JPH08139770A

JPH08139770A - 直接変換受信機

Info

Publication number: JPH08139770A
Application number: JP27644194A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Mimura; 政博三村; Katsuaki Abe; 克明安倍; Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Katsushi Yokosaki; 克司横崎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-11-10
Filing date: 1994-11-10
Publication date: 1996-05-31
Anticipated expiration: 2016-06-18
Also published as: JP3178277B2

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、無線通信の直接変換受信機に関す
るもので、復調誤差を少なくする事により、高感度で、
高速なＦＳＫ信号を受信可能とする。【構成】信号１６における符号変化点を第１のエッジ
検出手段１７で検出し、第１のＤフリップフロップ回路
１８のクロック入力に供給するとともに、信号１５をデ
ータ入力に供給し、エッジ検出時に信号１５を取り込
む。信号１９は信号１６とＥＸＯＲ２０に供給し、第１
の復調結果２１を得る。信号１５における符号変化点を
第２のエッジ検出手段２３により検出し、第２のＤフリ
ップフロップ回路２４のクロック入力に供給し、また信
号１６をデータ入力に供給し、信号２５を得る。信号２
５は信号１５とＥＸＯＲ２６に供給し、第２の復調結果
２７を得る。第２の復調結果２７は信号２１と共に、先
着信号判定手段３１に供給。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主としてデジタル無線
通信の直接変換受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔＫｅｙ
ｉｎｇ；フィリケンシイー・シフト・キーイング）等の
デジタル変調信号の受信機として、直接変換受信機が集
積回路化に適した構成として検討されている。

【０００３】例えば、特開昭５５−１４７０１号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図８を参照
して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明す
る。

【０００４】図８において、アンテナ１により受信され
たＦＳＫ受信信号は、信号増幅器２により振幅を増幅さ
れた信号３として、ミキサ７に供給すると同時に、ミキ
サ８に供給する。局部発振器４から供給されるＦＳＫ受
信信号のキャリアと同一周波数の信号５はミキサ７と、
９０度移相器６を通してミキサ８に供給し、それぞれ増
幅されたＦＳＫ受信信号３と混合した後、ベースバンド
信号のみを通過する低域通過濾波器９、１０を通すこと
により、お互いに直交位相で、かつＦＳＫ信号の周波数
偏移の上下により互いの位相遅延関係が反転する関係に
あるＩ（同相バースバンド）信号１１とＱ（直交ベース
バンド）信号１２を得る。

【０００５】Ｉ信号１１、Ｑ信号１２はそれぞれ、振幅
制限増幅器１３、１４を通し、デジタル信号１５、１６
を得る。そして、Ｄ型フリップフロップ５０のＤ入力端
子とクロック入力端子に、デジタル信号１５、１６を供
給し、Ｄフリップフロップ５０の出力信号５１を用いて
最終的な復調結果を得る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】直接変換受信機は、集
積回路化による小型、軽量化に適した構成である事か
ら、移動体無線の端末等に用いられつつある。また、近
年、移動体無線通信における通信容量の増大要求が強ま
っているため、通信データレートの高速化、通信周波数
の狭帯域化を進める必要が生じている。ＦＳＫ変調信号
において、データレートとＦＳＫ周波数偏移の比を変調
指数と呼ぶが、従来は変調指数が５以上のＦＳＫ変調フ
ォーマットが主であったが、昨今では変調指数が３以下
の高速なＦＳＫ変調フォーマットが用いられる場合があ
る。

【０００７】従来例で示したような直接変換受信機構成
において、変調指数が２以下の高速、狭帯域のＦＳＫフ
ォーマットを復調する場合、Ｉ、Ｑ信号間の位相検出に
おける遅延により正確な復調が困難である。

【０００８】また、前記局部発信器信号の周波数がずれ
た場合においても、位相検出における遅延の影響による
受信特性の劣化が大きくなるため、信号源には高い周波
数確度が必要とされるという課題があった。

【０００９】本発明は、上記従来技術に鑑みて、ダイレ
クトコンバージョン受信機の構成に置いて、従来のデジ
タル式復調方式では不可能であった高速なＦＳＫ信号の
受信を可能とするとともに、局部発信器信号の周波数ず
れに対する許容性を高め、また構成要素がデジタル回路
素子によって実現でき、集積化が容易であり、ＩＣ化に
よる受信機の小型化および低価格に対応することを目的
とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明の技術的解決手段は、Ｉ、Ｑ信号の直交性か
ら、Ｉ信号の符号変化点におけるＱ信号の符号の取込み
によりＱ信号を９０度移相させた信号と、Ｉ信号の符号
を比較することにより、第１の復調結果を得、同様にＱ
信号の符号変化点におけるＩ信号の符号の取込みにより
Ｉ信号を９０度移相させた信号と、Ｑ信号の符号を比較
することにより、第２の復調結果を得、前記第１、第２
の復調結果から、早着順に復調結果を出力する早着信号
判定手段により最終的な復調結果を得る構成とすること
で、従来構成の直接変換受信機に比べ、符号判定におけ
る遅延時間の短縮を図るものである。

【００１１】

【作用】本発明は上記の構成により、符号判定における
検出遅延時間が短縮できるため、より高速で狭帯域なＦ
ＳＫ信号の受信が可能となる。また、従来のＦＳＫ受信
機に比べ、より高感度で、局部発信器周波数ずれに対す
る許容度も大きい受信機構成が実現できる。

【００１２】また、本発明における早着信号判定手段
を、従来の２パス構成の直接変換受信機における復調信
号合成部に適用することにより、上記の効果を容易に得
ることが可能である。

【００１３】さらに、本発明の構成は比較的簡易であ
り、デジタル信号処理回路により実現できることから、
復調器全体の集積回路化が容易となり、受信機の小型化
と低消費電力化を同時に実現できる。

【００１４】

【実施例】

（実施例１）以下、図１、図２を参照しながら本発明の
第１の実施例について説明する。図１は本発明の第１の
実施例における直接変換受信機の主要部の回路系統図で
ある。

【００１５】図１において、１は受信アンテナ、２は受
信した信号の増幅器、３は増幅器２において振幅を増大
した受信ＦＳＫ信号、４は受信ＦＳＫ信号３の搬送波と
ほぼ等しい周波数のローカル信号５を生成する局部発振
器、６はローカル信号５の位相を９０度移相する９０度
移相器、７は受信ＦＳＫ信号３とローカル信号５の出力
信号を混合する第１の信号混合手段、８は受信ＦＳＫ信
号３と９０度移相器６の出力信号を混合する第２の信号
混合手段、９、１０は第１、第２の信号混合手段７、８
の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦＳＫ変調成分
のみを抽出する低域通過フィルタ、１１、１２は低域通
過フィルタ９、１０により抽出されたＩ、Ｑベースバン
ド信号、１３、１４はＩ、Ｑベースバンド信号１１、１
２を２値化した信号１５、１６を出力する第１、第２の
振幅制限増幅器、１７は信号１６の符号変化点を検出す
る第１のエッジ検出手段、１８は信号１５をデータ入力
に、エッジ検出手段１７の検出信号をクロック入力とし
信号１９を出力するＤ型フリップフロップ、２０は信号
１９と信号１６の排他的論理和から復調結果２１を得る
第１の排他的論理和演算回路である。

【００１６】なお、ここで、図２において(a)は送信信
号、(b)〜(g)は上記構成の受信機内部での復調過程にお
ける信号波形の一例であり、それぞれ図１に示した(b)
〜(g)に対応している。

【００１７】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、受信アンテナ１により受信されたＦ
ＳＫ変調信号は増幅器２により振幅を増幅し、混合器
７、８に供給する。ここで、第１の局部発振器４から発
生したＦＳＫ変調信号の搬送波とほぼ等しい周波数のロ
ーカル信号５を、混合器７でＦＳＫ信号とともに混合し
た後、低域通過フィルタ９により帯域を制限することに
より、ＦＳＫ変調成分のみが含まれる信号１１が得られ
る。

【００１８】この信号１１は一般にＩ信号と呼ばれる。
また、ローカル信号５は、９０度移相器６で位相を９０
度移相した後、同様に混合器８によりＦＳＫ変調信号３
と混合し、低域通過フィルタ１０により帯域を制限する
ことにより、信号１１と同様のＦＳＫ変調成分を持つ信
号１２が得られる。一般に信号１２は、Ｑ信号と呼ばれ
ている。

【００１９】図２(a)は送信符号、図２(b)はＩ信号１
１、図２(c)はＱ信号１２の信号波形の一例である。良
く知られているように、Ｉ信号１１とＱ信号１２は、互
いに位相が直交し、送信符号の符号変化により、位相の
遅延関係が逆転するという性質を有する。

【００２０】Ｉ信号１１と前記Ｑ信号１２は位相が直交
している。従ってそれぞれを２値化した信号１５と信号
１６（図２(d)、(e)）も、常に９０度の位相差を保って
いるため、信号１６の符号変化点は、前記信号１５の符
号変化点に比べ９０度ずれたタイミングで生じる。従っ
て、信号１６の符号変化点において信号１５の符号を取
り込むことにより、疑似的に信号１５から９０度位相の
遅れた２値信号１９を得られる。すなわち、エッジ検出
手段１７は信号１６に符号変化点を検出した場合に短い
パルスを発生し、第１のフリップフロップ１８のクロッ
ク信号とすることにより、信号１６の符号変化点におい
て、信号１５を取り込み、出力として信号１５から疑似
的に９０度遅延した信号１９を得る。

【００２１】ここで、Ｉ信号１１に比べ、Ｑ信号１２が
９０度遅れている場合には、信号１５を９０度遅延した
信号１９（図２(f)）は、信号１６と同位相になり、第
１の排他的論理和演算回路２０における位相比較結果２
１（図２(g)）は０となる。逆にＩ信号１１に比べ、Ｑ
信号１２が９０度進んでいる場合には、信号１５を９０
度遅延した信号に比べ、信号１６は１８０度進んでいる
事になるため、逆相となる。従ってこの場合、第１の排
他的論理和演算回路２０における位相比較結果２１は、
１となる。これらの演算により、送信データの符号変化
により生じるＩ、Ｑ信号間における位相関係を検出する
ことができるため、前述した通り、この結果をもって送
信信号における符号変化が検出でき、すなわち復調が行
なわれる。

【００２２】ここで、図３、図４を参照しながら、受信
機の構成に用いているエッジ検出手段１７の具体的な回
路例について説明する。

【００２３】図３はエッジ検出手段１７の第１の実施例
を示した回路図である。図５において、４０は排他的論
理和演算回路であり、４１は抵抗素子であり、４２は容
量素子である。排他的論理和演算回路４０は２つの入力
端子のうち、一方にエッジ検出手段１７の入力信号を供
給し、他方は容量素子４２を通して接地する。排他的論
理和演算回路４０の入力端子間に抵抗素子４１を設け、
容量素子４２と信号遅延回路を構成する。この構成によ
り、エッジ検出手段１７の入力信号に符号変化が生じた
場合、排他的論理和演算回路４０の抵抗と容量素子を設
けた入力端子には、抵抗素子４１と容量素子４２により
遅延された信号が供給され、他方の入力端子には符号変
化が遅滞なく生じる。

【００２４】従って、遅延した時間は、前記排他的論理
和演算回路４０の２つの入力端子に符号の差異が生じ、
エッジ検出信号としての信号が発生する。

【００２５】図４は、エッジ検出手段の第２の実施例を
示した回路図である。図４において、４３は排他的論理
和演算回路であり、４２は偶数個の信号反転回路であ
る。図４の実施例では、図３におけるエッジ検出手段１
７の抵抗素子と容量素子を用いて構成した遅延回路を、
偶数個の信号反転回路４２により置き換えたものであ
り、動作は図５の構成例と同様である。

【００２６】容量素子を集積回路により構成することは
困難である場合が多いため、図４の構成によるエッジ検
出手段を用いることにより集積回路化が容易になる。

【００２７】（実施例２）以下、図５を参照しながら、
本発明の第２の実施例について説明する。図５は本発明
の第２の実施例における直接変換受信機の主要部の回路
系統図である。

【００２８】図５において、１は受信アンテナ、２は受
信した信号の増幅器、３は増幅器２において振幅を増大
した受信ＦＳＫ信号、４は受信ＦＳＫ信号３の搬送波と
ほぼ等しい周波数のローカル信号５を生成する局部発振
器、６はローカル信号５の位相を９０度移相する９０度
移相器、７は受信ＦＳＫ信号３とローカル信号５の出力
信号を混合する第１の信号混合手段、８は受信ＦＳＫ信
号３と９０度移相器６の出力信号を混合する第２の信号
混合手段、９、１０は第１、第２の信号混合手段７、８
の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦＳＫ変調成分
のみを抽出する低域通過フィルタ、１１、１２は低域通
過フィルタにより抽出されたＩ、Ｑベースバンド信号、
１３、１４はＩ、Ｑベースバンド信号１１、１２を２値
化した信号１５、１６を出力する第１、第２の振幅制限
増幅器、１７は信号１６の符号変化点を検出する第１の
エッジ検出手段、１８は信号１５をデータ入力にエッジ
検出手段１７の検出信号をクロック入力とし信号１９を
出力するＤ型フリップフロップ、２０は信号１９と信号
１６の排他的論理和から復調結果２１を得る第１の排他
的論理和演算回路であり、以上の構成は図１と同様であ
る。

【００２９】図２において図１と異なる点は、信号１５
における符号変化点を検出する第２のエッジ検出手段２
３と、信号１６をデータ入力に第２のエッジ検出手段２
３の出力信号をクロック入力とするＤ型フリップフロッ
プ２４と、Ｄ型フリップフロップ２４の出力信号と信号
１５の排他的論理和２７を得る第２の排他的論理和演算
回路と、信号２１を＋入力、信号２７を−入力とし、最
終的な復調結果２９を得る加減算回路２８を新たに設け
たものである。

【００３０】図５に示した第２の実施例における復調動
作の概略は、図１の構成と同様であるため、以下、図２
を用いて相違点について説明する。

【００３１】第１の実施例では、Ｑ信号（図２(e)）の
符号変化点におけるＩ信号（図２(d)）の符号をＤ型フ
リップフロップ１８により検出することで、Ｉ信号（図
２(d)）を疑似的に９０度遅延した信号（図２(f)）を
得、Ｑ信号（図２(e)）との比較により、復調結果（図
２(g)）を得た。

【００３２】すなわち、図１の構成ではＱ信号の符号変
化点においてのみＩ信号と、Ｑ信号の位相関係を検出す
ることになる。ここで、Ｉ信号とＱ信号は相対的に９０
度位相の異なる同一周波数の信号であるため、第１の実
施例での説明におけるＩ信号とＱ信号を入れ替えること
により、Ｉ信号の符号変化点において、Ｉ信号とＱ信号
の位相関係を検出することができる。このことにより、
交互に生じるＩ信号とＱ信号の符号変化点において、各
々の位相関係を検出することが可能となり、位相検出に
おける遅延時間がほぼ半減することになる。

【００３３】図５の構成では第２の実施例における動作
に加え、エッジ検出手段２３においてＩ信号１１の符号
変化点を検出した場合に短いパルスを発生し、第２のフ
リップフロップ２４のクロック信号とすることにより、
２値化したＩ信号１５（図２(d)）の符号変化点におい
て、２値化したＱ信号１６（図２(e)）を取り込み、出
力として信号１６（図２(e)）を疑似的に９０度遅延し
た信号２５（図２(h)）を得る。そして信号２５（図２
(h)）と信号１５（図２(d)）の排他的論理和演算回路２
０による符号の比較により第２の復調結果２７（図２
(i)）が得られる。

【００３４】すなわち、Ｉ信号１１に比べ、Ｑ信号１２
が９０度遅れている場合には、Ｑ信号１２を２値化した
信号１６を疑似的に９０度遅延した信号２５は、Ｉ信号
１１を２値化した信号１５に比べ１８０度遅れている事
になるため、逆位相になり、第２の排他的論理和演算回
路２６における位相比較結果２７は１となる。

【００３５】逆にＩ信号１１に比べ、Ｑ信号１２が９０
度進んでいる場合には、信号１１を９０度遅延した信号
と、信号１６は同相となる。従ってこの場合、第２の排
他的論理和演算回路２６における位相比較結果２７は、
０となる。これらの演算により、送信データの符号変化
により生じるＩ、Ｑ信号間における位相関係を検出する
ことができる。

【００３６】しかし、ここで得られた第２の復調結果２
７における正負の関係は、第１の復調結果２１と逆にな
っているため、加減算回路２８において逆符号にして合
成し、最終的な復調結果２９（図２(j)）を得る。

【００３７】以上の構成により復調を行なうことで、Ｉ
信号１１とＱ信号１２に交互に生じる符号変化点におい
て、復調結果の更新が行なわれることになる。従って、
実施例１の場合に比較して、Ｉ信号１１とＱ信号１２間
における位相の検出回数がほぼ倍増するため、復調にお
ける位相検出の遅延、すなわち復調誤差がほぼ半減す
る。

【００３８】復調誤差の低減は、直接受信感度の向上に
つながるため、受信感度が改善される。また、復調にお
ける位相検出の遅延量が減少することにより、高速なＦ
ＳＫ信号の受信が可能になる。

【００３９】（実施例３）以下、図６を参照しながら、
本発明の第３の実施例について説明する。図６は本発明
の第３の実施例におけるＦＳＫ復調器を適用した受信機
の主要部の回路系統図である。

【００４０】図６において、１は受信アンテナ、２は受
信した信号の増幅器、３は増幅器２において振幅を増大
した受信ＦＳＫ信号、４は受信ＦＳＫ信号３の搬送波と
ほぼ等しい周波数のローカル信号５を生成する局部発振
器、６はローカル信号５の位相を９０度移相する９０度
移相器、７は受信ＦＳＫ信号３とローカル信号５の出力
信号を混合する第１の信号混合手段、８は受信ＦＳＫ信
号３と９０度移相器６の出力信号を混合する第２の信号
混合手段、９、１０は第１、第２の信号混合手段７、８
の出力信号を周波数帯域制限し、所望のＦＳＫ変調成分
のみを抽出する低域通過フィルタ、１１、１２は低域通
過フィルタ９、１０により抽出されたＩ、Ｑベースバン
ド信号、１３、１４はＩ、Ｑベースバンド信号１１、１
２を２値化した信号１５、１６を出力する第１、第２の
振幅制限増幅器、１７は信号１６の符号変化点を検出す
る第１のエッジ検出手段、１８は信号１５をデータ入力
に、エッジ検出手段１７の検出信号をクロック入力とし
信号１９を出力する第１のＤ型フリップフロップ、２０
は信号１９と信号１６の排他的論理和から第１の復調結
果２１を得る第１の排他的論理和演算回路、２３は信号
１５における符号変化点を検出する第２のエッジ検出手
段、２４は信号１６をデータ入力に第２のエッジ検出手
段２３の出力信号をクロック入力とする第２のＤ型フリ
ップフロップ、２６は第２のＤ型フリップフロップ２４
の出力信号２５と信号１５の排他的論理和を演算し第２
の復調結果２７を得る第２の排他的論理和演算回路であ
り、以上の構成は図５と同様である。

【００４１】図６の構成において図５の構成と異なる点
は、加減算回路２８の代わりに、第２の復調結果２７の
符号を反転する符号反転回路３０と、第１の復調結果２
１と符号反転回路３０の出力信号のうち早着順に信号を
出力する早着信号判定手段３１を有し、最終的な復調結
果３２を得るものである。

【００４２】図６に示した第３の実施例における復調動
作の概略は、図５の構成と同様であるため、以下、図２
を用いて相違点について説明する。

【００４３】第２の実施例において説明したように、第
１の復調結果２１（図２(g)）と、第２の復調結果２７
（図２(i)）は逆符号であるため、ここでは前記符号反
転回路３０により、第２の復調結果２７の符号を反転さ
せることにより整合性をもたせ、第１の復調結果２１と
ともに早着信号判定手段３１に供給する。第１の復調結
果と第２の復調結果は、交互に復調結果を変化させるた
め、送信信号において符号変化があった場合、一方が先
に検出し、他方が続いて検出を行なうことになる。従っ
て、送信符号が変化し、第１、第２の復調結果のうち、
片方のみ検出している場合においては、復調結果が相反
することになり、第２の実施例における最終的な復調結
果（図２(j)）には符号の不定領域が生じる。

【００４４】早着信号判定手段３１はこのような復調結
果における符号の不定領域の発生を抑制するために設け
られ、２つの入力信号が同符号である場合には、入力信
号と同符号の信号を出力する。そして、２つの入力信号
のうち一方に符号の変化が生じた場合、符号の変化を検
出した信号を優先し、出力符号を変化させる。この動作
により、図２(j)に示した第２の実施例で得られた最終
的な復調結果における符号変化点での符号の不定領域が
なくなるため、復調結果における判定遅延が少なくな
る。

【００４５】図７は早着信号判定手段３１の具体的な回
路構成の実施例である。図７において、４５は早着信号
判定手段の２つの入力信号を入力信号とし、どちらか一
方の入力信号における符号変化の検出を行なう排他的論
理和演算回路、４６は排他的論理和演算回路４５の出力
信号の符号を反転する符号反転回路、４７は早着信号判
定手段３１の２つの入力信号のうち、どちらか一方をデ
ータ入力とし符号反転回路４６の出力信号をクロック入
力とするＤ型フリップフロップ、４８は排他的論理和演
算回路４５の出力信号を入力とし、早着信号判定手段３
１の２つの入力信号のうち、どちらか一方における符号
変化の検出が行なわれた場合に、Ｄ型フリップフロップ
４７の出力信号を反転する排他的論理和演算回路であ
る。

【００４６】図７に示す(g)、(i)信号は前に説明したと
おり、一方に引続き他方の符号変化が発生する。図７で
は、(g)信号の符号変化の後で、(i)信号の符号変化が生
じる場合について図示している。以下に(g)、(i)信号の
変化にもとづき、順をおって動作を説明する。１）(g)信号の符号に引続き、(i)信号が変化すると、排
他的論理和演算回路４５の出力信号(k)は０となり、符
号反転回路４６の出力信号は１となる。このとき、Ｄ型
フリップフロップ４７はクロック入力に立上りパルスが
入力されるため、出力信号(l)として、データ入力の符
号を出力する。そして、排他的論理和演算回路４８の入
力信号(k)は０であったから、出力信号(m)には入力信号
(l)と同符号の信号が出力される。これはすなわち入力
(g)と(i)と同符号である。２）次に(g)信号のみに符号変化を生じた場合、排他的
論理和４５の出力信号(k)は１となり、排他的論理和演
算回路４８は入力信号(l)の符号反転した信号を出力す
る。これはすなわち、変化した(g)信号と同符号であ
る。(g)信号に引続き(i)信号が変化した場合について
は、１）に述べた通りである。以上の動作により、
(g)、(i)信号の内、先に変化した信号の符号が出力され
ることになる。そのため、図７の(m)に示した先着早着
信号判定手段３１の出力信号は、図７の(j)に示したよ
うな復調結果における符号の不定領域が無くなるため、
復調結果における復調誤差も小さくなる。

【００４７】変調指数が５以上の比較的速度の遅いＦＳ
Ｋ信号を受信する場合においては、第２、第３の実施例
における構成では性能に大きな差異は生じない。しか
し、変調指数が３以下であるような、高速なＦＳＫ信号
の受信においては、本実施例に示した構成でなければ特
性に劣化をきたす場合がある。

【００４８】また、以上に述べたような復調における遅
延誤差の減少から、局部発信器信号の周波数がずれた場
合における許容性についても有利である。

【００４９】

【発明の効果】以上に述べたように、本発明によれば、
ダイレクトコンバージョン受信機の構成に置いて、従来
のデジタル式復調方式では不可能であった、高速なＦＳ
Ｋ信号の受信が可能となる。同時に、局部発信器信号の
周波数ずれに対する許容性を高めることができる。ま
た、構成要素がデジタル回路素子によって実現できるた
め、集積化が容易であり、ＩＣ化による受信機の小型化
および低価格に対応できるため、その工業的な効果は大
きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の要部ブロック結線図

【図２】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の要部ブロック波形図

【図３】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の要部であるエッジ検出手段の構成を示す回路系統図

【図４】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
の要部であるエッジ検出手段の構成を示す回路系統図

【図５】本発明の第２の実施例における直接変換受信機
の要部ブロック結線図

【図６】本発明の第３の実施例における直接変換受信機
の要部ブロック結線図

【図７】本発明の第３の実施例における直接変換受信機
の要部である早着信号判定手段の構成を示す回路系統図

【図８】従来のＦＳＫ復調器を適用した受信機の主要部
を示す回路系統図

【符号の説明】

１受信アンテナ２増幅器３受信ＦＳＫ信号４第１の局部発振器５ローカル信号６９０度移相器７、８第１、第２の信号混合手段９、１０低域通過フィルタ１１Ｉベースバンド信号１２Ｑベースバンド信号１３、１４第１、第２の振幅制限増幅器１７、２３第１、第２のエッジ検出手段１８、２４Ｄ型フリップフロップ２０、２６第１、第２の排他的論理和演算回路３０符号反転回路３１早着信号判定手段

フロントページの続き (72)発明者横崎克司神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信ＦＳＫ変調信号の搬送波周波数とほ
ぼ等しい周波数のローカル信号を発生する局部発振器
と、前記ローカル信号から、前記ローカル信号と同一周
波数で、位相を９０度移相した信号を発生する９０度移
相器と、前記ローカル信号と前記受信ＦＳＫ変調信号を
混合する第１の信号混合器と、前記ローカル信号を前記
９０度移相器により移相した信号と前記受信ＦＳＫ変調
信号を混合する第２の信号混合器と、第１の信号混合器
からの信号における高周波成分を除去し、変調成分であ
るＩベースバンド信号を抽出する第１の低域通過フィル
タと、同様に第２の信号混合器からの信号からＱベース
バンド信号を抽出する第２の低域通過フィルタと、前記
Ｉベースバンド信号を２値信号に変換する第１の振幅制
限増幅器と、前記Ｑベースバンド信号を２値信号に変換
する第２の振幅制限増幅器と、前記第２の振幅制限増幅
器の出力信号から符号変化点を検出する第１のエッジ検
出手段と、前記第１のエッジ検出手段からの出力信号を
クロック入力とし、前記第１の振幅制限増幅器からの出
力信号をデータ入力とすることで、前記Ｑベースバンド
信号の変化点において、前記Ｉ信号を検出することによ
り、前記Ｉ信号から疑似的に９０度位相の遅れた信号を
発生する第１のＤ型フリップフロップと、前記第１のＤ
型フリップフロップの出力信号と、前記第２の振幅制限
増幅器の出力信号を入力とし、出力として復調符号判定
結果を得る第１の排他的論理和演算回路を有する直接変
換受信機。
【請求項２】第１の振幅制限器の出力信号から符号変
化点を検出する第２のエッジ検出手段と、前記第２のエ
ッジ検出手段の出力信号をクロック入力とし、第２の振
幅制限増幅器の出力信号をデータ入力とし、Ｉベースバ
ンド信号の変化点においてＱベースバンド信号を検出す
ることにより、前記Ｑベースバンド信号から疑似的に９
０度位相の遅れた信号を発生する第２のＤ型フリップフ
ロップと、前記第２のＤ型フリップフロップの出力信号
と、前記第１の振幅制限増幅器の出力信号を入力とする
第２の排他的論理和演算回路と、第１の排他的論理和演
算回路の出力信号を＋入力、第２の排他的論理和演算回
路の出力信号を−入力とし、前記＋入力信号から前記−
入力を減算して得られる復調符号判定結果を出力する加
減算回路とを付加した請求項１記載の直接変換受信機。
【請求項３】加減算回路の代わりに、第２の排他的論
理和演算回路の出力信号の符号を反転する第１の符号反
転回路と、第１の排他的論理和演算回路と前記第１の符
号反転回路の出力信号を入力として、それぞれの入力信
号のうち符号変化がある方の信号を早着順に出力する早
着信号判定手段を設けた請求項２記載の直接変換受信
機。
【請求項４】早着信号判定手段として、前記早着信号
判定手段の２つの入力信号を入力信号とし、どちらか一
方の入力信号における符号変化の検出を行なう第３の排
他的論理和演算回路と、前記第３の排他的論理和演算回
路の出力信号の符号を反転する第２の符号反転回路と、
前記早着信号判定手段の２つの入力信号のうち、どちら
か一方をデータ入力とし、第２の符号反転回路の出力信
号をクロック入力とする第３のＤ型フリップフロップを
有し、前記第３のＤ型フリップフロップの出力信号と、
前記第３の排他的論理和演算回路の出力信号を入力と
し、前記第３のＤ型フリップフロップの出力信号を前記
早着信号判定手段の２つの入力信号のうちどちらか一方
における符号変化の検出が行なわれた場合に反転する第
４の排他的論理和演算回路とを設け、前記第４の排他的
論理和演算回路の出力信号を前記早着信号判定手段の出
力信号とする請求項３記載の直接変換受信機。
【請求項５】エッジ検出手段として、第４の排他的論
理和演算回路を有し、前記エッジ検出手段の入力信号を
前記第４の排他的論理和演算回路の２つの入力端子のう
ち、一方の入力に供給し、他方の入力端子は容量素子を
通して接地し、前記第４の排他的論理和演算回路の２つ
の入力端子間に、抵抗素子を設けることにより、前記第
４の排他的論理和演算回路の入力信号の一方の信号に遅
延をもたせ、前記エッジ検出手段の入力信号において、
符号変化が生じた場合に、短いパルス状の出力信号を得
る、請求項１、請求項２、請求項３いずれか記載の直接
変換受信機。
【請求項６】エッジ検出手段として、第５の排他的論
理和演算回路を有し、前記エッジ検出手段の入力信号
を、前記第５の排他的論理和演算回路の２つの入力端子
のうち、一方の入力に供給し、前記第５の排他的論理和
演算回路の２つの入力端子間に、偶数個の符号反転回路
を設けることにより、前記第５の排他的論理和演算回路
の入力信号の一方の信号に遅延をもたせ、前記エッジ検
出手段の入力信号において、符号変化が生じた場合に、
短いパルス状の出力信号を得る構成を有する、請求項
１、請求項２、請求項３いずれか記載の直接変換受信
機。