JP3419658B2 - ディジタル無線通信用復調装置 - Google Patents
ディジタル無線通信用復調装置Info
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号に
よって周波数変調または位相変調された信号で通信を行
う無線通信システム、特に変調方式に差動符号化方式、
例えばπ／４シフト差動ＱＰＳＫ方式等を採用している
無線通信システムの基地局および端末局に用いられる復
調装置に関するものである。
よって周波数変調または位相変調された信号で通信を行
う無線通信システム、特に変調方式に差動符号化方式、
例えばπ／４シフト差動ＱＰＳＫ方式等を採用している
無線通信システムの基地局および端末局に用いられる復
調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル自動車／携帯電話シス
テムの、周波数資源の有効活用やデータ伝送の高速化と
いったマルチメディア対応へ向けての期待がよりいっそ
う膨らみつつある。ディジタル伝送方式は、誤り検出・
誤り訂正技術を用いて高伝送品質・高信頼性・高秘匿性
を実現しやすい上に、アナログ伝送のような忠実な伝送
波形やスペクトルの再生が不要であるために狭帯域化や
多重化に適し、さらに、音声・画像・データなどを統合
的にシームレスに取り扱えることなどから、今後のマル
チメディア情報化社会に欠かせない通信方式のーつとし
て注目されている。さらに、ここ数年のパソコン通信や
インターネットに見られるようなパソコンを利用した情
報アクセスサービスの急激な広がりや通信料金の低下
は、ディジタル自動車／携帯電話システムの普及に更な
る拍車をかけ、同システムの利用者は今後も増え続ける
と予想される。
テムの、周波数資源の有効活用やデータ伝送の高速化と
いったマルチメディア対応へ向けての期待がよりいっそ
う膨らみつつある。ディジタル伝送方式は、誤り検出・
誤り訂正技術を用いて高伝送品質・高信頼性・高秘匿性
を実現しやすい上に、アナログ伝送のような忠実な伝送
波形やスペクトルの再生が不要であるために狭帯域化や
多重化に適し、さらに、音声・画像・データなどを統合
的にシームレスに取り扱えることなどから、今後のマル
チメディア情報化社会に欠かせない通信方式のーつとし
て注目されている。さらに、ここ数年のパソコン通信や
インターネットに見られるようなパソコンを利用した情
報アクセスサービスの急激な広がりや通信料金の低下
は、ディジタル自動車／携帯電話システムの普及に更な
る拍車をかけ、同システムの利用者は今後も増え続ける
と予想される。
【０００３】ところで、現在、ＰＨＳやＰＤＣに代表さ
れる携帯電話端末の中には、大きさにして１００ｃｃ以
下、重さにして１００ｇ以下と言ったかなり小型のもの
まで登場しているが、このような端末の小型化は既存の
ディジタル伝送方式では限界に近づいてきている。
れる携帯電話端末の中には、大きさにして１００ｃｃ以
下、重さにして１００ｇ以下と言ったかなり小型のもの
まで登場しているが、このような端末の小型化は既存の
ディジタル伝送方式では限界に近づいてきている。
【０００４】一般に、ディジタル信号によって周波数変
調または位相変調された信号で通信を行う無線通信シス
テムの基地局および端末局の復調装置には、図６に示す
ような直交復調方式が採用されている。この直交復調方
式の復調装置では、アンテナ８１で受信した信号を周波
数変換手段８２、混合器８３、π／２位相器９０および
局部発振器８９からなる部分にて、直交するべースバン
ド信号（同相成分および直交相成分）に周波数変換し、
それぞれの相（チャネル）毎に、低域漏波器（ＬＰＦ）
８４、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）８５、ルートロールオフフ
ィルタ（ＲＲＯＦ）８６、遅延検波器８７および判定・
復調処理部８８を通してＡＤ変換、帯城制限および検波
復調を行っており、全体の回路規模が大きなものとな
る。
調または位相変調された信号で通信を行う無線通信シス
テムの基地局および端末局の復調装置には、図６に示す
ような直交復調方式が採用されている。この直交復調方
式の復調装置では、アンテナ８１で受信した信号を周波
数変換手段８２、混合器８３、π／２位相器９０および
局部発振器８９からなる部分にて、直交するべースバン
ド信号（同相成分および直交相成分）に周波数変換し、
それぞれの相（チャネル）毎に、低域漏波器（ＬＰＦ）
８４、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）８５、ルートロールオフフ
ィルタ（ＲＲＯＦ）８６、遅延検波器８７および判定・
復調処理部８８を通してＡＤ変換、帯城制限および検波
復調を行っており、全体の回路規模が大きなものとな
る。
【０００５】また、ＰＨＳやＰＤＣで採用されている差
動変調方式の場合、直交ベースバンド信号を差動検波す
るための複素乗算処理を実現するために、図７に示すよ
うに、通常は遅延検波器８７内に４つの乗算器９２と２
つの加算器９３を用意する必要があり、やはり全体の回
路規模が大きくなる。このような事情により携帯電話に
直交復調方式を採用することは敬遠されつつある。ま
た、最近注目されつつあるＤＳＰによるソフトウェア受
信機でも、遅延検波処理で多くのインストラクションを
費やすことになるので、処理量の削減が望まれる。
動変調方式の場合、直交ベースバンド信号を差動検波す
るための複素乗算処理を実現するために、図７に示すよ
うに、通常は遅延検波器８７内に４つの乗算器９２と２
つの加算器９３を用意する必要があり、やはり全体の回
路規模が大きくなる。このような事情により携帯電話に
直交復調方式を採用することは敬遠されつつある。ま
た、最近注目されつつあるＤＳＰによるソフトウェア受
信機でも、遅延検波処理で多くのインストラクションを
費やすことになるので、処理量の削減が望まれる。
【０００６】以上の点から現在は直交復調方式に代わっ
て中間周波数帯（ＩＦ）の受信信号から直接位相成分を
抽出し検波処理を行うＩＦ復調方式が積極的に採用され
ている。この方式のメリットは以下の通りである。
て中間周波数帯（ＩＦ）の受信信号から直接位相成分を
抽出し検波処理を行うＩＦ復調方式が積極的に採用され
ている。この方式のメリットは以下の通りである。
【０００７】（１）直交ベースバンドへの周波数変換が
不要 直交復調方式に不可欠なＩＦ信号分配器、混合器（×
２）、π／２位相器、局部発振器、ローパスフィルタ
（×２）等の部品が不要となる。
不要 直交復調方式に不可欠なＩＦ信号分配器、混合器（×
２）、π／２位相器、局部発振器、ローパスフィルタ
（×２）等の部品が不要となる。
【０００８】（２）ＡＤ変換器が不要
直交復調方式に不可欠なベースバンド信号の同相成分
用、直交成分用のＡＤ変換器が不要となる。
用、直交成分用のＡＤ変換器が不要となる。
【０００９】（３）ディジタルフィルタが不要
直交復調方式に不可欠なベースバンド信号の同相成分
用、直交相成分用のディジタルローパスフィルタが不要
となる。
用、直交相成分用のディジタルローパスフィルタが不要
となる。
【００１０】（４）複素遅延検波（差動検波）器が不要
直交復調方式では、ベースバンド信号を複素信号として
取り扱うため、差動検波処理には４回の乗算処理と２回
の加算処理を行う必要があるが、ＩＦ受信信号から直接
位相成分を抽出すれば、差動検波処理は１回の減算処理
で実現できる。（５）低量子化精度化 直交復調方式では、直交分解された受信信号の振幅成分
を取り扱うため、フェージングによる振幅変動を考慮し
てダイナミックレンジを大きく設定しなくてはならず、
高量子化精度が要求される。これに対し、ＩＦ受信信号
から直接位相成分を抽出すれば、振幅成分とは無関係
に、０〜２πの位相成分に対するダイナミックレンジを
設定できる。これはたかだか５〜６ビット程度で十分で
ある。
取り扱うため、差動検波処理には４回の乗算処理と２回
の加算処理を行う必要があるが、ＩＦ受信信号から直接
位相成分を抽出すれば、差動検波処理は１回の減算処理
で実現できる。（５）低量子化精度化 直交復調方式では、直交分解された受信信号の振幅成分
を取り扱うため、フェージングによる振幅変動を考慮し
てダイナミックレンジを大きく設定しなくてはならず、
高量子化精度が要求される。これに対し、ＩＦ受信信号
から直接位相成分を抽出すれば、振幅成分とは無関係
に、０〜２πの位相成分に対するダイナミックレンジを
設定できる。これはたかだか５〜６ビット程度で十分で
ある。
【００１１】以上のようにＩＦ復調方式は、従来の直交
復調方式と比較して数多くの利点を持つため、ＰＨＳや
ＰＤＣだけでなく、今後成長が期持されるパーソナル通
信の分野のコア技術となり得る。
復調方式と比較して数多くの利点を持つため、ＰＨＳや
ＰＤＣだけでなく、今後成長が期持されるパーソナル通
信の分野のコア技術となり得る。
【００１２】自動車電話および携帯電話をはじめ、これ
からのパーソナル通信端末ではモビリティが追及され
る。移動しながらの高品質な通信を実現することはかな
り厳しく、通信システム自体に移動に対する耐性を持た
せる必要性が増してきている。差動変調方式は、移動受
信の要求を解決し得る手段の一つとして注目されてお
り、多くの通信システムで採用されている。この差動変
調方式は位相変調の一種で、絶対位相に送信情報をマッ
ピングするのではなく、相対位相（位相差）に送信情報
をマッピングすることにより達成される。その結果、移
動受信に特有のフェージング歪みに対する極めて強い耐
性を持たせることができる。
からのパーソナル通信端末ではモビリティが追及され
る。移動しながらの高品質な通信を実現することはかな
り厳しく、通信システム自体に移動に対する耐性を持た
せる必要性が増してきている。差動変調方式は、移動受
信の要求を解決し得る手段の一つとして注目されてお
り、多くの通信システムで採用されている。この差動変
調方式は位相変調の一種で、絶対位相に送信情報をマッ
ピングするのではなく、相対位相（位相差）に送信情報
をマッピングすることにより達成される。その結果、移
動受信に特有のフェージング歪みに対する極めて強い耐
性を持たせることができる。
【００１３】しかし、差動変調方式に対する非同期の差
動復調方式は、簡便な構成で実現できるものの受信Ｓ／
Ｎが若干劣る。そこで受信特性を改善可能な同期検波方
式が検討されている。同期検波方式は、非同期検波方式
である差動検波（差動復調）方式よりも２〜３（ｄＢ）
程度の受信特性の改善が期待できる。しかしその反面、
受信機を送信機に同期させるための処理が複雑になると
いう問題がある。
動復調方式は、簡便な構成で実現できるものの受信Ｓ／
Ｎが若干劣る。そこで受信特性を改善可能な同期検波方
式が検討されている。同期検波方式は、非同期検波方式
である差動検波（差動復調）方式よりも２〜３（ｄＢ）
程度の受信特性の改善が期待できる。しかしその反面、
受信機を送信機に同期させるための処理が複雑になると
いう問題がある。
【００１４】さらに、一般に差動復調方式では、送信情
報のマッピングの際に送信情報周期ごとに一定量の位相
変化を付加する“シフト方式”を採用しているため、物
理情報伝送周期毎に検波時の判定基準を切り換える必要
があり、復調装置の構成が複雑になる。
報のマッピングの際に送信情報周期ごとに一定量の位相
変化を付加する“シフト方式”を採用しているため、物
理情報伝送周期毎に検波時の判定基準を切り換える必要
があり、復調装置の構成が複雑になる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、ディ
ジタル信号によって周波数変調または位相変調された信
号で通信を行う無線通信システムの復調装置では、様々
な新規技術の適用により小型・低消費電力化が図られ、
低価格化とともに通話／待受時間延長に対する要望が満
たされつつある。しかし、マルチメディア通信に対応す
るためには、これら要望に加え、通信品質の向上が不可
欠である。現在、移動体通信で多く採用されている位相
変調方式の一種であるシフト型の差動変調方式では、上
述した理由からＩＦ復調方式で非同期検波方式が用いら
れているものの、受信特性の劣化が問題となっている。
そこで、これに代わる同期検波方式の採用が検討されて
いるものの、シフト型の差動変調方式では、検波判定処
理部で符号判定基準を情報伝送周期単位で変化させなく
てはならないため構成が複雑なものとなる、という問題
があった。
ジタル信号によって周波数変調または位相変調された信
号で通信を行う無線通信システムの復調装置では、様々
な新規技術の適用により小型・低消費電力化が図られ、
低価格化とともに通話／待受時間延長に対する要望が満
たされつつある。しかし、マルチメディア通信に対応す
るためには、これら要望に加え、通信品質の向上が不可
欠である。現在、移動体通信で多く採用されている位相
変調方式の一種であるシフト型の差動変調方式では、上
述した理由からＩＦ復調方式で非同期検波方式が用いら
れているものの、受信特性の劣化が問題となっている。
そこで、これに代わる同期検波方式の採用が検討されて
いるものの、シフト型の差動変調方式では、検波判定処
理部で符号判定基準を情報伝送周期単位で変化させなく
てはならないため構成が複雑なものとなる、という問題
があった。
【００１６】本発明はこのような課題を解決するために
なされたもので、ディジタル信号によって周波数変調ま
たは位相変調された信号で通信を行う無線通信システ
ム、特にシフト型位相変調方式で通信を行う無線通信シ
ステムの基地局または端末局の復調装置で同期検波方式
を実現する場合に、情報伝送周期毎の符号判定基準の制
御を不要とし装置の構成を簡素化することのできるディ
ジタル無線通信用復調装置の提供を目的とする。
なされたもので、ディジタル信号によって周波数変調ま
たは位相変調された信号で通信を行う無線通信システ
ム、特にシフト型位相変調方式で通信を行う無線通信シ
ステムの基地局または端末局の復調装置で同期検波方式
を実現する場合に、情報伝送周期毎の符号判定基準の制
御を不要とし装置の構成を簡素化することのできるディ
ジタル無線通信用復調装置の提供を目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明のディジタル無線通信用復調装置は、π
／Ｎシフト差動Ｎ相ＰＳＫ変調方式のディジタル無線通
信用復調装置において、ディジタル信号によって周波数
変調または位相変調された信号を受信する受信手段と、
前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に変換する
周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周期時間経
過後の前記中間周波数の受信信号との間に±π／Ｎの位
相ずれが生じる値に設定された周期で所定の基準クロッ
クにより動作する計数手段と、前記計数手段の出力を前
記中間周波数の受信信号を基準にサンプリングして該受
信信号の位相情報を出力するサンプリング手段と、前記
サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、前記検
波手段の出力から送信情報を復調する復調手段とを具備
することを特徴とするものである。
ために、本発明のディジタル無線通信用復調装置は、π
／Ｎシフト差動Ｎ相ＰＳＫ変調方式のディジタル無線通
信用復調装置において、ディジタル信号によって周波数
変調または位相変調された信号を受信する受信手段と、
前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に変換する
周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周期時間経
過後の前記中間周波数の受信信号との間に±π／Ｎの位
相ずれが生じる値に設定された周期で所定の基準クロッ
クにより動作する計数手段と、前記計数手段の出力を前
記中間周波数の受信信号を基準にサンプリングして該受
信信号の位相情報を出力するサンプリング手段と、前記
サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、前記検
波手段の出力から送信情報を復調する復調手段とを具備
することを特徴とするものである。
【００１８】また、本発明のディジタル無線通信用復調
装置は、π／４シフト差動ＱＰＳＫ変調方式のディジタ
ル無線通信用復調装置において、ディジタル信号によっ
て周波数変調または位相変調された信号を受信する受信
手段と、前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に
変換する周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周
期時間経過後の中間周波数の受信信号との間に±π／４
の位相ずれが生じる値に設定された周期で所定の基準ク
ロックにより動作する計数手段と、前記計数手段の出力
を前記中間周波数の受信信号を基準にサンプリングして
該受信信号の位相情報を出力するサンプリング手段と、
前記サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、前
記検波手段の出力から送信情報を復調する復調手段とを
具備することを特徴とするものである。
装置は、π／４シフト差動ＱＰＳＫ変調方式のディジタ
ル無線通信用復調装置において、ディジタル信号によっ
て周波数変調または位相変調された信号を受信する受信
手段と、前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に
変換する周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周
期時間経過後の中間周波数の受信信号との間に±π／４
の位相ずれが生じる値に設定された周期で所定の基準ク
ロックにより動作する計数手段と、前記計数手段の出力
を前記中間周波数の受信信号を基準にサンプリングして
該受信信号の位相情報を出力するサンプリング手段と、
前記サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、前
記検波手段の出力から送信情報を復調する復調手段とを
具備することを特徴とするものである。
【００１９】このように計数手段の計数周期を設定する
ことにより、中間周波数受信信号の位相の縮退を回避し
つつ、物理情報伝送周期毎に生じるシフト型差動変調方
式特有の位相シフトを吸収でき、符号判定基準を物理情
報転送周期単位で変化させることなく一定の判定基準の
下で検波・判定を行うことが可能となる。これにより、
ディジタル無線通信用復調装置の小型化、低消費電力化
等を実現することができる。
ことにより、中間周波数受信信号の位相の縮退を回避し
つつ、物理情報伝送周期毎に生じるシフト型差動変調方
式特有の位相シフトを吸収でき、符号判定基準を物理情
報転送周期単位で変化させることなく一定の判定基準の
下で検波・判定を行うことが可能となる。これにより、
ディジタル無線通信用復調装置の小型化、低消費電力化
等を実現することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しながら詳細に説明する。
を参照しながら詳細に説明する。
【００２１】図１は、本発明の一実施形態であるディジ
タル無線通信用復調装置、すなわちディジタル信号によ
って位相変調された信号で通信を行う無線通信システム
の基地局または端末局に適用される復調装置の構成を示
す図である。
タル無線通信用復調装置、すなわちディジタル信号によ
って位相変調された信号で通信を行う無線通信システム
の基地局または端末局に適用される復調装置の構成を示
す図である。
【００２２】同図に示すように、本実施形態の復調装置
１は、受信アンテナ２、周波数変換手段３、位相検出手
段４、サンプリング手段５、検波手段６および復調手段
７から構成されている。
１は、受信アンテナ２、周波数変換手段３、位相検出手
段４、サンプリング手段５、検波手段６および復調手段
７から構成されている。
【００２３】復調装置１に接続されている受信アンテナ
２で受信した位相変調された信号は、周波数変換手段３
にて所定の中間周波数の信号に変換される。図では省略
したが、周波数変換手段３は例えばローカル、クロック
生成器、ミキサー、帯域制限フィルタ、増幅器等から構
成されている。周波数変換手段３によって周波数変換さ
れた中間周波数の受信信号はサンプリング手段５に入力
される。サンプリング手段５は、後述する位相検出手段
４の出力信号を周波数変換手段３より入力した中間周波
数の受信信号を基準にサンプリングして該中間周波数の
受信信号の位相情報として得る。
２で受信した位相変調された信号は、周波数変換手段３
にて所定の中間周波数の信号に変換される。図では省略
したが、周波数変換手段３は例えばローカル、クロック
生成器、ミキサー、帯域制限フィルタ、増幅器等から構
成されている。周波数変換手段３によって周波数変換さ
れた中間周波数の受信信号はサンプリング手段５に入力
される。サンプリング手段５は、後述する位相検出手段
４の出力信号を周波数変換手段３より入力した中間周波
数の受信信号を基準にサンプリングして該中間周波数の
受信信号の位相情報として得る。
【００２４】位相検出手段４は、基準クロック生成手段
９と、基準クロック生成手段９によって生成された基準
クロックで動作する計数手段８から構成されている。計
数手段８には所定の計数周期が設定されており、計数手
段８は設定された計数周期でリセットを繰り返しながら
基準クロック９の計数を実行し、その計数値をサンプリ
ング手段５に出力する。
９と、基準クロック生成手段９によって生成された基準
クロックで動作する計数手段８から構成されている。計
数手段８には所定の計数周期が設定されており、計数手
段８は設定された計数周期でリセットを繰り返しながら
基準クロック９の計数を実行し、その計数値をサンプリ
ング手段５に出力する。
【００２５】計数手段８の計数周期は、中間周波数（の
中心周波数）と異なる値で且つシフト型差動変調方式に
依存した特定値に設定されている。例えば、π／４シフ
ト差動ＱＰＳＫ変調方式の場合、計数器８の計数周期
は、物理情報伝送周期の単位周期時間経過後の中間周波
数受信信号との間に±π／４だけの位相ずれが生じる値
に設定されている。同様に、π／２シフト、π／８シフ
ト、π／１６シフト差動ＱＰＳＫ変調方式が採用されて
いる場合は、計数器８の計数周期を、物理情報伝送周期
の単位周期時間経過後の中間周波数受信信号との間にそ
れぞれ±π／２、±π／８、π／１６だけの位相ずれが
生じる値に設定すればよい。
中心周波数）と異なる値で且つシフト型差動変調方式に
依存した特定値に設定されている。例えば、π／４シフ
ト差動ＱＰＳＫ変調方式の場合、計数器８の計数周期
は、物理情報伝送周期の単位周期時間経過後の中間周波
数受信信号との間に±π／４だけの位相ずれが生じる値
に設定されている。同様に、π／２シフト、π／８シフ
ト、π／１６シフト差動ＱＰＳＫ変調方式が採用されて
いる場合は、計数器８の計数周期を、物理情報伝送周期
の単位周期時間経過後の中間周波数受信信号との間にそ
れぞれ±π／２、±π／８、π／１６だけの位相ずれが
生じる値に設定すればよい。
【００２６】図２にこの復調装置１の構成をサンプリン
グ手段５の詳細な構成を含めて示す。同図に示すよう
に、サンプリング手段５は、周波数変換手段３より出力
された中間周波数受信信号の振幅を制限する振幅制限手
段１０と保持手段２１とで構成される。保持手段２１
は、例えば、Ｄタイプのフリップフロップ２２で実現す
ることができる。このＤタイプフリップフロップ２２の
Ｄ入力端子は計数手段８の出力端子と接続され、ＣＬＫ
入力端子は振幅制御手段１０の出力端子と接続されてい
る。すなわち、周波数変換手段３より出力された中間周
波数受信信号は振幅制限手段１０にて一定の振幅に制限
されることで矩形波のように整形され、中間周波数受信
信号の変調成分がＰＷＭに変換される。Ｄタイプフリッ
プフロップ２２は、計数手段８から出力された中間周波
数受信信号の位相情報であるｍビットのデータを振幅制
限手段１０の出力信号の立ち上げエッジ毎に保持する。
グ手段５の詳細な構成を含めて示す。同図に示すよう
に、サンプリング手段５は、周波数変換手段３より出力
された中間周波数受信信号の振幅を制限する振幅制限手
段１０と保持手段２１とで構成される。保持手段２１
は、例えば、Ｄタイプのフリップフロップ２２で実現す
ることができる。このＤタイプフリップフロップ２２の
Ｄ入力端子は計数手段８の出力端子と接続され、ＣＬＫ
入力端子は振幅制御手段１０の出力端子と接続されてい
る。すなわち、周波数変換手段３より出力された中間周
波数受信信号は振幅制限手段１０にて一定の振幅に制限
されることで矩形波のように整形され、中間周波数受信
信号の変調成分がＰＷＭに変換される。Ｄタイプフリッ
プフロップ２２は、計数手段８から出力された中間周波
数受信信号の位相情報であるｍビットのデータを振幅制
限手段１０の出力信号の立ち上げエッジ毎に保持する。
【００２７】サンプリング手段５の出力信号は中間周波
数受信信号の位相成分を示す情報であり、このサンプリ
ング手段５の出力信号に対して検波手段６にて変調方式
に応じた検波を行う。検波手段６によって検波された受
信信号は復調手段７に出力され、復調手段７はその受信
信号に対して所定のデマッピング処理やパラレル・シリ
アル変換等の処理を行うことで送信情報系列を再構成す
る。
数受信信号の位相成分を示す情報であり、このサンプリ
ング手段５の出力信号に対して検波手段６にて変調方式
に応じた検波を行う。検波手段６によって検波された受
信信号は復調手段７に出力され、復調手段７はその受信
信号に対して所定のデマッピング処理やパラレル・シリ
アル変換等の処理を行うことで送信情報系列を再構成す
る。
【００２８】図３は計数手段８の計数周期、物理情報伝
送周期、並びに周波数変換手段３の出力である中間周波
数受信信号周期の関係を示した図である。
送周期、並びに周波数変換手段３の出力である中間周波
数受信信号周期の関係を示した図である。
【００２９】ここで物理情報伝送周期（通常、シンボル
周期と呼ばれる。）をＴとする。シフト系差動変調方式
の場合、同一情報を伝送しても、１Ｔ時間後に必ず一定
の位相変化が生じ、ＩＦ受信信号の中心周波数でＩＦ受
信信号を観測すると、１Ｔ時間後に位相が一定量θだけ
進んで見えるか、もしくは遅れて見える。本実施形態の
復調装置は、前述したように、π／４シフト差動ＱＰＳ
Ｋ変調方式等のπ／Ｎシフト差動Ｎ相ＰＳＫ変調方式に
おいて、計数手段８の計数周期を、物理情報伝送周期の
単位周期時間経過後のＩＦ受信信号との位相ずれが±π
／Ｎとなる値に設定しておくことで、上記の位相ずれを
吸収するようにしたものである。
周期と呼ばれる。）をＴとする。シフト系差動変調方式
の場合、同一情報を伝送しても、１Ｔ時間後に必ず一定
の位相変化が生じ、ＩＦ受信信号の中心周波数でＩＦ受
信信号を観測すると、１Ｔ時間後に位相が一定量θだけ
進んで見えるか、もしくは遅れて見える。本実施形態の
復調装置は、前述したように、π／４シフト差動ＱＰＳ
Ｋ変調方式等のπ／Ｎシフト差動Ｎ相ＰＳＫ変調方式に
おいて、計数手段８の計数周期を、物理情報伝送周期の
単位周期時間経過後のＩＦ受信信号との位相ずれが±π
／Ｎとなる値に設定しておくことで、上記の位相ずれを
吸収するようにしたものである。
【００３０】本発明の原理を数式により説明する。
【００３１】計数手段８の計数周期をωc 、ＩＦ受信信
号の中心周波数をωIF、任意の初期位相をφ、Ｔ秒後の
位相ずれをπ／Ｎとして、 cos（ωc Ｔ＋φ）＝ cos（２ｎπ＋φ±（π／Ｎ）） ……（１） を満たす正数ｎを求める。ただし、（１）式を解く際に
次の条件が加わる。
号の中心周波数をωIF、任意の初期位相をφ、Ｔ秒後の
位相ずれをπ／Ｎとして、 cos（ωc Ｔ＋φ）＝ cos（２ｎπ＋φ±（π／Ｎ）） ……（１） を満たす正数ｎを求める。ただし、（１）式を解く際に
次の条件が加わる。
【００３２】
ωIFＴ−π＋φ≦ωc Ｔ＋φ＝２ｎπ＋φ±（π／Ｎ）≦ωIFＴ＋π＋φ …
…（２）
この条件のもとで求めたωc から計数手段８の計数周期
を設定する。そこで上式（２）を次のように変形する。
を設定する。そこで上式（２）を次のように変形する。
【００３３】
ｆIF−（ｆs ／２）≦ｆc ＝ｆs （ｎ±（１／２Ｎ））≦ｆIF＋（ｆs ／２）
……（３）
ただし、１／Ｔ＝ｆs とする。
【００３４】これにより整数ｎとして、
（ｆIF／ｆs ）−（１／２）±（１／２Ｎ）≦ｎ≦（ｆIF／ｆs ）＋（１／２
）±（１／２Ｎ） ……（４）
が求められる。
【００３５】一例としてｆIF＝５００（ｋＨｚ）、ｆs
＝２１（ｋＨｚ）、変調方式がπ／４シフト差動ＱＰＳ
Ｋ方式（Ｎ＝４）である場合の計数手段８の計数周期ｆ
c を求める。これはＰＤＣシステムを対象とした一例で
ある。この場合、（４）式を満足する正数ｎは２４とな
る。したがって、計数手段８の計数周期ｆc は、 ｆc ＝ｆs （ｎ±（１／２Ｎ）） ……（５） ＝２１０００×（２４±（１／８）） ＝５０１３７５（Ｈｚ），５０６６２５（Ｈｚ） となる。
＝２１（ｋＨｚ）、変調方式がπ／４シフト差動ＱＰＳ
Ｋ方式（Ｎ＝４）である場合の計数手段８の計数周期ｆ
c を求める。これはＰＤＣシステムを対象とした一例で
ある。この場合、（４）式を満足する正数ｎは２４とな
る。したがって、計数手段８の計数周期ｆc は、 ｆc ＝ｆs （ｎ±（１／２Ｎ）） ……（５） ＝２１０００×（２４±（１／８）） ＝５０１３７５（Ｈｚ），５０６６２５（Ｈｚ） となる。
【００３６】前者の周波数に相当する周期で計数手段８
を動作させるとＴ時間経過後の計数手段８の動作位相は
計数開始時刻の位相に対してπ／４だけ遅れ、また、後
者の周波数に相当する周期で計数手段８を動作させた場
合はＴ時間経過後の計数手段８の動作位相は計数開始時
刻の位相に対してπ／４だけ進む。これに対し、ＩＦ受
信信号は情報系列による変調を受けているためＴ時間経
過後に±π／４もしくは±３π／４だけ位相が変化す
る。したがって、例えば、後者の周波数に相当する周期
で計数手段８を動作させた場合、Ｔ時間経過後にπ／４
だけ位相が変化するような情報を伝送すると、検出され
る位相は計数開始時刻とＴ時間経過後の２時刻で同一と
なる。
を動作させるとＴ時間経過後の計数手段８の動作位相は
計数開始時刻の位相に対してπ／４だけ遅れ、また、後
者の周波数に相当する周期で計数手段８を動作させた場
合はＴ時間経過後の計数手段８の動作位相は計数開始時
刻の位相に対してπ／４だけ進む。これに対し、ＩＦ受
信信号は情報系列による変調を受けているためＴ時間経
過後に±π／４もしくは±３π／４だけ位相が変化す
る。したがって、例えば、後者の周波数に相当する周期
で計数手段８を動作させた場合、Ｔ時間経過後にπ／４
だけ位相が変化するような情報を伝送すると、検出され
る位相は計数開始時刻とＴ時間経過後の２時刻で同一と
なる。
【００３７】このように、シフト型差動変調方式が持つ
固定的な位相変化成分を復調装置内で吸収することで、
符号判定点の数を減らすことが可能となり、装置の縮小
化が図れる。上記の例では８点必要であった判定点が４
点に減る。
固定的な位相変化成分を復調装置内で吸収することで、
符号判定点の数を減らすことが可能となり、装置の縮小
化が図れる。上記の例では８点必要であった判定点が４
点に減る。
【００３８】なお、この復調方式は、同期検波の実現を
目指したものであるが、非同期系の差動復調方式に対し
ても有効である。
目指したものであるが、非同期系の差動復調方式に対し
ても有効である。
【００３９】図４は直交座標上のπ／４シフト差動ＱＰ
ＳＫ変調方式の信号点配置を示している。○から×への
遷移、×から○への遷移は、それぞれ物理情報伝送周期
で行われる。したがって、隔時刻ごとに×○を送信する
ことになり、復調装置で同期検波する場合は、隔時刻ご
とに×用判定および○用判定を計８点で行わなければな
らず、物理情報伝送周期毎に符号判定基準を変更しなけ
ればならない。
ＳＫ変調方式の信号点配置を示している。○から×への
遷移、×から○への遷移は、それぞれ物理情報伝送周期
で行われる。したがって、隔時刻ごとに×○を送信する
ことになり、復調装置で同期検波する場合は、隔時刻ご
とに×用判定および○用判定を計８点で行わなければな
らず、物理情報伝送周期毎に符号判定基準を変更しなけ
ればならない。
【００４０】本実施形態の復調装置は、物理情報伝送周
期毎に計数手段８の動作位相と中間周波数受信信号の位
相との間にπ／４の位相差が生じるため、図５に示すよ
うに、判定点位置が４点に減る。この結果、符号判定基
準を物理情報転送周期毎に変化させることなく検波・判
定を行うことが可能となり、アナログ系、ディジタル系
の部品点数を削減化できて復調装置の小型化、低消費電
力化等を実現することができる。
期毎に計数手段８の動作位相と中間周波数受信信号の位
相との間にπ／４の位相差が生じるため、図５に示すよ
うに、判定点位置が４点に減る。この結果、符号判定基
準を物理情報転送周期毎に変化させることなく検波・判
定を行うことが可能となり、アナログ系、ディジタル系
の部品点数を削減化できて復調装置の小型化、低消費電
力化等を実現することができる。
【００４１】さらに、本発明により、今後期特されるＤ
ＳＰによるソフトウェア復調装置の実現において同期検
波プログラムの削減が可能となるという効果も生まれ
る。
ＳＰによるソフトウェア復調装置の実現において同期検
波プログラムの削減が可能となるという効果も生まれ
る。
【００４２】また、本発明に係る復調装置は非同期の差
動検波方式にも適用することが可能である。なぜなら、
（１）〜（５）式を満足している限り、ＩＦ受信信号の
位相の縮退が生じないし、物理情報伝送周期を基準とし
た位相変化にしか情報を乗せていないためである。した
がって、図１のサンプリング手段５からの出力を従来通
りに検波手段６で検波することができる。
動検波方式にも適用することが可能である。なぜなら、
（１）〜（５）式を満足している限り、ＩＦ受信信号の
位相の縮退が生じないし、物理情報伝送周期を基準とし
た位相変化にしか情報を乗せていないためである。した
がって、図１のサンプリング手段５からの出力を従来通
りに検波手段６で検波することができる。
【００４３】以上、ディジタル信号によって位相変調さ
れた信号で通信を行う無線通信システムの基地局または
端末局に適用される復調装置に本発明を適用した実施形
態について説明したが、本発明は、ディジタル信号によ
って周波数変調（例えばＭＳＫ変調方式）された信号で
通信を行う無線通信システムに適用される復調装置にも
適用することができ、同様の効果を得ることが可能であ
る。
れた信号で通信を行う無線通信システムの基地局または
端末局に適用される復調装置に本発明を適用した実施形
態について説明したが、本発明は、ディジタル信号によ
って周波数変調（例えばＭＳＫ変調方式）された信号で
通信を行う無線通信システムに適用される復調装置にも
適用することができ、同様の効果を得ることが可能であ
る。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、デ
ィジタル信号によって周波数変調または位相変調された
信号で通信を行う無線通信システム、特にシフト型位相
変調方式で通信を行う無線通信システムの基地局または
端末局の復調装置で同期検波方式を実現する場合に、物
理情報伝送周期毎に生じるシフト型差動変調方式特有の
位相シフトを吸収でき、符号判定基準を物理情報転送周
期単位で変化させることなく一定の判定基準の下で検波
・判定を行うことが可能となる。これにより、ディジタ
ル無線通信用復調装置の小型化、低消費電力化等を実現
することが可能となる。
ィジタル信号によって周波数変調または位相変調された
信号で通信を行う無線通信システム、特にシフト型位相
変調方式で通信を行う無線通信システムの基地局または
端末局の復調装置で同期検波方式を実現する場合に、物
理情報伝送周期毎に生じるシフト型差動変調方式特有の
位相シフトを吸収でき、符号判定基準を物理情報転送周
期単位で変化させることなく一定の判定基準の下で検波
・判定を行うことが可能となる。これにより、ディジタ
ル無線通信用復調装置の小型化、低消費電力化等を実現
することが可能となる。
【図１】本発明のー実施形態であるディジタル無線通信
用復調装置の全体構成を示す図である。
用復調装置の全体構成を示す図である。
【図２】図１の復調装置の構成をサンプリング手段の詳
細な構成を含めて示した図である。
細な構成を含めて示した図である。
【図３】図１の復調装置における計数手段の計数周期、
物理情報伝送周期、並びにＩＦ受信信号周期の関係を示
す図である。
物理情報伝送周期、並びにＩＦ受信信号周期の関係を示
す図である。
【図４】直交座標上のπ／４シフト差動ＱＰＳＫ変調方
式の信号点配置を示す図である。
式の信号点配置を示す図である。
【図５】図１の復調装置における直交座標上の符号判定
点配置を示す図である。
点配置を示す図である。
【図６】従来の差動変調方式を採用したディジタル無線
通信用復調装置の全体構成を示す図である。
通信用復調装置の全体構成を示す図である。
【図７】図６における遅延検波器の構成を示す図であ
る。
る。
１……復調装置
２……受信アンテナ
３……周波数変換手段
４……位相検出手段
５……サンプリング手段
６……検波手段
７……復調手段
８……計数手段
９……基準クロック生成手段
１０……振幅制限手段
２１……保持手段
２２……Ｄタイプフリップフロップ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/22
H04B 7/26
Claims (2)
- 【請求項１】 π／Ｎシフト差動Ｎ相ＰＳＫ変調方式の
ディジタル無線通信用復調装置において、 ディジタル信号によって周波数変調または位相変調され
た信号を受信する受信手段と、 前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に変換する
周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周期時間経過後の前記中間周波
数の受信信号との間に±π／Ｎの位相ずれが生じる値に
設定された 周期で所定の基準クロックにより動作する計
数手段と、 前記計数手段の出力を前記中間周波数の受信信号を基準
にサンプリングして該受信信号の位相情報を出力するサ
ンプリング手段と、 前記サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、 前記検波手段の出力から送信情報を復調する復調手段と
を具備することを特徴とするディジタル無線通信用復調
装置。 - 【請求項２】 π／４シフト差動ＱＰＳＫ変調方式のデ
ィジタル無線通信用復調装置において、 ディジタル信号によって周波数変調または位相変調され
た信号を受信する受信手段と、 前記受信した信号を所定の中間周波数の信号に変換する
周波数変換手段と、物理情報伝送周期の単位周期時間経過後の中間周波数の
受信信号との間に±π／４の位相ずれが生じる値に設定
された 周期で所定の基準クロックにより動作する計数手
段と、 前記計数手段の出力を前記中間周波数の受信信号を基準
にサンプリングして該受信信号の位相情報を出力するサ
ンプリング手段と、 前記サンプリング手段の出力を検波する検波手段と、 前記検波手段の出力から送信情報を復調する復調手段と
を具備することを特徴とするディジタル無線通信用復調
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25248697A JP3419658B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | ディジタル無線通信用復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25248697A JP3419658B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | ディジタル無線通信用復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198205A JPH1198205A (ja) | 1999-04-09 |
| JP3419658B2 true JP3419658B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=17238051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25248697A Expired - Fee Related JP3419658B2 (ja) | 1997-09-17 | 1997-09-17 | ディジタル無線通信用復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3419658B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8005161B2 (en) | 2008-05-01 | 2011-08-23 | International Business Machines Corporation | Method, hardware product, and computer program product for performing high data rate wireless transmission |
-
1997
- 1997-09-17 JP JP25248697A patent/JP3419658B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1198205A (ja) | 1999-04-09 |
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|---|---|---|---|
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