CN1298127C

CN1298127C - 宽带码分多址系统多载频接收机

Info

Publication number: CN1298127C
Application number: CNB031397581A
Authority: CN
Inventors: 李岩; 施汉军; 李积微; 陈长根
Original assignee: ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2003-07-07
Filing date: 2003-07-07
Publication date: 2007-01-31
Anticipated expiration: 2023-07-07
Also published as: CN1567772A

Abstract

本发明公开了通讯领域中的一种宽带码分多址系统多载频接收机，包括双工器、低噪声放大器、RF滤波器、混频器、模数变换器、接收信号处理器和可变增益控制装置，射频信号经双工器滤波，并经低噪声放大器放大后，由RF滤波器滤除干扰，到达混频器转换成中频信号，再经可变增益控制装置进行中频放大和增益调整后，送到模数变换器中变换成数字信号，最后，接收信号处理器对这些数字信号进行处理后输出到基带。本发明省略了中频滤波器，保证了宽带码分多址系统多载频接收机的最大接入用户数量增加，并缩短射频链路、提高其稳定性、提高接收机系统的性能，适合大规模生产，有效降低系统成本。

Description

宽带码分多址系统多载频接收机

应用领域

本发明涉及移动通讯系统，尤其涉及宽带码分多址系统的多载频接收机。

背景技术

在移动通讯技术高速发展的今天，人们对移动通讯系统的需求也日益增大，移动通讯系统的性能优劣，越来越多的影响着无线通讯服务质量，其中，多载波接收机是移动通讯系统的重要组成部分，其功能的好坏，成为系统优劣的重要因素。

目前，大多数移动通讯多载波接收机(接收机的一种，为一个射频通道可处理多个载频信号的接收机)都采用数字中频技术，其结构形式如图1所示。从图1中可看出，由于AD器件中频带宽采样防混叠的需要，用了两个中频滤波器，此滤波器一般采用声表(SAW，Surface Acoustic Waveform)滤波器。虽然声表滤波器的带外抑制较高、矩形系数较好，但在WCDMA系统中要满足3GPP(3rdGeneration Partnership Project，该组织负责制定和发布第三代移动通讯的技术标准)标准要求，则仍需两级声表滤波器，但是采用声表滤波器将会导致因带内幅度波动和相位波动而造成信号信噪比的恶化。

从图2可以看出，每个中频声表滤波器的带内幅度波动可达±1dB，两级在匹配良好的条件下最小也会达到±1.5dB。其群延时波动(群延时是指相位相对于角频率的变化率，而群延时波动是指在一定的频率范围内群延时的最大和最小的差，该参数主要描述器件对信号相位造成的影响)也对信号造成影响(如造成信号相位失真，使信号恶化)。根据仿真计算和测试可知，由中频声表滤波器带来的信噪比恶化达0.5dB，这种恶化会造成基站最大接入用户数量的减少。而且由于中频滤波器都有较大的插损(即插入损耗，指信号通过射频器件后造成的能量损失)，造成中频链路的加长，不仅如此，因为中频滤波器受温度等外界环境因素影响较大，从而严重影响整个接收机的稳定性。另外，各个不同生产厂家之间参数的离散性较大，这也会给大批量生产造成影响。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的限制最大接入用户数量、射频链路长、稳定性差、不适合大规模生产等缺点，以保证宽带码分多址系统多载频接收机的最大接入用户数量增加，并缩短射频链路、提高其稳定性、提高接收机系统的性能、更适合于大规模生产。

为实现上述目的，本发明构造了一种宽带码分多址系统多载频接收机，包括双工器、低噪声放大器(LNA，Low-Noise Amplifier)、RF滤波器、混频器(MIX，Mixer)、模数变换器、接收信号处理器和可变增益控制装置(VGC，Variable-GainCortrol)，其特征在于，射频信号经所述双工器滤波，并经所述低噪声放大器放大后，由所述RF滤波器滤除在小信号条件下的混频器镜相噪声干扰和AD采样混叠区噪声干扰，到达所述混频器中进行下变频处理转换成中频信号，再经中频放大和增益调整送到所述模数变换器中进行模数变换，以变换成数字信号，最后，所述接收信号处理器(RSP，Receive Signal Processor)对这些数字信号进行数字解调、抽取、滤波、AGC控制然后输出到基带；

其中，所述双工器的带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为73dB、带内波动小于±0.1dB、插损小于1dB；所述RF滤波器的带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为13dB、带内波动小于±0.3dB、插损小于4dB；所述模数变换器的采样频率大于40MHz、采样位数不小于14。

所述可变增益控制装置为可变衰减器(ATT)。

本发明所述装置通过有效限定各个器件的参数值，并适当构造多载频滤波器，从而实现省略中频滤波器的目的，进一步保证宽带码分多址系统多载频接收机的最大接入用户数量增加，并缩短射频链路、提高其稳定性、提高接收机系统的性能，不仅更合于大规模生产，而且还能有效降低系统成本。

附图说明

图1是现有技术的宽带码分多址系统多载频接收机结构图。

图2是现有技术宽带码分多址系统多载频接收机中频声表滤波器幅频特性图。

图3是本发明所述的宽带码分多址系统多载波接收机结构图。

图4是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中，AD6644器件主要技术指标表。

图5是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中射频链路在邻道测试条件时的计算结果表。

图6是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中射频链路在阻塞测试条件时的计算结果表。

图7是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中双工器混叠区的频谱图。

图1是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中双工器的幅频特性曲线图。

图2是作为本发明一种实施方式的多载频接收机中超导滤波器的幅频特性曲线图

具体实施方式

在现有的宽带码分多址系统多载波数字中频接收机中，中频滤波器的主要作用是防止产生AD采样的频谱混叠。如果放弃采用中频滤波器，那么对AD采样混叠频谱的抑制，就必须由前端的射频滤波器来完成。在3GPP标准的规定中，基站接收频段为1920MHz-1980MHz，60MHz带宽。如果采用通带带宽为60MHz的双工器来完成，根据Nyquist(乃奎斯特)带通采样定理，其采样频率Fs必需大于或者等于信号带宽的两倍，即：Fs≥120MHz，由于现有双工器的矩形系数影响，该采样频率Fs在实际应用中的值应该更高。虽然现在已经有Fs≥120MHz的模数变换器产品，但其采样位数、SNR、SFDR(SNR：信号噪声比Signal-NoiseRatio，SFDR：无杂散动态范围Spurious-Free Dynamic Range)等指标尚不能满足宽带码分多址系统多载波接收机的要求。而且，如果数据数率太高，会给接收信号处理器设计带来很大困难，所以目前这种方法尚不能实现。由于该60MHz带宽在实际应用中，将会由多家电信运营商共享，而事实上，每家运营商可以应用到的带宽一般不超过20MHz，所以，在系统设计过程中，可以考虑采用带宽为20MHz的射频滤波器进行带限滤波，从而使得模数转换器为采样速率Fs只需要大于40MHz即可。

由上述说明可知，本发明可以在现有器件满足一定指标要求的情况下，省略中频滤波器，设计一个无中频滤波器的多载频接收机，图3所示即为本发明所构造的宽带码分多址系统多载频接收机。在图3中，来自于天线的射频信号经双工器滤波，并经低噪声放大器(LNA，Low-Noise Amplifier)放大后，由RF滤波器滤除在小信号条件下的混频器镜相噪声干扰(混频器的工作原理是一种乘法运算，通过三角函数的计算可以得知在本振频率的上下两侧都会有噪声和信号通过混频器后落入所需要的频谱内，在实际线路中则只需要其中一侧的信号，而另一侧就是混频器镜相噪声干扰)和AD采样混叠区噪声干扰(AD器件进行信号采样时会将产生带宽为其采样频率一半的多个采样区，并将是这些采样区的信号混叠在一起，而不需要的信号则会产生AD采样混叠区噪声干扰)，到达混频器中进行下变频处理转换成中频信号，再经中频放大和增益调整送到模数变换器中进行模数变换成数字信号，最后，接收信号处理器(RSP，Receive Signal Processor)对这些数字信号进行数字解调、抽取、滤波、AGC控制然后输出到基带。其中，关键模块应满足下列要求，才能达到取消中频滤波器而仍然保证系统正常工作的目的。

双工器要求：带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为73dB，带内波动小于±0.1dB，插损小于1dB；

RF滤波器要求：带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为13dB，带内波动小于±0.3dB，插损小于4dB；

ADC(模数变换器)器件要求：采样频率大于40MHz，采样位数不小于14。

另外，LNA(低噪声放大器)、MIX(混频器)、ATT(可变衰减器)、RSP(接收信号处理器)是本发明中的非关键模块，但也应从系统考虑，满足宽带码分多址系统多载频接收机的各项要求。

下面用现有器件具体构造无中频滤波器的宽带码分多址系统多载频接收机。图3中的LNA(低噪声放大器)采用RF Hitech公司的RHL-1920R240，MIX(混频器)采用Sirenza公司的SRM2016，中频放大器采用WJ公司的AH3，ATT(衰减器)采用SKYWORKS公司的AA113，ADC采用ADI公司的AD6644(其性能指标如图4所示)，RSP采用Intersil公司的ISL5416。另外，RF滤波器采用介质或声表滤波器即可，而双工器则可以采用SUPERCONDUCTORTECHENOLOGIES公司的超导滤波器。

下面从噪声系数和OIP3(输出三阶交调点，Output 3^rd Intercept Point)分析、双工器的抗混叠指标分析和抑制噪声滤波器指标分析等三个方面说明本发明所构造的宽带码分多址系统多载频接收机的射频系统指标。所有的指标分析均基于满足3GPP关于接收机的各种性能指标要求而进行，以保证分析的客观及准确性。

首先进行噪声系数和OIP3的分析。在该分析中，双工器和LNA的参数是根据现有产品的测试结果而得出的；RF滤波器选用声表滤波器或介质滤波器，其指标是根据现有的60MHz滤波器的指标得出；混频器和中频放大器都是根据器件的说明材料和测试结果得出；ADC器件参数指标根据器件说明资料的指标折算得到，其折算方法为：在SNR和SFDR指标为图4所示的情况下，如AD6644的满量程输入为7dBm，则其噪底功率为：7dBm-1dB-73.5dB(SNR)-74.87dB(61.44MHz采样频率时的采样带宽)＝-142.37dBm/Hz；ADC的噪声系数NF＝-142.37dBm/Hz-(-174dBm/Hz)＝31.63dB，由于图4中给出的是在模拟输入为30MHz情况下的SNR值，考虑到当模拟输入频率提高后SNR会恶化，所以计算中取NF＝40dB；OIP3＝(7dBm-7dB)+90dB(IMD)/2＝45dB。

图3所述多载频接收机的射频链路在邻道测试条件时，为使ADC器件最大输入信号为0dBm而不饱和(0dBm是3GPP标准规定的邻道测试条件)，其射频链路增益设计为52dB，其测试结果如图5所示，可以看出，射频链路增益设计为52dB能够满足噪声系数NF＜2.8dB和OIP3＞24dBm的接收机设计要求，同时也可满足灵敏度条件下的测试要求。

图3所述多载频接收机的射频链路在阻塞测试条件时，为使ADC器件最大输入信号为0dBm而不饱和(0dBm是3GPP标准规定的阻塞测试条件)，其射频链路增益设计为40dB，其测试结果如图6所示，可以看出，射频链路增益设计为40dB能够满足噪声系数NF＜2.8dB的接收机设计要求。由于阻塞信号偏离有用信号10MHz，带宽为5MHz，所以落在有用信号带内交调信号是5阶交调信号，比3阶交调信号要小，能满足设计要求。

然后进行双工器的抗混叠指标分析。根据现有ADC器件的参数和系统设计要求，选择采样频率Fs为61.44MHz，则Nyquist采样带宽为30.72MHz。由3GPP对宽带码分多址阻塞特性的要求，可能产生如图7所示的情况：中心频率为Fo-28.22MHz的宽带码分多址阻塞信号(两边侧部分)处于频率为Fo-7.5MHz(中间两部分)有用信号的混叠区，中心频率为Fo+28.22MHz的宽带码分多址阻塞信号(两边侧部分)处于频率为Fo+7.5MHz(中间两部分)有用信号的混叠区，假设由于ADC器件造成频谱混叠而引起的噪声占总噪声功率的25％，则滤波残留后的噪声功率为：-115dBm+18dB(WCDMA处理增益)-6dB＝-103dBm；滤波器在Fo±20.72MHz以外的抑制为：-40-(-103)＝63dB，如果预留10dB的余量，则要求为73dB。

由以上分析可得出：对于宽带码分多址系统，当信号带宽(BW，Bandwidth)和ADC器件的采样频率变化时，应满足滤波器在f＝Fo±((Fs/4)+((Fs/4)-(BW/2))-2.5MHz))＝Fo±(((Fs-BW)/2)-2.5MHz)以外的抑制为73dB。

事实上，现有滤波器一般是达不到上述指标要求的，图8为现有双工器的幅频特性测试曲线，由图8可以看出，偏离通频带10MHz处其抑制只有不到20dB，而且当带宽变窄后指标还有可能会恶化。超导滤波器能达到要求，由于高温超导材料的不断涌现使超导滤波器的商业应用有可能实现。图9是超导滤波器的幅频特性曲线(测量时和其内置的LNA一起测量时得到的结果)，可见其性能可以满足要求。而这些器件都是腔体器件，不可能做在印制板上，所以一般都做成双工器。

最后，对抑制噪声滤波器指标进行分析。由于在灵敏度测试下，待测的宽带码分多址信号功率在热噪声功率以下，因为超导滤波器将不能对噪底进行滤波，如果不在LNA之后增加抑制噪声的滤波器，AD采样的信号将是个频谱无限宽的噪声信号，会产生很多混叠噪声。所以需要在LNA后用一级射频滤波器来避免混频器镜相干扰和ADC采样混叠区的干扰。设这两部分产生的噪声要小于噪声总功率的10％，那么就要求其在Fo±20.72MHz以外的抑制为：-10dB-3dB＝13dB。这个指标要求是比较低的，现有的介质滤波器和声表滤波器都可以实现。

通过以上分析，可以看出，采用无中频滤波器的射频链路架构，可以得到满足四载波宽带码分多址数字中频接收机设计的射频性能。进一步利用多载频数字信号处理器，可以实现最优的4个载波的宽带码分多址数字中频接收机系统。本发明所构造的无中频滤波器宽带码分多址系统四载波接收机的射频电路主要特点是：采用了超导滤波器，避免了混叠信号的影响，采用射频抑制噪声滤波器，解决宽带噪声带来噪声的混叠。通过以上的处理，可以完全简化接收机的设计，提高接收机的性能。

本实施例所构造的无中频滤波器四载波接收机的射频链路主要指标在采样频率为61.44MHz情况下为：信道带宽为20MHz；模拟部分增益为40dB～60dB；OIP3大于24dBm。另外，RF滤波器的指标要求为：带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为13dB；带内波动小于±0.3dB；插损小于4dB。超导滤波器的性能指标要求为：带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为73dB；带内波动小于±0.1dB；插损小于1dB。

Claims

1、一种宽带码分多址系统多载频接收机，包括双工器、低噪声放大器、RF滤波器、混频器、模数变换器、接收信号处理器和可变增益控制装置，其特征在于，射频信号经所述双工器滤波，并经所述低噪声放大器放大后，由所述RF滤波器滤除在小信号条件下的混频器镜相噪声干扰和AD采样混叠区噪声干扰，到达所述混频器中进行下变频处理转换成中频信号，再经所述可变增益控制装置进行中频放大和增益调整后，送到所述模数变换器中进行模数变化，以变换成数字信号，最后，所述接收信号处理器对这些数字信号进行数字解调、抽取、滤波、AGC控制然后输出到基带。

2、如权利要求1所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述双工器的带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为73dB、带内波动小于±0.1dB、插损小于1dB。

3、如权利要求1所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述RF滤波器的带外抑制Fo±20.72MHz以外的抑制为13dB、带内波动小于±0.3dB、插损小于4dB。

4、如权利要求1所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述模数变换器的采样频率大于40MHz、采样位数不小于14。

5、如权利要求1、2、3或者4所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述可变增益控制装置为可变衰减器(ATT)。

6、如权利要求1所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述RF滤波器采用介质滤波器。

7、如权利要求1所述的宽带码分多址系统多载频接收机，其特征在于，所述RF滤波器采用声表滤波器。