JPH0787140A

JPH0787140A - 直接変換受信機用ｆｓｋ復調器

Info

Publication number: JPH0787140A
Application number: JP22695493A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Mimura; 政博三村; Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Katsushi Yokosaki; 克司横崎; Hiroyuki Harada; 博之原田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1993-09-13
Filing date: 1993-09-13
Publication date: 1995-03-31

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、無線通信の受信機に使用されるＦ
ＳＫ復調に関するもので、集積回路での構成に適し、小
型、低消費電力で安価なＦＳＫ受信機の構成を可能と
し、高速なデータ伝送に対応した復調方式を得ることを
目的とする。【構成】ＩＱ信号１、２をＩ側振幅制限増幅器、Ｑ側
振幅制限増幅器３、４により正負判定し、振幅制限増幅
器３、４と異なるしきい値をもつ振幅制限増幅器５、６
における符号変化の方向と、振幅制限増幅器４の符号の
乗算結果をＩ側位相判定信号として信号選択回路９に供
給し、振幅制限増幅器３、４と異なるしきい値をもつ振
幅制限増幅器７、８における符号変化の方向と、振幅制
限増幅器３の符号の乗算結果をＱ側位相判定信号として
信号選択回路１５に供給し、Ｉ側位相判定信号とＱ側位
相判定信号の差をとることにより、復調結果を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用される直接変換受信機用ＦＳＫ復調
器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ；フィリケンシイー・シフト・キーイング）信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５５ー１４７０１号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図５を参照
して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明す
る。

【０００４】図５において、アンテナ４０Ａ、増幅器４
０Ｂを介して入力されたＦＳＫ受信信号（入力信号）４
０は、ミキサ４１に供給されると同時に、ミキサ４２に
供給される。一方、局発（局部発振器）４３の信号はミ
キサ４１と、９０度移相器４４を通してミキサ４２に供
給され、それぞれ入力４０の信号と混合することにより
入力信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号のみ
を通過する低域通過フィルタ４５、４６を通し、Ｉ信号
４７とＱ信号４８を得る。次に、Ｉ信号４７、Ｑ信号４
８はそれぞれ振幅制限増幅器４９、５０を通し、デジタ
ル信号５１、５２を得る。そして、Ｄフリップフロップ
５３のＤ入力端子とクロック入力端子に、デジタル信号
５１、５２を送出し、Ｄフリップフロップ５３の出力信
号５４を用いてデータの復号を行なう。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、以上のような
構成では、通信の高速化等でＦＳＫ周波数偏移とデータ
ビットレートの比である変調指数が小さくなると、Ｉ、
Ｑベースバンド信号４７、４８における１データシンボ
ル当たりの位相変化が少なくなり、振幅制限増幅器４
９、５０の出力信号がまばらになることから、復調に誤
差が生じやすくなるという課題を有していた。

【０００６】本発明は、上記課題を解決するもので、Ｉ
Ｑベースバンド信号を複数のしきい値により量子化する
ことにより、ＩＱベースバンド信号からの位相情報をよ
り細かく検出する構成とし、これまでのデジタル復調器
よりも、より高速なＦＳＫ通信に対応可能とし、またダ
イレクトコンバージョン受信において問題となるＦＳＫ
搬送波、局発間の周波数ずれに対する許容度の大きい直
接変換受信機用ＦＳＫ復調器を得ることを目的とするも
のである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明の技術的解決手段は、前記Ｉベースバンド信
号の正負判定をする第１のＩ信号振幅制限増幅器と、お
互いにそれぞれ異なるしきい値によりＩ信号を２値化す
る第１から第ｎ＋１のＱ信号振幅制限増幅器を有し、前
記第１から第ｎ＋１のＱ側振幅制限増幅器の出力信号を
トリガ入力とし、前記第１のＩ信号振幅制限増幅器の出
力信号を位相入力とするｎ＋１個のＱ側位相判定回路を
有し、それぞれの位相判定回路では、トリガ入力に符号
変化が生じた場合、その増減方向を、位相入力の符号と
比較した結果を信号選択回路に供給し、信号選択回路で
は、ｎ＋１個それぞれの入力における符号変化を検出し
た場合、その信号を出力信号として選択し出力する構成
とし、前記信号選択回路の出力号を用いて復調を行なう
構成を有している。

【０００８】

【作用】本発明は上記構成によって、前記Ｉ、Ｑベース
バンド信号の符号化におけるしきい値を従来よりも多く
とることにより、位相関係の検出回数が多くなり、従来
のデジタル方式においてベースバンド信号の中心付近で
２値化した情報のみに基づいた復調では不可能であっ
た、低変調指数のＦＳＫ信号の受信が可能になる。

【０００９】また第２に、局部発信器の周波数と、ＦＳ
Ｋ搬送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレ
クトコンバージョンにより得られるＩＱベースバンド信
号の周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生
じるが、本構成では従来のデジタル復調方式よりも多く
のサンプル点から位相情報を得ているため、このように
ベースバンド周波数が低くなる場合においても復調が可
能であり、局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大
きくなる。

【００１０】また第３に、以上の構成により、集積回路
化が難しいベースバンド周波数帯における広帯域９０度
移相器を用いることなくＦＳＫ復調器が実現できる。

【００１１】また第４に、復調処理全体をデジタル信号
処理により実現できることから、復調器全体の集積回路
化が容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時
に実現できる。

【００１２】

【実施例】以下、図１、図３、図４を参照しながら本発
明の第１の実施例について説明する。

【００１３】図１は、本発明の第１の実施例における直
接変換受信機用ＦＳＫ復調器の主要回路系統図である。
なお、以下、任意のしきい値を持つ振幅制限増幅器の数
ｎを２とした場合について、復調動作を説明する。

【００１４】図１において、４０Ａはアンテナ、４０Ｂ
は増幅器、４１及び４２はミキサ、４３は局部発振器
（局発）、４４は９０度移相器、４５、４６は低域通過
フィルタ、１、２は直接変換により得られるＩＱベース
バンド信号であり、以上は図５を用いて説明した従来の
構成と同様なものである。

【００１５】図１において、図５と異なる点は、Ｉ信号
を正負判定する第１のＩ側振幅制限増幅器３、Ｑ信号を
正負判定する第１のＱ側振幅制限増幅器４、Ｉ側におい
てＨしきい値を持つＨ振幅制限増幅器５、Ｉ側において
Ｌしきい値を持つＬ振幅制限増幅器６、Ｑ側においてＨ
しきい値を持つＨ振幅制限増幅器７、Ｑ側においてＬし
きい値を持つＬ振幅制限増幅器８、それぞれ前記第１の
振幅制限増幅器３〜８の出力信号を位相入力とし、Ｈ、
Ｌ振幅制限増幅器の出力信号をトリガ入力とする位相判
定回路９〜１４、信号選択回路１５、低域通過フィルタ
１６を新たに設けた点である。

【００１６】なお、ここで、振幅制限増幅器５、６にお
ける２つの任意のしきい値は、第１の振幅制限増幅器
３、４のしきい値よりも高いものと低いものを設定した
ものとし、説明の便宜上、前記第１の振幅制限増幅器
３、４のしきい値よりも高いしきい値をＨしきい値、低
いしきい値をＬしきい値と称している。

【００１７】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、Ｉベースバンド信号を振幅制限増幅
器３、５、６において２値化し、位相判定回路９、１
０、１１のトリガ入力とし、一方、Ｑベースバンド信号
を第１の振幅制限増幅器４において２値化し、位相判定
回路９、１０、１１の位相入力とした場合について説明
する。

【００１８】図３は、この場合における復調動作の実施
例である。図３（ａ）において、Ｉ信号、Ｑ信号はマー
クを送信した場合におけるＩ、Ｑベースバンド信号１、
２の関係を図示したものであり、Ｉ信号はＱ信号に比べ
９０度位相が進んでいるものとする。また、図３（ｂ）
はスペースを送信した場合であり、Ｉ信号はＱ信号に比
べ９０度位相が遅れている。

【００１９】そして位相判定回路９、１０、１１は、ト
リガ入力に符号の変化が生じた場合、その変化が立ち上
がりか、立ち下がりかを判定する。ここで、トリガ入力
において、立ち上がりが検出されるということは、即ち
その時点における信号の微係数が正であるということで
ある。ここで、図３（ａ）において、Ｉ信号の微分は、
Ｉ信号から９０度位相が遅れた信号が得られるため、Ｉ
信号から９０度位相が進んでいるＱ信号と逆相となる。
また、図３（ｂ）においては、Ｉ信号の微分は、Ｑ信号
と同相となる。即ち、Ｉ信号の微係数の正負を、Ｑ信号
の正負と比較し、同一の符号が得られるか否かによっ
て、送信信号のマーク、スペースを判定することができ
る。

【００２０】図３は、前記位相判定回路９、１０、１１
において、トリガ入力信号に立ち上がりが検出された場
合はＨのパルス、立ち下がりが検出された場合はＬのパ
ルスを発生するものとしたとき、その時点での前記Ｑ信
号の正負判定である位相入力信号との比較を行ない、同
一符号であればＨパルスを、異符号であればＬパルスを
信号選択回路１５に出力するものである。

【００２１】信号選択回路１５は、入力に加えられたパ
ルス信号を後着順に出力する。ここで、図３（ａ）、
（ｂ）における選択信号は、位相判定回路９、１０、１
１により信号選択回路１５に加えられたパルス信号によ
るものである。この選択信号を、低域通過フィルタ１６
に通す事により、復調結果が得られる。

【００２２】なお、以上の説明では、Ｉ信号において複
数のしきい値をもって２値化を行なう場合について説明
したが、Ｉベースバンド信号１とＱベースバンド信号２
は対称であるため、Ｉ信号とＱ信号を逆にした場合につ
いても同様の結果が成り立つ。図１は、Ｑベースバンド
信号２についても複数のしきい値で２値化して復調する
構成であるが、Ｉ信号とＱ信号を逆にした場合、得られ
る復調結果も反転するため、信号選択回路１５において
はＱ側の位相判定回路１２、１３、１４の復調結果は反
転において、信号選択を行う必要がある。

【００２３】図４は、位相判定回路９〜１４の構成の一
実施例である。２０は両エッジ検出回路、２１はパルス
幅を調整するための１ショットトリガ回路、２２はＡＮ
Ｄ回路、２３はＥＸＯＲ回路、２４はスリーステート回
路である。２５は位相判定回路のトリガ入力端子、２６
は位相入力端子、２７は出力端子である。

【００２４】以上のような構成において、位相判定回路
の動作について説明する。ここで、トリガ入力端子２８
に加えられた信号に符号変化が生じると、両エッジ検出
回路２０はパルスを１ショットトリガ回路２１に供給
し、ある一定時間幅のパルスをＡＮＤ回路２２とスリー
ステート回路２４のゲート入力端に供給する。ここで、
ＡＮＤ回路２２に１ショットトリガ回路２１からパルス
が供給されたとすると、そのときのＡＮＤ回路２２の出
力信号がＨであった場合は、符号変化後にＨがトリガ入
力端子２５に供給されているのであるから、立ち上が
り、同様にＡＮＤ回路２２の出力信号がＬである場合は
立ち下がりを検出したことになる。そして、ＥＸＯＲ回
路２３は、位相入力端２６に供給されている信号との符
号の比較をし、不一致である場合にのみＨをスリーステ
ート回路２４に供給する。ここで、位相判定回路は、前
述した通り、トリガ入力端に立ち上がりが検出された場
合、位相入力がＨであった場合にはＨパルスを出力する
必要があるため、スリーステート回路２４はＮＯＴとし
て整合性をもたせた。そして、スリーステート回路２４
は、１ショットトリガ回路２１によって定められた時間
幅のパルスを送出することにより、位相判定回路の動作
を行なう。

【００２５】また、位相判定回路９〜１４から発生する
パルスの幅を長くする事により、前記低域通過フィルタ
１６を省くことができる。

【００２６】次に以下、図２を参照しながら本発明の第
２の実施例について説明する。図２は、本発明の第２の
実施例における直接変換受信機用ＦＳＫ復調器の主要回
路系統図である。

【００２７】図２において、図１の構成と異なる点は、
位相判定回路を共用することで、回路素子数を削減した
ことである。すなわち、図１における位相判定回路９、
１４のかわりに、スリーステート回路３０、３１、３
２、３３を用いている。

【００２８】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。この第２の実施例における主要な動作は、
前記第１の実施例と同様であるので、特に相違点につい
て説明を行なう。

【００２９】まず、第１のＩ側振幅制限増幅器３の出力
がＨである場合、Ｉベースバンド信号１の振幅は常に正
であるため、Ｉ側Ｌ振幅制限増幅器６からトリガ信号が
出力されることはない。同様に、第１のＩ側振幅制限増
幅器３の出力がＬである場合、Ｉ側Ｈ振幅制限増幅器５
からトリガ信号が出力されることはない。

【００３０】従って、第１のＩ側振幅制限増幅器３の出
力信号の符号によって、トリガ入力を切り替える事によ
り、図１における位相判定回路９と１０を共用すること
が可能である。即ち、図２では、スリーステート回路３
０、３１により、第１の振幅制限増幅器３の出力がＨの
場合はＩ側Ｈ振幅制限増幅器５の出力を、第１の振幅制
限増幅器３の出力がＬの場合はＩ側Ｌ振幅制限増幅器６
の出力を位相判定回路１０に供給する構成とする事によ
り、位相判定回路１０の共用を行なっている。

【００３１】Ｑベースバンド信号２の復調処理について
も同様であり、スリーステート回路３２、３３を設ける
事により、図１において必要であった位相判定回路１４
を省くことができる。

【００３２】以上の説明から明らかなように、本実施例
によれば、より少ない回路素子により、実施例１と同等
の復調動作を行なうことができる。

【００３３】また、いずれの実施例でも、デジタル復調
器の構成としながら、前記ＩＱ信号を２値化するための
振幅制限増幅器の数を複数個設けることにより、以前の
単一で２値化していた復調器よりも細かい位相関係の捕
捉が可能であるため、より高速なＦＳＫ通信が可能とな
る。また、従来のデジタル復調器に比べ、復調結果にお
けるジッタ量が減少するため高感度の受信が可能とな
る。

【００３４】また、いずれの実施例でも、前記振幅制限
増幅器と前記位相判定回路は任意の数で設けることが可
能であるため通信速度に合った復調系を設計できる。

【００３５】また、いずれの実施例でも、直接変換受信
機の構成であり、デジタル信号処理で復調動作が可能で
あるため集積回路化に適した復調方式が得られたことに
なる。

【００３６】また、いずれの実施例でも、受信方式は、
直接変換受信方式とした場合について説明したが、搬送
波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロダイン方式の
復調方式として、本発明の復調方式を適用できることは
明らかである。

【００３７】

【発明の効果】以上のように、本発明による構成による
復調器は、第１に、前記Ｉ、Ｑベースバンド信号の位相
関係の検出回数を多くすることにより、従来のデジタル
方式においてベースバンド信号の中心付近で２値化した
情報のみに基づいた復調では困難であった低変調指数の
ＦＳＫ信号の受信が可能になる。

【００３８】第２に、局部発信器の周波数と、ＦＳＫ搬
送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレクト
コンバージョンにより得られるＩＱベースバンド信号の
周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生じる
が、この場合においても従来のデジタル復調方式よりも
多くのサンプル点から位相情報を得ているため、ベース
バンド周波数が低い場合においても復調が可能であり、
局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大きくなる。

【００３９】第３に、以上の構成により、集積回路化が
難しいベースバンド周波数帯における広帯域９０度移相
器を用いることなくＦＳＫ復調器が実現できる。

【００４０】第４に、復調処理全体をデジタル信号処理
により実現できることから、復調器全体の集積回路化が
容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時に実
現できる。

【００４１】本発明により、直接変換受信機の構成で、
等価的な変調指数が小さくなる高速ＦＳＫデータ伝送へ
の対応、局部発振周波数ずれの許容幅の拡大等が期待で
き、また低消費電力化への対応も可能で、かつ集積回路
化が可能であるため小形および低価格化に対応でき、そ
の工業的な効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
用ＦＳＫ復調器の主要部を示す回路系統図

【図２】本発明の第２の実施例における直接変換受信機
用ＦＳＫ復調器の主要部を示す回路系統図

【図３】本発明の第１の実施例における復調動作を示す
要部波形図

【図４】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
用ＦＳＫ復調器の復号信号処理回路の回路系統図

【図５】従来の受信機の構成によるＦＳＫ復調方式を適
用した復調回路の主要部を示す回路系統図

【符号の説明】

１Ｉベースバンド信号２Ｑベースバンド信号３第１のＩ側振幅制限増幅器４第１のＱ側振幅制限増幅器５Ｉ側Ｈ振幅制限増幅器６Ｉ側Ｌ振幅制限増幅器７Ｑ側Ｈ振幅制限増幅器８Ｑ側Ｌ振幅制限増幅器９〜１４位相判定回路１５信号選択回路１６低域通過フィルタ２０両エッジ検出回路２１１ショットトリガ回路２２ＡＮＤ回路２３ＥＸＯＲ回路２４スリーステート回路２５トリガ入力端子２６位相入力端子２７出力端子３０〜３３スリーステート回路４０入力４１、４２ミキサ４３局発４４９０度移相器４５、４６低域通過フィルタ４７Ｉ信号４８Ｑ信号４９、５０振幅制限増幅器５１、５２デジタル信号５３Ｄフリップフロップ５４出力信号

フロントページの続き (72)発明者原田博之石川県金沢市彦三町二丁目１番45号株式会社松下通信金沢研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】お互いに直交位相で、周波数偏移変調信
号の周波数偏移の正負により相対的に反転する位相関係
にあるベースバンド信号Ｉ、Ｑの振幅の中点にそれぞれ
しきい値を設け、前記Ｉ信号を正負判定する第１のＩ側
電圧比較器と、前記Ｑ信号を正負判定する第１のＱ側電
圧比較器と、前記第１のＩ側電圧比較器の出力信号を位
相入力とし、前記第１のＱ側電圧比較器の出力信号をト
リガ入力とし、第１のＩ側判定信号を出力するＩ側位相
判定回路と、前記Ｑ側電圧比較器の出力信号を位相入力
とし、前記第１のＩ側電圧比較器の出力信号をトリガ入
力とし、第１のＩ側判定信号を出力するＱ側位相判定回
路と、前記Ｉ側判定信号と前記Ｑ側判定信号とを入力と
し、選択信号を出力する信号選択回路と、前記信号選択
回路の出力信号により、データ復調を行なうデータ復調
手段とを具備する直接変換受信機用ＦＳＫ復調器。
【請求項２】請求項１の構成に加え、ベースバンド信
号Ｉ、Ｑの振幅の中点付近に互いに値の異なるしきい値
を任意のｎ個設け、ｍを２からｎ＋１までの整数とし、
Ｉ信号を前記第ｍのしきい値により２値化する第ｍのＩ
側電圧比較器群と、Ｑ信号を前記第ｍのしきい値により
２値化する第ｍのＱ側電圧比較器群と、請求項１に記載
の第１のＩ側電圧比較器の出力信号を位相入力とし、前
記第ｍのＱ側電圧比較器の出力信号をトリガ入力とし、
第ｍのＩ側判定信号を出力する第ｍのＩ側位相判定回路
群と、請求項１に記載の第１のＱ側電圧比較器の出力信
号を位相入力とし、前記第ｍのＩ側電圧比較器群の出力
信号をトリガ入力とし、Ｉ側判定信号を出力するＱ側位
相判定回路群と、前記第１から第ｎ＋１のＩ側判定信号
と前記第１から第ｎ＋１のＱ側判定信号とを入力とし、
選択信号を出力する信号選択回路と、前記信号選択回路
の出力信号により、データ復調を行なうデータ復調手段
とを具備する直接変換受信機用ＦＳＫ復調器。
【請求項３】位相判定回路として、トリガ入力信号の
符号変化を検出し、符号変化が正から負の場合、位相入
力信号と同符号の判定信号を出力し、符号変化が負から
正の場合、位相入力信号を反転した符号の判定信号を出
力する請求項１、２いずれかに記載の直接変換受信機用
ＦＳＫ復調器。
【請求項４】位相判定回路として、トリガ入力信号の
符号変化を検出し、符号変化が正から負の場合、位相入
力信号と反転した符号の判定信号を出力し、符号変化が
負から正の場合、位相入力信号と同符号の判定信号を出
力する請求項１、２いずれかに記載の直接変換受信機用
ＦＳＫ復調器。
【請求項５】信号選択回路として、それぞれの入力信
号を監視し、Ｉ側判定信号の信号入力があった場合にそ
のＩ側判定信号と同符号の信号を、Ｑ側判定信号の信号
入力があった場合にそのＱ側判定信号の符号を反転した
信号を、後着順に出力する請求項１、２いずれかに記載
の直接変換受信機用ＦＳＫ復調器。
【請求項６】信号選択回路として、それぞれの入力信
号を監視し、Ｉ側判定信号の信号入力があった場合にそ
のＩ側判定信号と同符号の信号を、Ｑ側判定信号の信号
入力があった場合にそのＱ側判定信号の符号を反転した
信号を、信号入力検出時よりある一定時間出力する請求
項１、２いずれかに記載の直接変換受信機用ＦＳＫ復調
器。