JPH1028149A - クロック再生回路 - Google Patents
クロック再生回路Info
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- JPH1028149A JPH1028149A JP8180333A JP18033396A JPH1028149A JP H1028149 A JPH1028149 A JP H1028149A JP 8180333 A JP8180333 A JP 8180333A JP 18033396 A JP18033396 A JP 18033396A JP H1028149 A JPH1028149 A JP H1028149A
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- clock
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 リミタを用いた受信機に適用でき、回路が簡
単なクロック再生回路を提供することを目的とする。 【解決手段】 位相検波回路１によって得られる再生シ
ンボルクロックに同期した倍の周波数のクロックでサン
プリングされた位相信号は差分回路２で半シンボル差分
され、絶対値回路３を介してさらに差分回路４で半シン
ボル差分され、シンボル周波数成分を持った信号に変換
される。これを符号反転回路５で半シンボル毎に符号を
反転させ、位相遅れ時には正の、進み時には負の信号を
得る。ループフィルタ６を介して再生シンボルクロック
の位相に負帰還制御を行う。本構成により毎シンボル２
回のサンプリングで信号処理が出来る。
単なクロック再生回路を提供することを目的とする。 【解決手段】 位相検波回路１によって得られる再生シ
ンボルクロックに同期した倍の周波数のクロックでサン
プリングされた位相信号は差分回路２で半シンボル差分
され、絶対値回路３を介してさらに差分回路４で半シン
ボル差分され、シンボル周波数成分を持った信号に変換
される。これを符号反転回路５で半シンボル毎に符号を
反転させ、位相遅れ時には正の、進み時には負の信号を
得る。ループフィルタ６を介して再生シンボルクロック
の位相に負帰還制御を行う。本構成により毎シンボル２
回のサンプリングで信号処理が出来る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル変調され
た信号の受信機に用いられ、シンボルに同期したクロッ
クを再生するクロック再生回路に関するものである。
た信号の受信機に用いられ、シンボルに同期したクロッ
クを再生するクロック再生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年移動体通信分野において、秘話性の
向上、ＩＳＤＮ網やコンピュータ等との親和性、周波数
資源の有効利用等の観点から、無線通信のデジタル化が
進行している。デジタル移動無線通信では、例えば我国
のデジタルセルラ電話あるいはデジタルコードレス電話
の規格である（財）電波システム開発センター標準規格
ＲＣＲＳＴＤ−２７あるいは同ＲＣＲＳＴＤ−２８に規
定されているように、変調方式としては差動符号化位相
シフトキーイング（以下差動ＰＳＫという）の１種であ
るπ／４シフトＱＰＳＫがよく用いられる。差動ＰＳＫ
は位相変化に情報があるので、本来送信される変調され
た信号の振幅は一定でも良い。しかし、狭帯域化して周
波数の有効利用を図るため、前記規格にも規定されてい
るようなコサインロールオフフィルタで帯域制限する場
合には、送信信号は振幅の変化を伴ったものとなる。
向上、ＩＳＤＮ網やコンピュータ等との親和性、周波数
資源の有効利用等の観点から、無線通信のデジタル化が
進行している。デジタル移動無線通信では、例えば我国
のデジタルセルラ電話あるいはデジタルコードレス電話
の規格である（財）電波システム開発センター標準規格
ＲＣＲＳＴＤ−２７あるいは同ＲＣＲＳＴＤ−２８に規
定されているように、変調方式としては差動符号化位相
シフトキーイング（以下差動ＰＳＫという）の１種であ
るπ／４シフトＱＰＳＫがよく用いられる。差動ＰＳＫ
は位相変化に情報があるので、本来送信される変調され
た信号の振幅は一定でも良い。しかし、狭帯域化して周
波数の有効利用を図るため、前記規格にも規定されてい
るようなコサインロールオフフィルタで帯域制限する場
合には、送信信号は振幅の変化を伴ったものとなる。
【０００３】一方、受信機には一般に数十ｄＢ以上もの
ダイナミックレンジが要求されるため、自動利得制御
（ＡＧＣ）によりフェージングや伝播損失の変化に伴う
信号強度の変化を吸収するか、またはリミタにより受信
信号の振幅を一定にしてから復調処理がなされる。な
お、移動局用受信機では回路が簡単なリミタが用いられ
ることが多い。復調処理としては遅延検波または同期検
波が一般的である。復調されたベースバンド信号は、送
信されるシンボルに同期させたシンボルクロックでサン
プリングされ、サンプリングされた値を適当なしきい値
と比較することにより、送信されたシンボルすなわちデ
ジタルデータを判定する。
ダイナミックレンジが要求されるため、自動利得制御
（ＡＧＣ）によりフェージングや伝播損失の変化に伴う
信号強度の変化を吸収するか、またはリミタにより受信
信号の振幅を一定にしてから復調処理がなされる。な
お、移動局用受信機では回路が簡単なリミタが用いられ
ることが多い。復調処理としては遅延検波または同期検
波が一般的である。復調されたベースバンド信号は、送
信されるシンボルに同期させたシンボルクロックでサン
プリングされ、サンプリングされた値を適当なしきい値
と比較することにより、送信されたシンボルすなわちデ
ジタルデータを判定する。
【０００４】このシンボルクロックは受信信号、あるい
はベースバンド信号を入力とするクロック再生回路によ
り再生される。具体的なクロック再生回路としては例え
ば、電子情報通信学会１９９５年通信ソサイエティ大会
講演論文集Ｂ−２８６に、受信信号の振幅変化から再生
する方式が開示されている。この方式は基地局用受信機
に好適なものだが、移動局等のリミタを用いた受信機で
は変調による振幅変化がリミタにより消失するため用い
ることができないため、位相の変化からシンボルクロッ
クを再生する方式が提案されている。例えば電子情報通
信学会１９９５年通信ソサイエティ大会講演論文集Ｂ−
２４７および電子情報通信学会１９９６年総合大会講演
論文集Ｂ−４５０に、位相をシンボルクロックの数倍の
クロックでサンプリングし、その差分値から再生クロッ
クの位相誤差を演算によって求め、同誤差をフィードバ
ックして再生クロックの位相を制御する方式が開示され
ている。この方式によればリミタを用いた受信機でもシ
ンボルクロックを再生できる。
はベースバンド信号を入力とするクロック再生回路によ
り再生される。具体的なクロック再生回路としては例え
ば、電子情報通信学会１９９５年通信ソサイエティ大会
講演論文集Ｂ−２８６に、受信信号の振幅変化から再生
する方式が開示されている。この方式は基地局用受信機
に好適なものだが、移動局等のリミタを用いた受信機で
は変調による振幅変化がリミタにより消失するため用い
ることができないため、位相の変化からシンボルクロッ
クを再生する方式が提案されている。例えば電子情報通
信学会１９９５年通信ソサイエティ大会講演論文集Ｂ−
２４７および電子情報通信学会１９９６年総合大会講演
論文集Ｂ−４５０に、位相をシンボルクロックの数倍の
クロックでサンプリングし、その差分値から再生クロッ
クの位相誤差を演算によって求め、同誤差をフィードバ
ックして再生クロックの位相を制御する方式が開示され
ている。この方式によればリミタを用いた受信機でもシ
ンボルクロックを再生できる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来のクロック再生回路では、位相信号をサンプリングが
少なくとも毎シンボル周期４回、すなわちシンボルレー
トの４倍以上ものサンプリング周波数が必要となる。さ
らに位相誤差を求めるために逆三角関数（アークタンジ
ェント）の演算が必要なため、回路規模が大きくなり消
費電流が増加し、あるいは部品原価が高くなる、等の問
題点があった。
来のクロック再生回路では、位相信号をサンプリングが
少なくとも毎シンボル周期４回、すなわちシンボルレー
トの４倍以上ものサンプリング周波数が必要となる。さ
らに位相誤差を求めるために逆三角関数（アークタンジ
ェント）の演算が必要なため、回路規模が大きくなり消
費電流が増加し、あるいは部品原価が高くなる、等の問
題点があった。
【０００６】そこで本発明は、位相信号のサンプリング
周波数がより低く、逆三角関数の演算が不要なクロック
再生回路を提供することを目的とする。
周波数がより低く、逆三角関数の演算が不要なクロック
再生回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、デジタルデータにより位相または周波数変調された
受信信号から再生シンボルクロックを発生するクロック
再生回路であって、前記受信信号を前記受信信号の搬送
波と非同期な、または同期した信号を基準として位相検
波し、ベースバンド位相信号を出力する位相検波器と、
前記ベースバンド位相信号の半シンボル周期の時間差分
をとり第１の差分位相信号を出力する第１の差分手段
と、前記第１の差分位相信号の絶対値を出力する絶対値
演算手段と、この絶対値演算手段の出力の半シンボル周
期の時間差分をとり第２の差分位相信号を出力する第２
の差分手段と、前記第２の差分位相信号の符号を前記再
生シンボルクロックに同期して半シンボル周期毎に交互
に反転させ、または反転させずに出力する符号反転手段
と、この符号反転手段の出力に接続され、位相誤差信号
を出力するループフィルタと、前記位相誤差信号によっ
て位相を制御可能なクロック発生手段とを備え、前記再
生シンボルクロックを前記クロック発生手段によって得
るようにした。
は、デジタルデータにより位相または周波数変調された
受信信号から再生シンボルクロックを発生するクロック
再生回路であって、前記受信信号を前記受信信号の搬送
波と非同期な、または同期した信号を基準として位相検
波し、ベースバンド位相信号を出力する位相検波器と、
前記ベースバンド位相信号の半シンボル周期の時間差分
をとり第１の差分位相信号を出力する第１の差分手段
と、前記第１の差分位相信号の絶対値を出力する絶対値
演算手段と、この絶対値演算手段の出力の半シンボル周
期の時間差分をとり第２の差分位相信号を出力する第２
の差分手段と、前記第２の差分位相信号の符号を前記再
生シンボルクロックに同期して半シンボル周期毎に交互
に反転させ、または反転させずに出力する符号反転手段
と、この符号反転手段の出力に接続され、位相誤差信号
を出力するループフィルタと、前記位相誤差信号によっ
て位相を制御可能なクロック発生手段とを備え、前記再
生シンボルクロックを前記クロック発生手段によって得
るようにした。
【０００８】請求項２に記載の発明は、請求項１記載の
クロック再生回路において、ベースバンド位相信号は再
生シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を
有する倍周波クロックによってサンプリングされた信号
とした。
クロック再生回路において、ベースバンド位相信号は再
生シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を
有する倍周波クロックによってサンプリングされた信号
とした。
【０００９】請求項３に記載の発明は、デジタルデータ
により位相または周波数変調された受信信号から再生シ
ンボルクロックを発生するクロック再生回路であって、
前記受信信号を前記受信信号の搬送波と非同期な、また
は同期した信号を基準として直交検波し、同相および直
交ベースバンド信号を出力する直交検波器と、前記ベー
スバンド信号を半シンボル周期遅延させ、遅延ベースバ
ンド信号を出力する遅延手段と、前記ベースバンド信号
と前記遅延ベースバンド信号の直交成分および同相成分
の積和を出力する内積演算手段と、この内積演算手段の
出力の半シンボル周期の時間差分をとり差分信号を出力
する差分手段と、前記差分信号の符号を、前記再生シン
ボルクロックに同期して半シンボル周期毎に交互に反転
させ、または反転させずに出力する符号反転手段と、前
記符号反転手段の出力に接続され、位相誤差信号を出力
するループフィルタと、前記位相誤差信号によって位相
を制御可能なクロック発生手段とを備え、前記再生シン
ボルクロックを前記クロック発生手段によって得るよう
にした。
により位相または周波数変調された受信信号から再生シ
ンボルクロックを発生するクロック再生回路であって、
前記受信信号を前記受信信号の搬送波と非同期な、また
は同期した信号を基準として直交検波し、同相および直
交ベースバンド信号を出力する直交検波器と、前記ベー
スバンド信号を半シンボル周期遅延させ、遅延ベースバ
ンド信号を出力する遅延手段と、前記ベースバンド信号
と前記遅延ベースバンド信号の直交成分および同相成分
の積和を出力する内積演算手段と、この内積演算手段の
出力の半シンボル周期の時間差分をとり差分信号を出力
する差分手段と、前記差分信号の符号を、前記再生シン
ボルクロックに同期して半シンボル周期毎に交互に反転
させ、または反転させずに出力する符号反転手段と、前
記符号反転手段の出力に接続され、位相誤差信号を出力
するループフィルタと、前記位相誤差信号によって位相
を制御可能なクロック発生手段とを備え、前記再生シン
ボルクロックを前記クロック発生手段によって得るよう
にした。
【００１０】請求項４に記載の発明は、請求項３記載の
クロック再生回路において、ベースバンド信号は再生シ
ンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有す
る倍周波クロックによってサンプリングされた信号とし
た。
クロック再生回路において、ベースバンド信号は再生シ
ンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有す
る倍周波クロックによってサンプリングされた信号とし
た。
【００１１】請求項５に記載の発明は、デジタルデータ
により位相または周波数変調された受信信号から再生シ
ンボルクロックを発生するクロック再生回路であって、
振幅制限回路により二値化された前記受信信号を半シン
ボル周期遅延させる遅延手段と、前記二値化された受信
信号と前記遅延手段の出力との排他的論理和を出力する
内積演算手段と、この内積演算手段の出力を平均化する
ローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ出力の半シ
ンボル周期の時間差分をとり差分信号を出力する差分手
段と、前記差分信号の符号を前記再生シンボルクロック
に同期して半シンボル周期毎に交互に反転させ、または
反転させずに出力する符号反転手段と、この符号反転手
段の出力に接続され、位相誤差信号を出力するループフ
ィルタと、前記位相誤差信号によって位相を制御可能な
クロック発生手段とを備え、前記再生シンボルクロック
を前記クロック発生手段によって得るようにした。
により位相または周波数変調された受信信号から再生シ
ンボルクロックを発生するクロック再生回路であって、
振幅制限回路により二値化された前記受信信号を半シン
ボル周期遅延させる遅延手段と、前記二値化された受信
信号と前記遅延手段の出力との排他的論理和を出力する
内積演算手段と、この内積演算手段の出力を平均化する
ローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ出力の半シ
ンボル周期の時間差分をとり差分信号を出力する差分手
段と、前記差分信号の符号を前記再生シンボルクロック
に同期して半シンボル周期毎に交互に反転させ、または
反転させずに出力する符号反転手段と、この符号反転手
段の出力に接続され、位相誤差信号を出力するループフ
ィルタと、前記位相誤差信号によって位相を制御可能な
クロック発生手段とを備え、前記再生シンボルクロック
を前記クロック発生手段によって得るようにした。
【００１２】請求項６に記載の発明は、請求項５記載の
クロック再生回路において、差分手段の入力信号は、再
生シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を
有する倍周波クロックによってサンプリングされた信号
とした。
クロック再生回路において、差分手段の入力信号は、再
生シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を
有する倍周波クロックによってサンプリングされた信号
とした。
【００１３】請求項７に記載の発明は、請求項１から６
のいずれかに記載のクロック再生回路において、受信開
始時にループフィルタ出力が一定値以下の場合にはクロ
ック発生手段の出力位相を９０度変化させるよう制御す
る手段を備えた。
のいずれかに記載のクロック再生回路において、受信開
始時にループフィルタ出力が一定値以下の場合にはクロ
ック発生手段の出力位相を９０度変化させるよう制御す
る手段を備えた。
【００１４】
【発明の実施の形態】請求項１の発明によれば、位相検
波を備えた復調回路に容易に適応でき、再生シンボルク
ロックの位相誤差を求めるためのアークタンジェント演
算が不要になる。
波を備えた復調回路に容易に適応でき、再生シンボルク
ロックの位相誤差を求めるためのアークタンジェント演
算が不要になる。
【００１５】請求項２の発明によれば、位相信号のサン
プリングが毎シンボル周期２回となり、以下の差分演算
等も毎シンボル周期２回の演算となるため、信号処理の
演算量が低減する。
プリングが毎シンボル周期２回となり、以下の差分演算
等も毎シンボル周期２回の演算となるため、信号処理の
演算量が低減する。
【００１６】請求項３の発明によれば、直交検波回路を
備えた復調回路に容易に適応でき、再生シンボルクロッ
クの位相誤差を求めるためのアークタンジェント演算が
不要になる。
備えた復調回路に容易に適応でき、再生シンボルクロッ
クの位相誤差を求めるためのアークタンジェント演算が
不要になる。
【００１７】請求項４の発明によれば、ベースバンド信
号のサンプリングが毎シンボル周期２回となり、以下の
差分演算等も毎シンボル周期２回の演算となるため、信
号処理の演算量が低減する。
号のサンプリングが毎シンボル周期２回となり、以下の
差分演算等も毎シンボル周期２回の演算となるため、信
号処理の演算量が低減する。
【００１８】請求項５の発明によれば、絶対値演算や積
和演算を用いないため信号処理が簡単になり、再生シン
ボルクロックの位相誤差を求めるためのアークタンジェ
ント演算が不要になる。
和演算を用いないため信号処理が簡単になり、再生シン
ボルクロックの位相誤差を求めるためのアークタンジェ
ント演算が不要になる。
【００１９】請求項６の発明によれば、差分手段以下の
サンプリングが毎シンボル周期２回となり、毎シンボル
周期２回の演算となるため、信号処理の演算量が低減す
る。
サンプリングが毎シンボル周期２回となり、毎シンボル
周期２回の演算となるため、信号処理の演算量が低減す
る。
【００２０】請求項７の発明によれば、受信開始時に高
速に再生クロックの位相を引き込める。
速に再生クロックの位相を引き込める。
【００２１】（実施の形態１）図１は本発明の実施の形
態１におけるクロック再生回路のブロック図、図２およ
び図３は同クロック再生回路の波形図である。
態１におけるクロック再生回路のブロック図、図２およ
び図３は同クロック再生回路の波形図である。
【００２２】図１において、１は位相検波回路で、再生
シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有
する倍周波クロックの立ち上がりによってサンプリング
されたベースバンド位相信号を、例えば８ビット程度で
量子化されたパラレルデジタル信号により出力する。２
は第１の差分手段としての差分回路で、倍周波クロック
によって駆動されるラッチ回路２１および減算器２２か
ら構成される。３は絶対値回路、４は第２の差分手段と
しての差分回路で、差分回路２と同じ構成のものであ
る。５は符号反転手段としての符号反転回路で、倍周波
クロックの立ち上がり毎に入力信号の符号の反転と非反
転を交互に切り換えて出力する。本実施の形態では再生
シンボルクロックと倍周波クロックが共に立ち上がるタ
イミングでは符号を反転させ、倍周波クロックが立ち上
がり再生シンボルクロックが立ち下がるタイミングでは
符号を非反転とする動作を行うものである。
シンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有
する倍周波クロックの立ち上がりによってサンプリング
されたベースバンド位相信号を、例えば８ビット程度で
量子化されたパラレルデジタル信号により出力する。２
は第１の差分手段としての差分回路で、倍周波クロック
によって駆動されるラッチ回路２１および減算器２２か
ら構成される。３は絶対値回路、４は第２の差分手段と
しての差分回路で、差分回路２と同じ構成のものであ
る。５は符号反転手段としての符号反転回路で、倍周波
クロックの立ち上がり毎に入力信号の符号の反転と非反
転を交互に切り換えて出力する。本実施の形態では再生
シンボルクロックと倍周波クロックが共に立ち上がるタ
イミングでは符号を反転させ、倍周波クロックが立ち上
がり再生シンボルクロックが立ち下がるタイミングでは
符号を非反転とする動作を行うものである。
【００２３】６はループフィルタで、シンボル周波数よ
りも低い適当なカットオフ周波数を有するローパスフィ
ルタ、あるいはデジタルＰＬＬ等でループフィルタとし
てよく用いられるランダムウォークフィルタでも良い。
７はクロック発生手段としてのカウンタあるいは可変分
周器で、シンボルクロックよりも高くかつ整数倍の周波
数のシステムクロックを分周して再生シンボルクロック
および倍周波クロックを発生させる。上記分周比は、ル
ープフィルタ６から出力される位相誤差信号が遅れの場
合には分周比を小さくし、再生シンボルクロックおよび
倍周波クロックの位相を進ませ、進みの場合には分周比
を大きくして同位相を遅らせる。
りも低い適当なカットオフ周波数を有するローパスフィ
ルタ、あるいはデジタルＰＬＬ等でループフィルタとし
てよく用いられるランダムウォークフィルタでも良い。
７はクロック発生手段としてのカウンタあるいは可変分
周器で、シンボルクロックよりも高くかつ整数倍の周波
数のシステムクロックを分周して再生シンボルクロック
および倍周波クロックを発生させる。上記分周比は、ル
ープフィルタ６から出力される位相誤差信号が遅れの場
合には分周比を小さくし、再生シンボルクロックおよび
倍周波クロックの位相を進ませ、進みの場合には分周比
を大きくして同位相を遅らせる。
【００２４】以上のように構成されたクロック再生回路
について、以下その動作を説明する。受信信号はπ／４
シフトＱＰＳＫあるいはπ／２シフトＢＰＳＫ変調され
た信号とする。本実施の形態ではベースバンド位相信号
が倍周波クロックの立ち上がりによってサンプリングさ
れ、差分回路２および４にラッチ回路を用いたが、サン
プリングされず、かつラッチ回路に代えて半シンボル周
期分の遅延線を用いた回路を仮定すると、差分回路４の
出力には図２（ａ）に示したような、振幅が変調データ
により変化する正弦波状の信号が得られる。雑音などに
より多少ジッタが生じるが、この正弦波状の信号が下向
きにゼロクロスする点すなわち符号が正から負へ変化す
る点がシンボル点、つまり復調後のベースバンド信号を
サンプリングしてシンボル（データ）を判定すべきタイ
ミングとなる。しかし本実施の形態では倍周波クロック
でサンプリングされた信号なので、実際には図２（ａ）
の黒丸で示した信号となる。
について、以下その動作を説明する。受信信号はπ／４
シフトＱＰＳＫあるいはπ／２シフトＢＰＳＫ変調され
た信号とする。本実施の形態ではベースバンド位相信号
が倍周波クロックの立ち上がりによってサンプリングさ
れ、差分回路２および４にラッチ回路を用いたが、サン
プリングされず、かつラッチ回路に代えて半シンボル周
期分の遅延線を用いた回路を仮定すると、差分回路４の
出力には図２（ａ）に示したような、振幅が変調データ
により変化する正弦波状の信号が得られる。雑音などに
より多少ジッタが生じるが、この正弦波状の信号が下向
きにゼロクロスする点すなわち符号が正から負へ変化す
る点がシンボル点、つまり復調後のベースバンド信号を
サンプリングしてシンボル（データ）を判定すべきタイ
ミングとなる。しかし本実施の形態では倍周波クロック
でサンプリングされた信号なので、実際には図２（ａ）
の黒丸で示した信号となる。
【００２５】この信号に対し、再生シンボルクロックお
よび倍周波クロックがそれぞれ図２（ｂ）および（ｃ）
に示すタイミング、すなわち再生シンボルクロックの位
相が遅れていたとすると、符号反転回路５の出力には同
図（ｄ）の黒丸で示した正の信号が得られる。そしてこ
の信号はループフィルタ６によって平均化され、可変分
周器の分周比を減じて位相を進ませる。反対に再生シン
ボルクロックの位相が進んでいたとすると、各部の信号
は図３に示す関係になり、符号反転回路５の出力には同
図（ｄ）の黒丸で示した負の信号が得られる。そしてこ
の信号はループフィルタ６によって平均化され、可変分
周器の分周比を増して位相を遅らせる。従って再生シン
ボルクロックの位相誤差に対し負帰還がかかるので、シ
ンボル点に同期した位相のシンボルクロックが再生でき
る。
よび倍周波クロックがそれぞれ図２（ｂ）および（ｃ）
に示すタイミング、すなわち再生シンボルクロックの位
相が遅れていたとすると、符号反転回路５の出力には同
図（ｄ）の黒丸で示した正の信号が得られる。そしてこ
の信号はループフィルタ６によって平均化され、可変分
周器の分周比を減じて位相を進ませる。反対に再生シン
ボルクロックの位相が進んでいたとすると、各部の信号
は図３に示す関係になり、符号反転回路５の出力には同
図（ｄ）の黒丸で示した負の信号が得られる。そしてこ
の信号はループフィルタ６によって平均化され、可変分
周器の分周比を増して位相を遅らせる。従って再生シン
ボルクロックの位相誤差に対し負帰還がかかるので、シ
ンボル点に同期した位相のシンボルクロックが再生でき
る。
【００２６】（実施の形態２）図４は本発明の実施の形
態２におけるクロック再生回路のブロック図である。図
４において、１０は直交検波器で、再生シンボルクロッ
クに同期した半シンボル周期の周期を有する倍周波クロ
ックの立ち上がりによってサンプリングされた同相およ
び直交の各ベースバンド信号を、例えば８ビット程度で
量子化されたパラレルデジタル信号により出力する。２
０は遅延手段としての遅延回路で、倍周波クロックによ
って駆動されるラッチ回路により構成され、入力される
同相および直交の各ベースバンド信号を各半シンボル周
期遅延させる。
態２におけるクロック再生回路のブロック図である。図
４において、１０は直交検波器で、再生シンボルクロッ
クに同期した半シンボル周期の周期を有する倍周波クロ
ックの立ち上がりによってサンプリングされた同相およ
び直交の各ベースバンド信号を、例えば８ビット程度で
量子化されたパラレルデジタル信号により出力する。２
０は遅延手段としての遅延回路で、倍周波クロックによ
って駆動されるラッチ回路により構成され、入力される
同相および直交の各ベースバンド信号を各半シンボル周
期遅延させる。
【００２７】３０は内積演算回路で、ベースバンド信号
と半シンボル遅延したベースバンド信号を、同相・直交
各成分毎に積をとり、その和を出力する回路で、乗算器
３１および加算器３２から構成される。５０は符号反転
手段としての符号反転回路で、倍周波クロックの立ち上
がり毎に入力信号の符号の反転と非反転を交互に切り換
えて出力する。本実施形態では再生シンボルクロックと
倍周波クロックが共に立ち上がるタイミングでは符号を
非反転とし、倍周波クロックが立ち上がり再生シンボル
クロックが立ち下がるタイミングでは符号を反転させる
動作を行うものである。４は差分手段としての差分回
路、６はループフィルタで、７はクロック発生手段とし
てのカウンタあるいは可変分周器で、これらは第１の実
施形態で説明したものと同一である。
と半シンボル遅延したベースバンド信号を、同相・直交
各成分毎に積をとり、その和を出力する回路で、乗算器
３１および加算器３２から構成される。５０は符号反転
手段としての符号反転回路で、倍周波クロックの立ち上
がり毎に入力信号の符号の反転と非反転を交互に切り換
えて出力する。本実施形態では再生シンボルクロックと
倍周波クロックが共に立ち上がるタイミングでは符号を
非反転とし、倍周波クロックが立ち上がり再生シンボル
クロックが立ち下がるタイミングでは符号を反転させる
動作を行うものである。４は差分手段としての差分回
路、６はループフィルタで、７はクロック発生手段とし
てのカウンタあるいは可変分周器で、これらは第１の実
施形態で説明したものと同一である。
【００２８】次に動作を説明する。本実施の形態の構成
において、内積演算回路３０の出力には、図１における
絶対値回路３の出力に相当する信号が現れる。つまり、
半シンボル周期の位相差すなわち位相の差分値の余弦
（コサイン）に比例した信号が得られる。従ってこの信
号は同差分値の絶対値に対して単調に減少するので、差
分回路４の出力は図２および図３の（ａ）で示した信号
の符号を反転させた信号となる。しかし、符号反転回路
５０の符号反転規則が第１の実施形態とは逆なので、同
回路の出力は図２および図３の（ｄ）で示した信号と同
様の信号となる。よって第１の実施形態同様にシンボル
点に同期した位相のシンボルクロックが再生できる。本
実施の形態によれば、直交検波器を用いた復調器に適用
する場合に好適なクロック再生回路を実現できる。
において、内積演算回路３０の出力には、図１における
絶対値回路３の出力に相当する信号が現れる。つまり、
半シンボル周期の位相差すなわち位相の差分値の余弦
（コサイン）に比例した信号が得られる。従ってこの信
号は同差分値の絶対値に対して単調に減少するので、差
分回路４の出力は図２および図３の（ａ）で示した信号
の符号を反転させた信号となる。しかし、符号反転回路
５０の符号反転規則が第１の実施形態とは逆なので、同
回路の出力は図２および図３の（ｄ）で示した信号と同
様の信号となる。よって第１の実施形態同様にシンボル
点に同期した位相のシンボルクロックが再生できる。本
実施の形態によれば、直交検波器を用いた復調器に適用
する場合に好適なクロック再生回路を実現できる。
【００２９】（実施の形態３）図５は本発明の実施の形
態３におけるクロック再生回路のブロック図である。図
５において、２５は遅延手段としての遅延線で、リミタ
により二値化された受信信号を半シンボル周期遅延させ
る。３５は排他的論理和回路、３６は受信信号の搬送波
周波数より低くシンボル周波数より高いカットオフ周波
数を持ったローパスフィルタ、３７はＡ／Ｄ変換器で、
入力信号を半シンボル周期の周期を有する倍周波クロッ
クの立ち上がりによってサンプリングし、例えば８ビッ
ト程度で量子化されたパラレルデジタル信号により出力
する。４は差分手段としての差分回路、５は符号反転手
段としての符号反転回路、６はループフィルタ、７はク
ロック発生手段としてのカウンタあるいは可変分周器
で、これらは実施の形態１の図１で説明したものと同一
である。
態３におけるクロック再生回路のブロック図である。図
５において、２５は遅延手段としての遅延線で、リミタ
により二値化された受信信号を半シンボル周期遅延させ
る。３５は排他的論理和回路、３６は受信信号の搬送波
周波数より低くシンボル周波数より高いカットオフ周波
数を持ったローパスフィルタ、３７はＡ／Ｄ変換器で、
入力信号を半シンボル周期の周期を有する倍周波クロッ
クの立ち上がりによってサンプリングし、例えば８ビッ
ト程度で量子化されたパラレルデジタル信号により出力
する。４は差分手段としての差分回路、５は符号反転手
段としての符号反転回路、６はループフィルタ、７はク
ロック発生手段としてのカウンタあるいは可変分周器
で、これらは実施の形態１の図１で説明したものと同一
である。
【００３０】次に動作を説明する。一般に排他的論理和
回路に位相の異なるクロックパルスを入力すれば、同位
相の場合には出力は常に０で位相差に比例して１となる
期間の比率（デューティー比）が増加する。従って本実
施形態の構成において、排他的論理和回路３５に接続さ
れたローパスフィルタ３６の出力には、半シンボル周期
の位相差すなわち位相の差分値に比例した信号が得られ
る。従ってこの信号は実施の形態１における図１におけ
る絶対値回路３の出力と同等の信号が現れる。ゆえに差
分回路４の出力は図２および図３の（ａ）で示した信号
と同一となり、符号反転回路５の出力も図２および図３
の（ｄ）で示した信号と同等の信号となる。よって実施
の形態１と同様にシンボル点に同期した位相のシンボル
クロックが再生できる。本実施の形態によれば、乗算や
絶対値演算回路のない簡単な回路でクロック再生回路を
実現できる。
回路に位相の異なるクロックパルスを入力すれば、同位
相の場合には出力は常に０で位相差に比例して１となる
期間の比率（デューティー比）が増加する。従って本実
施形態の構成において、排他的論理和回路３５に接続さ
れたローパスフィルタ３６の出力には、半シンボル周期
の位相差すなわち位相の差分値に比例した信号が得られ
る。従ってこの信号は実施の形態１における図１におけ
る絶対値回路３の出力と同等の信号が現れる。ゆえに差
分回路４の出力は図２および図３の（ａ）で示した信号
と同一となり、符号反転回路５の出力も図２および図３
の（ｄ）で示した信号と同等の信号となる。よって実施
の形態１と同様にシンボル点に同期した位相のシンボル
クロックが再生できる。本実施の形態によれば、乗算や
絶対値演算回路のない簡単な回路でクロック再生回路を
実現できる。
【００３１】なお、上記各実施の形態における可変分周
器７は、電圧制御発振器でも良い。また、上記各実施の
形態においてループフィルタ６の出力に制御手段を設
け、受信開始時に同出力が一定値以下の場合には強制的
に可変分周器７の出力位相を９０度変化させるよう制御
しても良い。この場合、受信開始時に、たまたま再生シ
ンボルクロックの位相誤差がちょうど１８０度であった
時の位相引き込みを高速化できる。
器７は、電圧制御発振器でも良い。また、上記各実施の
形態においてループフィルタ６の出力に制御手段を設
け、受信開始時に同出力が一定値以下の場合には強制的
に可変分周器７の出力位相を９０度変化させるよう制御
しても良い。この場合、受信開始時に、たまたま再生シ
ンボルクロックの位相誤差がちょうど１８０度であった
時の位相引き込みを高速化できる。
【００３２】
【発明の効果】本発明によれば、位相信号のサンプリン
グ周波数が従来の１／２の毎シンボル２回でクロック再
生動作が可能であり、回路全体の動作クロックが従来の
１／２で済むため消費電流が低減でき、Ａ／Ｄ変換器な
ども安価なものが使用可能である。さらに逆三角関数の
演算が不要なため回路が簡単になり、小型化、低消費電
力かが可能である。また、受信信号入力はＡＧＣに比べ
て回路が簡単なリミタにより振幅制限されたもので良い
ので、特に携帯型の移動通信機器に好適な優れたクロッ
ク再生回路を実現できる。
グ周波数が従来の１／２の毎シンボル２回でクロック再
生動作が可能であり、回路全体の動作クロックが従来の
１／２で済むため消費電流が低減でき、Ａ／Ｄ変換器な
ども安価なものが使用可能である。さらに逆三角関数の
演算が不要なため回路が簡単になり、小型化、低消費電
力かが可能である。また、受信信号入力はＡＧＣに比べ
て回路が簡単なリミタにより振幅制限されたもので良い
ので、特に携帯型の移動通信機器に好適な優れたクロッ
ク再生回路を実現できる。
【図１】本発明の実施の形態１におけるクロック再生回
路のブロック図
路のブロック図
【図２】本発明の実施の形態１におけるクロック再生回
路の波形図
路の波形図
【図３】本発明の実施の形態１におけるクロック再生回
路の波形図
路の波形図
【図４】本発明の実施の形態２におけるクロック再生回
路のブロック図
路のブロック図
【図５】本発明の実施の形態３におけるクロック再生回
路のブロック図
路のブロック図
【符号の説明】 １ 位相検波回路 ２，４ 差分回路 ３ 絶対値回路 ５，５０ 符号反転回路 ６ ループフィルタ ７ 可変分周器 １０ 直交検波器 ２０ 遅延回路 ２５ 遅延線 ３０ 内積演算回路 ３５ 排他的論理和回路 ３６ ローパスフィルタ
Claims (7)
- 【請求項１】デジタルデータにより位相または周波数変
調された受信信号から再生シンボルクロックを発生する
クロック再生回路であって、前記受信信号を前記受信信
号の搬送波と非同期な、または同期した信号を基準とし
て位相検波し、ベースバンド位相信号を出力する位相検
波器と、前記ベースバンド位相信号の半シンボル周期の
時間差分をとり第１の差分位相信号を出力する第１の差
分手段と、前記第１の差分位相信号の絶対値を出力する
絶対値演算手段と、この絶対値演算手段の出力の半シン
ボル周期の時間差分をとり第２の差分位相信号を出力す
る第２の差分手段と、前記第２の差分位相信号の符号を
前記再生シンボルクロックに同期して半シンボル周期毎
に交互に反転させ、または反転させずに出力する符号反
転手段と、この符号反転手段の出力に接続され、位相誤
差信号を出力するループフィルタと、前記位相誤差信号
によって位相を制御可能なクロック発生手段とを備え、
前記再生シンボルクロックを前記クロック発生手段によ
って得ることを特徴とするクロック再生回路。 - 【請求項２】前記ベースバンド位相信号は、前記再生シ
ンボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有す
る倍周波クロックによってサンプリングされた信号であ
ることを特徴とする請求項１記載のクロック再生回路。 - 【請求項３】デジタルデータにより位相または周波数変
調された受信信号から再生シンボルクロックを発生する
クロック再生回路であって、前記受信信号を前記受信信
号の搬送波と非同期な、または同期した信号を基準とし
て直交検波し、同相および直交ベースバンド信号を出力
する直交検波器と、前記ベースバンド信号を半シンボル
周期遅延させ、遅延ベースバンド信号を出力する遅延手
段と、前記ベースバンド信号と前記遅延ベースバンド信
号の直交成分および同相成分の積和を出力する内積演算
手段と、この内積演算手段の出力の半シンボル周期の時
間差分をとり差分信号を出力する差分手段と、前記差分
信号の符号を前記再生シンボルクロックに同期して半シ
ンボル周期毎に交互に反転させ、または反転させずに出
力する符号反転手段と、この符号反転手段の出力に接続
され、位相誤差信号を出力するループフィルタと、前記
位相誤差信号によって位相を制御可能なクロック発生手
段とを備え、前記再生シンボルクロックを前記クロック
発生手段によって得ることを特徴とするクロック再生回
路。 - 【請求項４】前記ベースバンド信号は、前記再生シンボ
ルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有する倍
周波クロックによってサンプリングされた信号であるこ
とを特徴とする請求項３記載のクロック再生回路。 - 【請求項５】デジタルデータにより位相または周波数変
調された受信信号から再生シンボルクロックを発生する
クロック再生回路であって、振幅制限回路により二値化
された前記受信信号を半シンボル周期遅延させる遅延手
段と、前記二値化された受信信号と前記遅延手段の出力
との排他的論理和を出力する内積演算手段と、この内積
演算手段の出力を平均化するローパスフィルタと、この
ローパスフィルタの出力の半シンボル周期の時間差分を
とり差分信号を出力する差分手段と、前記差分信号の符
号を前記再生シンボルクロックに同期して半シンボル周
期毎に交互に反転させ、または反転させずに出力する符
号反転手段と、この符号反転手段の出力に接続され、位
相誤差信号を出力するループフィルタと、前記位相誤差
信号によって位相を制御可能なクロック発生手段とを備
え、前記再生シンボルクロックを前記クロック発生手段
によって得ることを特徴とするクロック再生回路。 - 【請求項６】前記差分手段の入力信号は、前記再生シン
ボルクロックに同期した半シンボル周期の周期を有する
倍周波クロックによってサンプリングされた信号である
ことを特徴とする請求項５記載のクロック再生回路。 - 【請求項７】受信開始時に前記ループフィルタの出力が
一定値以下の場合には、前記クロック発生手段の出力位
相を９０度変化させるよう制御する手段を備えたことを
特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のクロック
再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8180333A JPH1028149A (ja) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | クロック再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8180333A JPH1028149A (ja) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | クロック再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1028149A true JPH1028149A (ja) | 1998-01-27 |
Family
ID=16081396
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8180333A Pending JPH1028149A (ja) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | クロック再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1028149A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999063721A1 (en) * | 1998-05-29 | 1999-12-09 | Nokia Networks Oy | Symbol synchronizing method |
| JP2008219727A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Yokogawa Electric Corp | 復調装置 |
| CN114785475A (zh) * | 2022-04-11 | 2022-07-22 | 金陵科技学院 | 一种Gardner定时误差检测的增强方法 |
-
1996
- 1996-07-10 JP JP8180333A patent/JPH1028149A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999063721A1 (en) * | 1998-05-29 | 1999-12-09 | Nokia Networks Oy | Symbol synchronizing method |
| JP2008219727A (ja) * | 2007-03-07 | 2008-09-18 | Yokogawa Electric Corp | 復調装置 |
| CN114785475A (zh) * | 2022-04-11 | 2022-07-22 | 金陵科技学院 | 一种Gardner定时误差检测的增强方法 |
| CN114785475B (zh) * | 2022-04-11 | 2023-09-22 | 金陵科技学院 | 一种Gardner定时误差检测的增强方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20031126 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040309 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040629 |