周波数誤差検出手段 ９１４ 符号変化検出手段 ９１５ 符号変化検出信号 ９１６ 計数結果記憶手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 津村 敏行 神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−28146（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−334572（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 7/02 - 7/12 H04L 1/00 - 1/24
Claims (13)
- 【請求項１】 入力データ信号を復調する復調手段と、
前記復調手段の出力信号が所定の基準レベルを上回る回
数を、前記入力データ信号のビットレート以上のタイミ
ングで計数してビット毎に計数結果を出力し、ビットの
両端部の所定時間幅に対応する前記復調手段の出力信号
に対し、ビット内信号幅の計数を停止する第１のビット
内信号幅計数手段と、タイムダイバーシチにより再送さ
れたブロックデータの受信データと、前回までに受信さ
れたブロックデータとの間で、送出時に同一データとし
て対応するビット毎に、前記第１のビット内信号幅計数
手段の計数結果を加算するダイバーシチ処理手段と、前
記ダイバーシチ処理手段の加算結果をブロックデータの
ビット毎に記憶する記憶手段と、前記ダイバーシチ処理
手段の加算結果を２値データに符号判定する符号判定手
段とを有することを特徴とするタイムダイバーシチ受信
装置。 - 【請求項２】 入力データ信号を復調する復調手段と、
前記復調手段の出力信号が所定の基準レベルを上回る回
数を、前記入力データ信号のビットレート以上のタイミ
ングで計数し、ビット毎に計数結果を出力する第１のビ
ット内信号幅計数手段と、前記第１のビット内信号幅計
数手段の計数結果に対し重み付けを行う重み付け手段
と、タイムダイバーシチにより再送されたブロックデー
タの受信データと、前回までに受信されたブロックデー
タとの間で、送出時に同一データとして対応するビット
毎に、前記重み付け手段によって重みづけられた計数結
果を加算するダイバーシチ処理手段と、前記ダイバーシ
チ処理手段の加算結果をブロックデータのビット毎に記
憶する記憶手段と、前記ダイバーシチ処理手段の加算結
果を２値データに符号判定する符号判定手段とを有する
ことを特徴とするタイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項３】 入力データ信号を復調する復調手段と、
前記復調手段の出力信号が所定の基準レベルを上回る回
数を、前記入力データ信号のビットレート以上のタイミ
ングで計数してビット毎に計数結果を出力し、ビットの
両端部の所定時間幅に対応する前記復調手段の出力信号
に対し、ビット内信号幅の計数を停止する第１のビット
内信号幅計数手段と、前記第１のビット内信号幅計数手
段の計数結果に対し重み付けを行う重み付け手段と、タ
イムダイバーシチにより再送され たブロックデータの受
信データと、前回までに受信されたブロックデータとの
間で、送出時に同一データとして対応するビット毎に、
前記重み付け手段によって重みづけられた計数結果を加
算するダイバーシチ処理手段と、前記ダイバーシチ処理
手段の加算結果をブロックデータのビット毎に記憶する
記憶手段と、前記ダイバーシチ処理手段の加算結果を２
値データに符号判定する符号判定手段とを有することを
特徴とするタイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項４】 第１のビット内信号幅計数手段は、入力
データ信号のビットレート以上のサンプリングクロック
信号によって、復調手段の出力信号をサンプル・ホール
ドする第１のサンプル・ホールド手段と、前記第１のサ
ンプル・ホールド手段の出力電圧と第１の基準電圧とを
比較する第１の電圧比較器と、前記サンプリングクロッ
ク信号により、前記第１の電圧比較器の出力信号をゲー
トする第１のアンド回路と、前記第１のアンド回路の出
力パルス信号を計数し、ビット同期信号によって計数値
をクリアする第１のカウンタ回路と、データラッチ信号
により前記第１のカウンタ回路の出力をラッチする第１
のラッチ回路を有することを特徴とする請求項２記載の
タイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項５】 第１のビット内信号幅計数手段は、ビッ
トの両端部に対応して所定時間幅のパルス信号を出力す
る計数マスク信号により、サンプリングクロック信号を
ゲートする第２のアンド回路と、前記第２のアンド回路
の出力信号により復調手段の出力信号をサンプル・ホー
ルドする第２のサンプル・ホールド手段と、前記第２の
サンプル・ホールド手段の出力電圧と第２の基準電圧と
を比較する第２の電圧比較器と、前記第２のアンド回路
の出力信号により、前記第２の電圧比較器の出力信号を
ゲートする第３のアンド回路と、前記第３のアンド回路
の出力パルス信号を計数し、ビット同期信号によって計
数値をクリアする第２のカウンタ回路と、データラッチ
信号により前記第２のカウンタ回路の出力をラッチする
第２のラッチ回路を有することを特徴とする請求項１又
は３記載のタイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項６】 入力データ信号を可変な利得で増幅する
利得可変増幅手段と、前記利得可変増幅手段で増幅され
た信号を復調し、第１のビット内信号幅計数手段の基準
レベルと所定レベル異なる基準レベルをもつ第２のビッ
ト内信号幅計数手段と、前記復調手段の出力信号に対す
る前記第１、第２のビット内信号幅計数手段の計数結果
から、前記利得可変増幅手段の利得を可変させる利得制
御手段とを付加したことを特徴とする請求項１、２又は
３記載のタイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項７】 復調手段は、局部発振信号を出力する局
部発振器と、入力データ信号と局部発振信号とを混合し
てお互いに直交位相関係にある第１の低周波出力信号と
第２の低周波出力信号とを生じさせる第１、第２のミキ
サと、前記第１、第２の低周波出力信号をそれぞれ２値
化する第１、第２の制限増幅器と、前記第１、第２の制
限増幅器の出力信号とを用いてデータ復調を行う復調回
路を有することを特徴とする請求項１、２又は３記載の
タイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項８】 送信データブロック信号における既知周
期で送信される２値データの繰り返し信号を、所定の偶
数ビット個受信したときの復調信号に対し、各ビットに
対応する第１のビット内信号幅計数手段による計数結果
を加算し、所定の基準値との差を出力する周波数誤差検
出手段を付加し、前記周波数誤差の出力信号によりデー
タの符号判定レベルを符号判定手段で変化させることを
特徴とする請求項７記載のタイムダイバーシチ受信装
置。 - 【請求項９】 １ビットの第１のビット内信号幅計数手
段の計数結果を一時的に記憶する計数結果記憶手段と、
前記計数結果記憶手段で記憶された計数結果に続く前記
第１のビット内信号幅計数手段の計数結果と、前記計数
結果記憶手段で記憶された計数結果とを比較しデータの
符号変化を検出する符号変化検出手段と、前記符号変化
検出手段により符号変化を検出したときのみ、前記第１
のビット内信号幅計数手段の計数結果を加算し、所定ビ
ット長データ受信後毎に、所定基準値との差を出力する
周波数誤差検出手段とを付加し、前記周波数誤差検出手
段の出力信号によりデータの符号判定レベルを符号判定
手段で変化させることを特徴とする請求項７記載のタイ
ムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項１０】 １ビットの第１のビット内信号幅計数
手段の計数結果を一時的に記憶する計数結果記憶手段
と、前記計数結果記憶手段で記憶された計数結果に続く
前記第１のビット内信号幅計数手段の計数結果と、前記
計数結果記憶手段で記憶された計数結果とを比較しデー
タの符号変化を検出する符号変化検出手段と、前記符号
変化検出手段により符号変化を検出したときのみ、前記
第１のビット内信号幅計数手段の計数結果が、所定範囲
である場合の回数を計数し、所定ビット長のデータ受信
後毎に、所定基準値との差を出力する周波数誤差検出手
段とを付加し、前記周波数誤差検出手段の出力信号によ
りデータの符号判定レベルを符号判定手段で変化させる
ことを特徴とする請求項７記載のタイムダイバーシチ受
信装置。 - 【請求項１１】 送信データブロック信号における既知
周期で送信される２値データの繰り返し信号を、所定の
偶数ビット個受信したときの復調信号に対し、各ビット
に対応する第１のビット内信号幅計数手段による計数結
果を加算し、所定の基準値との差を出力する周波数誤差
検出手段と、前記周波数誤差検出手段の出力信号により
局部発振器の発振周波数を変化させる発振周波数制御手
段とを付加したことを特徴とする請求項７記載のタイム
ダイバーシチ受信装置。 - 【請求項１２】 １ビットの第１のビット内信号幅計数
手段の計数結果を一時的に記憶する計数結果記憶手段
と、前記計数結果記憶手段で記憶された計数結果に続く
前記第１のビット内信号幅計数手段の計数結果と、前記
計数結果記憶手段で記憶された計数結果とを比較しデー
タの符号変化を検出する符号変化検出手段と、前記符号
変化検出手段により符号変化を検出したときのみ、前記
第１のビット内信号幅計数手段の計数結果を加算し、所
定ビット長データ受信後毎に、所定基準値との差を出力
する周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段の
出力信号により局部発振器の発振周波数を変化させる発
振周波数制御手段とを付加したことを特徴とする請求項
７記載のタイムダイバーシチ受信装置。 - 【請求項１３】 １ビットの第１のビット内信号幅計数
手段の計数結果を一時的に記憶する計数結果記憶手段
と、前記計数結果記憶手段で記憶された計数結果に続く
前記第１のビット内信号幅計数手段の計数結果と、前記
計数結果記憶手段で記憶された計数結果とを比較しデー
タの符号変化を検出する符号変化検出手段と、前記符号
変化検出手段により符号変化を検出したときのみ、前記
第１のビット内信号幅計数手段の計数結果が、所定範囲
である場合の回数を計数し、所定ビット長のデータ受信
後毎に、所定基準値との差を出力する周波数誤差検出手
段と、前記周波数誤差検出手段の出力信号により局部発
振器の発振周波数を変化させる発信周波数制御手段とを
付加したことを特徴とする請求項７記載のタイムダイバ
ーシチ受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27644394A JP3232919B2 (ja) | 1994-11-10 | 1994-11-10 | タイムダイバーシチ受信装置 |
| US08/548,373 US5781588A (en) | 1994-11-10 | 1995-11-01 | FSK signal receiver |
| CN95119678A CN1125552C (zh) | 1994-11-10 | 1995-11-10 | 频移键控信号接收机 |
| US08/988,209 US5987075A (en) | 1994-11-10 | 1997-12-10 | FSK signal receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27644394A JP3232919B2 (ja) | 1994-11-10 | 1994-11-10 | タイムダイバーシチ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08139707A JPH08139707A (ja) | 1996-05-31 |
| JP3232919B2 true JP3232919B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=17569503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27644394A Expired - Fee Related JP3232919B2 (ja) | 1994-11-10 | 1994-11-10 | タイムダイバーシチ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3232919B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2023181257A1 (ja) * | 2022-03-24 | 2023-09-28 | Ｋｓｋｂ株式会社 | 通信装置、通信方法、通信プログラム及び通信システム |
-
1994
- 1994-11-10 JP JP27644394A patent/JP3232919B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08139707A (ja) | 1996-05-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |