JP2584171B2

JP2584171B2 - Ｆｓｋデータ復調器

Info

Publication number: JP2584171B2
Application number: JP4168834A
Authority: JP
Inventors: 政博三村; 和晃高橋; 誠長谷川; 克司横崎; 保美今川
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-06-26
Filing date: 1992-06-26
Publication date: 1997-02-19
Anticipated expiration: 2012-02-19
Also published as: JPH0654004A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用されるＦＳＫ（周波数偏移変調：フ
リケンシー・シフト・キーイング）データ復調器に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線通信において、ＦＳＫ信号を
用いた直接変換受信器が、集積回路化に適した構成とし
て注目されている。

【０００３】例えば、特開昭５５ー１４７０１号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図９を参照
して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明す
る。

【０００４】図９において、入力６０に加えられたＦＳ
Ｋ受信信号は、ミキサ６１に供給されると同時に、ミキ
サ６２に供給される。局部発振器６３の信号はミキサ６
１と、９０度移相器６４を介してミキサ６２に供給さ
れ、それぞれ入力６０の信号と混合することにより入力
信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号のみを通
過する低域通過フィルタ６５、６６を通し、Ｉ信号６７
とＱ信号６８を得る。Ｉ信号６７、Ｑ信号６８はそれぞ
れ、振幅制限増幅器６９、７０を通し、デジタル信号７
１、７２を得る。そして、Ｄフリップフロップ７３のＤ
入力端子とクロック入力端子に、デジタル信号７１、７
２を入力し、Ｄフリップフロップ７３の出力信号７４を
用いてデータの復号を行なう。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の実施例の構成に
よる実際の受信機では、Ｉ信号Ｑ信号のベースバンド信
号を、直接に振幅制限増幅器へ入力することによりデジ
タル信号を得ているため、ベースバンド信号が振幅制限
増幅器の判定点付近の電圧であった場合、微小な雑音が
加わることでもＩＱ信号が判定点を上下し、誤ったデジ
タル信号が発生することにより、復調が困難になるとい
う課題を有していた。

【０００６】本発明は上記課題を解決するもので、第１
に、ＩＱ信号を零クロス点において交互に切り換えるこ
とにより、雑音が影響しやすい零クロス点付近の信号を
使わずに復調し、雑音余裕を大きくするものである。

【０００７】第２に、本発明による復調方式によって得
られる信号から、二値化したＩＱ信号と等価な信号を、
簡単な回路構成で合成することができるため、従来のデ
ジタル直交復調器の前段に用いることにより、復調器の
雑音特性が改善できるものである。また、デジタル回路
により構成可能であるため、集積回路化に向いた回路構
成の直接変換受信機に適応した、雑音特性に優れた復調
器の実現を目的とするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の技術的解決手段は、第１に、直交復調系に
より供給されるＩＱベースバンド信号の内のどちらかを
選択制御信号により選択し出力する信号選択回路を有
し、信号選択回路から供給されるベースバンド信号の零
クロス点により、選択制御信号を生成する零クロス判定
回路を有し、信号選択回路から供給される、選択された
ベースバンド信号と、選択制御信号を用い、復調する構
成を有している。

【０００９】

【００１０】

【作用】本発明は上記構成により、ＩＱベースバンド信
号の零クロス点において、交互にＩＱベースバンド信号
を切り替え、得られたベースバンド信号をもって復調す
るものである。この切り替えによって、ベースバンド信
号の零クロス点付近における信号の振幅が大きくなるた
め、雑音許容値が大きくなる。

【００１１】このように、切り替え前後における符号変
化の有無を判定することにより、ＩＱ信号相互の位相の
進みと遅れを判定し、切り替え信号との混合演算によ
り、ＦＳＫ信号の復調をおこなうことで、雑音特性の良
好な復調器が小形に実現できる。

【００１２】

【００１３】

【実施例】（実施例１）以下、図１、図３、図４、図
５、図６、図７、図８を参照しながら、本発明の第１の
実施例について説明する。

【００１４】図１は本発明のデータ復調器を適用したＦ
ＳＫ受信機の主要部である。図１において、１はアンテ
ナにより受信し増幅したＦＳＫ変調信号、２は局部発振
源、３は局部発振源２の信号を移相する９０度移相器、
４、５はＦＳＫ変調信号１を局部発振源２の信号と９０
度移相器３の出力信号を混合する第１、第２の混合器、
６、７は混合器４、５の出力信号からＩ信号８、Ｑ信号
９を得る第１、第２の低域通過フィルタである。１０は
制御信号１１によりＩ、Ｑ信号８、９を選択し、出力信
号１２を得る信号選択回路、１３は信号１２の零クロス
点を検出し、制御信号１１を得る零クロス検出回路、１
４は制御信号１１の変化前後における、信号１２の符号
変化の判定信号１５を得る符号変化判定回路、１６は制
御信号１１と符号変化判定信号１５を混合演算する混合
器である。

【００１５】以上のような構成において、第１の混合器
４にはＦＳＫ変調信号１と、局部発振源２の出力信号を
供給し、第１の混合器４の出力を第１の低域通過フィル
タ６を通し、第１のベースバンド信号として、Ｉ信号８
を得、第２の混合器５にはＦＳＫ変調信号２と、局部発
振源２の出力信号を第１の９０度移相器３により移相し
た信号を供給し、第２の混合器５の出力を第２の低域通
過フィルタ７を通し、第２のベースバンド信号として、
Ｑ信号９を得る。

【００１６】次に、信号選択回路１０にＩ信号８とＱ信
号９を供給し、制御信号１１により、供給されたＩ、Ｑ
信号８、９を選択し、出力として信号１２を得、零クロ
ス検出回路１３に信号選択回路の出力信号１２を供給す
る。零クロス検出回路１３では、その供給された信号の
零クロスを検出する毎に符号の反転する制御信号１１を
出力する。そして、符号変化判定回路１４に選択された
ＩＱ信号１２と、制御信号１１を供給し、制御信号１１
の変化前後における、信号１２の符号変化の判定信号１
５を出力する。次に、混合器１６に、制御信号１１と、
符号変化判定信号１５が供給され、復調信号１７を得
る。

【００１７】以上の回路構成による信号処理の詳細を図
３（ａ）〜（ｆ）を参照して説明する。

【００１８】図３（ａ）はＩ信号８とＱ信号９、図３
（ｂ）は選択されたＩＱ信号１２、図３（ｃ）は制御信
号１１、図３（ｄ）は符号変化判定信号１５、図３
（ｅ）は図１における復調出力１７の、それぞれマー
ク、スペース送信時における波形である。

【００１９】図３（ａ）に示すように、ＦＳＫ直接変換
によって得られたＱ信号９は、送信データがマークの場
合はＩ信号８より９０度位相の進んだ信号となり、スペ
ースの場合はＩ信号８より９０度位相の遅れた信号とな
る。また、図３（ａ）において白丸で示したＩ信号８、
Ｑ信号９の零クロスは、交互に発生することがわかる。

【００２０】ここで、送信信号がマークの場合、Ｑ信号
９がＩ信号８より９０度位相の進んだ信号となるので、
Ｉ信号８に零クロス点が発生し、Ｑ信号９に切り替わる
場合、切り替え前に比べ９０度位相の進んだ波形が得ら
れる。これは、零クロス点以後９０度位相の進んだ波形
であるため、零クロス前の符号とは逆の符号の信号が得
られる。従って、切り替え前後において、選択されたＩ
Ｑ信号１２の符号が変化する。

【００２１】一方、送信信号がスペースの場合、Ｉ信号
８がＱ信号９より９０度位相の遅れた信号となるので、
Ｉ信号８に零クロス点が発生し、Ｑ信号９に切り替わる
場合、切り替え前に比べ９０度位相の遅れた波形がえら
れる。つまり、零クロス点以前９０度位相をさかのぼっ
た波形を再度なぞることになる。従って、図３（ｂ）に
示した、切り替え前後における、選択されたＩＱ信号１
２の符号変化は無い。

【００２２】このように、Ｉ信号８の零クロス点でＩ信
号８からＱ信号９へ切り替えを行ない、選択されたＩＱ
信号１２の符号変化の有無を判定することにより、Ｉ信
号８に対するＱ信号９の位相の進みと遅れが判定でき
る。また、Ｉ信号８とＱ信号９は対称であるため、Ｑ信
号９の零クロス点で、Ｑ信号９からＩ信号８に切り換え
たときにおいても、後述するような同様の方法により判
定が可能である。

【００２３】ここで、Ｉ信号８とＱ信号９の零クロス点
は交互に発生することから、選択されたＩＱ信号１２の
零クロス点によりＩＱ信号の切り替えを行なえば良いこ
とがわかる。

【００２４】即ち、（１）選択されたＩＱ信号１２の零
クロス点において、Ｉ信号８からＱ信号９に切り替わる
場合、選択されたＩＱ信号１２の符号が変化した場合
は、Ｉ信号８に比べＱ信号９が進んでいるのだからマー
ク、選択されたＩＱ信号１２の符号が変化しない場合
は、Ｉ信号８に比べＱ信号９が遅れているのだからスペ
ースが送信されていることが判定できる。

【００２５】（２）選択されたＩＱ信号１２の零クロス
点において、Ｑ信号９からＩ信号８に切り替わる場合、
選択されたＩＱ信号１２の符号が変化が変化した場合
は、Ｑ信号９に比べＩ信号８が進んでいるのだからスペ
ース、符号が変化しない場合は、進んでいるのだからマ
ークが送信されていることが判定できる。

【００２６】ＩＱ信号間の切り替えは、信号選択回路１
０の制御信号１１（図３（ｃ））により制御されている
ため、制御信号１１により、現在選択されている信号が
判定する。従って、符号変化判定回路１４により、選択
されたＩＱ信号１２の零クロス点、即ち制御信号１１の
変化点前後における信号１２の符号変化の有無を判定
（図３（ｄ））し、制御信号１１による現在選択されて
いる信号と照合することにより、前記の復調（図３
（ｅ））をおこなう。

【００２７】以下、図４〜図８を用いて、図１における
信号選択回路１０、零クロス検出回路１３、符号変化判
定回路１４、混合器１６のより詳細な回路構成を示す。

【００２８】図４は信号選択回路１０の詳細構成を示す
ものである。図４に示すように、信号選択回路１０は、
第１、第２の入力端８ａ、９ａを有し、各々の入力端８
ａ、９ａに供給される信号を、制御信号１１により選択
し、信号１２として、出力端１２ａに出力するものであ
る。

【００２９】とりわけ、信号選択回路１０を図４（ａ）
のように構成した場合、第１、第２の入力端８ａ、９ａ
に供給されたＩＱ信号８、９は、制御信号１１により入
力信号を制御するアナログスイッチ２０により選択さ
れ、図３（ｂ）の実線で示す信号が得られる。この信号
を、振幅制限増幅器２１により二値のデジタル信号に変
換したすると、図３（ｂ）の破線で示された信号が得ら
れる。ここで、振幅制限増幅器２１による信号のデジタ
ル化は、本実施例において、後段の信号処理をデジタル
回路素子で行なうことを想定しているため行なうもの
で、そうでない場合は必要ではない。

【００３０】一方、信号選択回路１０を図４（ｂ）のよ
うに構成した場合、第１、第２の入力端８ａ、９ａに供
給されたＩＱ信号８、９は、振幅制限増幅器２３、２４
により二値のデジタル信号に変換され、スリーステート
回路２５、２６に供給される。ここで、スリーステート
回路２５、２６は制御信号１１により選択され、図３
（ｂ）に示した信号１２を得る。

【００３１】ここで、図４（ａ）（ｂ）両実施例とも、
制御信号１１が”１”の場合にＩ信号８、”０”の場合
にＱ信号９が選択されるものである。

【００３２】次に、図５を用いて零クロス検出回路１３
の詳細構成を説明する。零クロス検出回路１３は、入力
デジタル信号１２の符号変化を検出するエッジ検出回路
２７と、Ｄフリップフロップ２８を有し、エッジ検出回
路２７による入力信号符号変化の検出信号を、Ｄフリッ
プフロップ２８のクロック入力とし、１クロック毎に出
力の状態を変化するように、Ｄフリップフロップのデー
タ入力に、反転出力を加える構成とする。

【００３３】さて、エッジ検出回路２７にＩ、Ｑ信号の
入力デジタル信号１２が入力される際には、当該Ｉ、Ｑ
信号の信号選択回路１０での切り替わりにおいて図４の
振幅制限増幅器２１又は２３と２４により、必ず零クロ
ス点が生じる図３（ｂ）の破線に示すような信号が入力
される。そのため、図３（ｂ）の破線に示した入力信号
１２の零クロス点を、エッジ検出回路２７により検出
し、図３（ｄ）に示すパルス状の検出出力を得る。

【００３４】エッジ検出回路２７は、入力信号のエッジ
検出の毎に出力信号の符号を変化させるものである。

【００３５】図６（ａ）は図５におけるエッジ検出回路
２７の第１の構成例である。２９は２つの入力端を有す
る排他的論理和演算器で、片方の入力端に電圧比較用の
容量素子３０を設け、他方の入力端をエッジ検出回路の
入力端とし、両端子間に電流検出用抵抗３１を設け、出
力をエッジ検出回路２７の出力端とするものである。

【００３６】いま、エッジ検出回路２７に入力されてい
る信号が”１”で、排他的論理和演算器２９の両入力端
間の電圧が等しいものとする。ここで、入力信号が”
０”に変化した場合を考える。排他的論理和演算器２９
のエッジ検出回路２７の入力端に接続されている端子の
電圧は瞬時に”０”となるが、他方の端子の電圧は、抵
抗素子３１と、容量素子３０の時定数に関係する時間Ｔ
の間は”１”のままであるため、エッジ検出回路２７の
出力信号２７ａとして、時間幅Ｔのパルス状信号が得ら
れる。同様にして、入力信号が”１”から”０”に変化
した場合も、時間幅Ｔのパルス状信号が得られる。従っ
て、この時間Ｔをベースバンド信号の周期に対し、充分
小さい値にとれば、エッジ検出回路の出力信号３２はベ
ースバンド信号の零クロス点の判定信号となる。

【００３７】図６（ｂ）は図５におけるエッジ検出回路
２７の第２の構成例である。このような構成では、エッ
ジ検出回路２７の入力信号を、偶数個のＮＯＴ回路３２
により時間Ｔだけ遅延した信号と排他的論理和演算を行
なう事により、入力信号の変化点から遅延時間Ｔの幅の
パルスを得るものである。この構成は、ＩＣによる構成
が困難な容量素子を含まないため、回路規模の小形化が
可能である。

【００３８】零クロス点において、信号選択回路１０の
制御信号１１を反転させる回路として、前記構成のＤフ
リップフロップを用いる。即ち、前記出力信号２７ａを
クロック信号とすることによって、反転信号を読み込
み、出力を反転させる。この構成により零クロス点毎
に、出力信号を反転させる回路が構成でき、図３（ｂ）
に示した選択されたＩＱ信号１２を入力として、図３
（ｃ）に示した制御信号１１を得る。

【００３９】符号変化判定回路１４は図３（ｃ）に示し
た零クロス検出回路１３による制御信号１１の変化点に
より、ベースバンド信号の零クロス点を検出し、図３
（ｂ）に示した零クロス点前後での信号１２の符号変化
の有無を判定し、図３（ｄ）に示すように変化がある場
合は”１”を、変化がない場合は”０”の判定信号を出
力するものである。

【００４０】図７は符号変化判定回路１４の詳細構成を
示すものである。制御信号１１をエッジ検出器３３の入
力とし、エッジ検出器３３の出力により、動作するＤフ
リップフロップ３４、３５を有し、ＩＱ信号をＤフリッ
プフロップ３４の入力とし、Ｄフリップフロップ３４の
出力をＤフリップフロップ３５の入力とし、Ｄフリップ
フロップ３４、３５の出力を排他的論理和演算回路３６
により比較し、両Ｄフリップフロップ３４、３５の符号
に差異があった場合、”１”出力を得、その他の場合
は、”０”出力を得る。

【００４１】図８は混合器１６の詳細構成を示すもので
ある。図８（ａ）は混合器３７と、振幅制限増幅器３８
によって構成した場合の混合器である。

【００４２】図８（ｂ）は排他的論理和演算回路３９に
よって構成した場合の混合器である。

【００４３】以上、本実施例による復調器では、ＩＱ信
号の零クロス点における切り替えにより、復調されるベ
ースバンド信号１２の振幅が大きくなるので、これまで
単にＩＱベースバンド信号を振幅制限増幅器等で二値化
して復調する方式よりも、大きい雑音余裕が得られる。

【００４４】（実施例２）以下、図２を参照しながら、
本発明の第２の実施例について説明する。

【００４５】図２は本発明のＦＳＫデータ復調器の主要
部である。また、図３（ｆ）は図２の復調器における復
調過程で得られる信号波形である。

【００４６】図２において、１は受信したＦＳＫ変調信
号、２は局部発振発源、３は局部発振発源２の信号を移
相する９０度移相器、４、５はＦＳＫ変調信号１を局部
発振発源２の信号と９０度移相器３の出力信号を混合す
る第１、第２の混合器、６、７は混合器４、５の出力信
号からＩ信号８、Ｑ信号９を得る第１、第２の低域通過
フィルタ、１０は制御信号１１によりＩＱ信号を選択
し、出力信号１２を得る信号選択回路、１３は信号１２
の零クロス点を検出し、制御信号１１を得る零クロス検
出回路であり、以上は図１に示した構成と同様のもので
ある。

【００４７】図２において図１と異なるのは、信号選択
回路１０の出力信号１２と制御信号１１を混合演算する
混合器４０を設けるとともに、信号選択回路１０の出力
信号１２と混合器４０の出力信号４１とを直交復調する
直交復調器４２を設けたものである。

【００４８】このような本実施例の構成を従来の直交復
調器の前段、具体的には図９のＤフリップフロップ７３
の前段に設けることにより、耐雑音特性を向上させるも
のである。

【００４９】ここで、図１の第１の実施例と同様に、信
号選択回路１０として図４の構成を、零クロス検出回路
１３として図５の構成を、混合器４０として図８の構成
を用いた場合のＦＳＫデータ復調器について、その動作
を図３を用いて説明する。

【００５０】まず、Ｉ信号８とＱ信号９は、前述したよ
うに、信号１２の零クロス点を零クロス検出回路１３で
検出した信号を制御信号１１とする信号選択回路１０に
よって交互に選択され、ベースバンド信号１２として図
３（ｂ）の破線で示した波形を得る。

【００５１】これは、図３（ｃ）に示した前記制御信号
１１と混合することにより、図３（ｆ）の波形を得る。
ここで、図３（ｂ）の破線と、図３（ｆ）を比較する
と、送信データがマークの場合、図３（ｂ）の波形が図
３（ｆ）の波形に比べ、ベースバンド周波数における９
０度分だけ進んでいる。

【００５２】また、送信データがスペースの場合、図３
（ｂ）の波形が図３（ｆ）の波形に比べ、ベースバンド
周波数における９０度分だけ遅れている。

【００５３】このことから、従来のＩ信号とＱ信号を振
幅制限し、復調する方式の復調器に図３（ｂ）、図３
（ｆ）に示した信号を用いることにより、復調が可能で
ある。

【００５４】従って、信号選択回路１０の出力信号１２
と、制御信号１１を図８に示した混合器により混合し、
その出力信号４１と、信号１２を従来のデジタル復調方
式に供給することにより、復調が可能である。

【００５５】なお、以上の第１、第２のいずれの実施例
も、受信信号はＦＳＫ変調がかけられたものとしている
が、ＰＳＫ変調のように、結果的に周波数の偏移をもっ
て変調された信号を復号する場合においても、本発明の
データ復調器が有効であることは明らかである。

【００５６】また、いずれの実施例も、受信信号はＦＳ
Ｋ変調がかけられたものとしているが、ＰＳＫ変調のよ
うに、結果的に周波数の偏移をもって変調された信号を
復号する場合においても、本実施例のデータ復調器が有
効であることは明らかである。

【００５７】さらに、本実施例においては、受信方式に
直接変換受信方式を用いた受信機の復調器について説明
を行ったが、搬送波信号を中間周波数信号とすれば、ヘ
テロダイン方式の受信機に対して、本発明のデータ復調
器を適用できることは明らかである。

【００５８】

【発明の効果】以上、本発明は上記構成により、第１
に、従来の復調回路に比べ、少ない回路素子で従来と同
等の復調性能を得るものである。

【００５９】また、第２に、ベースバンド信号の振幅が
大きい所を選択的に用いて復調するため、これまでの復
調器に比べ雑音余裕が大きい。

【００６０】

【００６１】加えて、第３に、全構成を論理素子で実現
可能なため、ＩＣ化に適していることから、復調回路の
小形化、低消費電力化が可能であるため、その工業的な
効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるＦＳＫ復調器の
要部ブロック結線図

【図２】本発明の第２の実施例におけるＦＳＫ復調器の
要部ブロック結線図

【図３】同ＦＳＫ復調器の要部波形図

【図４】同ＦＳＫ復調器の要部である信号選択回路の詳
細回路図

【図５】同ＦＳＫ復調器の要部である零クロス検出回路
の詳細回路図

【図６】同ＦＳＫ復調器の要部であるエッジ検出回路の
詳細回路図

【図７】同ＦＳＫ復調器の要部である符号変化判定回路
の詳細回路図

【図８】同ＦＳＫ復調器の要部である混合器の詳細回路
図

【図９】従来のＦＳＫ復調器を用いた受信機のブロック
結線図

【符号の説明】

２局部発振源３９０度移相器４、５混合器６、７低域通過フィルタ１０信号選択回路１３零クロス検出回路１４符号変化判定回路１６、４０混合器４１直交復調器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者横崎克司神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１号松下通信工業株式会社内 (72)発明者今川保美石川県彦三町二丁目１番45号株式会社松下通信金沢研究所内 (56)参考文献特開平３−101445（ＪＰ，Ａ) 特開平３−44246（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】互いに位相が直交し、かつ周波数偏移変
調であるＦＳＫ信号の搬送波周波数からの周波数偏移の
上下により、互いの位相関係が相対的に反転する第１、
第２のベースバンド信号を入力とし、制御信号により当
該第１、第２のベースバンド信号を切り替えることによ
り第３のベースバンド信号として出力する信号選択回路
と、前記信号選択回路の出力信号である第３のベースバ
ンド信号の電圧を基準電圧と比較し、その比較した電圧
の大小関係が変化したときにのみ状態を変化させた制御
信号を生成して出力する零クロス検出回路と、前記制御
信号と前記第３のベースバンド信号を入力とし、前記制
御信号の変化点の前後において、前記第３のベースバン
ド信号の符号反転の有無を判定し、判定信号を出力する
符号変化判定回路と、前記判定信号と前記制御信号を入
力とし、両信号の混合を行なう混合器とを具備したＦＳ
Ｋデータ復調器。
【請求項２】混合器として、第１の排他的論理和演算
回路の入力端子を前記混合器の入力端子とし、前記第１
の排他的論理和演算回路の出力端子を、前記混合器の出
力端子とする構成を有することを特徴とする請求項１記
載のＦＳＫデータ復調器。
【請求項３】混合器として、第１、第２の入力端子を
有する混合演算回路と、振幅制限増幅器を有し、前記混
合演算回路の第１、第２の入力端子を前記混合器の入力
端子とし、前記混合演算回路の出力信号を、前記振幅制
限増幅器の入力信号とし、前記振幅制限増幅器の出力端
子を、前記混合器の出力端子とする構成を有することを
特徴とする請求項１記載のＦＳＫデータ復調器。
【請求項４】零クロス検出回路として、前記零クロス
検出回路の入力端子の信号の符号変化を検出する第１の
エッジ検出回路を有し、前記第１のエッジ検出回路の出
力信号をクロック入力信号とする第１のＤフリップフロ
ップ回路を有し、前記第１のＤフリップフロップ回路の
反転出力信号を前記第１のＤフリップフロップ回路のデ
ータ入力信号とすることにより、クロック信号が入力さ
れる毎に出力を反転する前記第１のＤフリップフロップ
回路の出力端子を、前記零クロス検出回路の出力端子と
する構成を有することを特徴とする請求項１から３のい
ずれかに記載のＦＳＫデータ復調器。
【請求項５】符号変化判定回路として、零クロス検出
回路の出力信号を入力とする第２のエッジ検出回路を有
し、第３のベースバンド信号をデータ入力とする第２の
Ｄフリップフロップ回路を有し、前記第２のＤフリップ
フロップ回路の出力信号を、データ入力信号とする第３
のＤフリップフロップ回路を有し、前記第２のエッジ検
出回路の出力信号を、前記第２、第３のＤフリップフロ
ップ回路のクロック入力信号とし、前記第２のＤフリッ
プフロップ回路の出力信号と、前記第３のＤフリップフ
ロップ回路の出力信号を入力信号とする、第２の排他的
論理和演算回路を有し、前記第２の排他的論理和演算回
路の出力端子を、前記符号変化判定回路の出力端子とす
る構成を有することを特徴とする請求項１から４のいず
れかに記載のＦＳＫデータ復調器。
【請求項６】第１のエッジ検出回路及び第２のエッジ
検出回路の少なくとも一方のエッジ検出回路として、前
記少なくとも一方のエッジ検出回路の入力信号を遅延さ
せる偶数個のＮＯＴ回路を有し、前記少なくとも一方の
エッジ検出回路の入力信号と、前記ＮＯＴ回路の出力信
号を比較する、第３の排他的論理和演算回路を有し、前
記ＮＯＴ回路の入力端子を前記少なくとも一方のエッジ
検出回路の入力端子とし、前記第３の排他的論理和演算
回路の出力信号を、前記少なくとも一方のエッジ検出回
路の出力信号とする構成を有することを特徴とする請求
項４または５記載のＦＳＫデータ復調器。