JP2682363B2 - スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散（以下
“ＳＳ”と記載する）通信に使用される送信機における
ＳＳ変調装置，受信機におけるＳＳ復調装置，又は送受
信機におけるＳＳ変調復調装置に係り、特に、遅延ロッ
クループ（ＤＬＬ）等の同期保持機能やＡＧＣ回路等を
不要にし、簡易な無線装置に応用可能な、同期型（搬送
波周波数と拡散符号とが同期関係に有る）のＳＳ変調及
び／又は復調装置に関する。

【０００２】

【技術的背景】近年のＳＳ通信において、ＳＳ技術によ
る多元接続法を用いた移動体通信が実用域に達して来て
いる。周知の如く電波資源は有限なので、周波数を有効
に利用する必要がある。その点、ＳＳ信号は広い周波数
帯域に拡散されてそのパワースペクトル密度は非常に小
さくなり、これにより他の通信に与える影響は小さく、
既存の通信周波数帯での混用も可能になるため、その面
での効用も大きく、原理的に周波数利用効率の向上に寄
与できるものである。また最近、わが国の郵政省におい
て、ＳＳ通信専用の周波数帯域も認可されようとしてお
り、今後は家庭用のワイヤレス通信にまで応用が拡大さ
れると予想され、その将来性や発展性が大きく期待され
ている。

【０００３】

【従来の技術】ＳＳ通信用の受信機（復調装置）におい
て、復調動作時の同期捕捉と同期保持は基本的に重要な
ものであり、今までに種々の同期捕捉方法や保持方法が
提案され、且つ、実用化されている。その中で、変調時
に１次変調である角度変調用のキャリヤ（搬送波）と、
２次変調であるＳＳ変調に用いられる拡散符号用クロッ
ク信号とに同期関係を持たせてＳＳ変調を行なう所謂同
期型ＳＳ変調，復調方式も、受信機（復調装置）におい
て回路構成を多少なりとも簡素化できる方式として知ら
れつつある。なお、角度変調としては、ＦＭ（周波数変
調）やＰＭ（位相変調）等があり、特に被変調信号がデ
ィジタル信号の場合にはＳｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ（シ
フトキーイング；ＳＫ）と呼ばれ、これにはＦ（Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）ＳＫ，Ｐ（Ｐｈａｓｅ）ＳＫ，Ｍ（Ｍｉ
ｎｉｍｕｍ）ＳＫ及びＧＭ（Ｇａｕｓｉａｎ Ｍｉｎｉ
ｍｕｍ）ＳＫ等の変調方式がある。

【０００４】かかるＳＳ変調装置及び／又は復調装置の
従来例について、図面を参照し乍ら説明する。図１及び
図２は夫々従来のＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置のブロ
ック構成図、図３はＳＳ復調装置にて行なわれるＤＬＬ
（遅延ロックループ）型同期保持動作の主要部となる信
号処理回路３６の具体的ブロック構成図、図４はＤＬＬ
型同期保持動作における同期保持特性図、図５はスライ
ディング相関型の同期捕捉動作説明用の相関特性図であ
る。なお、ＳＳ変調復調装置は図１及び図２の両方の構
成を夫々変調部及び復調部として備えていることは言う
までもない。

【０００５】まず、送信器におけるＳＳ変調装置（又は
送受信機におけるＳＳ変調復調装置の変調部）の構成及
び動作について、図１と共に説明する。入力端子Ｉｎ１
より音声や情報等の信号Ｓ（ｔ）が、発振器５９より１
次変調用のキャリヤ（ｃｏｓωｔで表わされる余弦波）
が、共に変調用の乗算器５に供給され、ここで情報等の
信号Ｓ（ｔ）の１次変調が行なわれて、変調波Ｓ（ｔ）
ｃｏｓ ωｔが得られる。

【０００６】更に、発振器５９の出力を周波数分周器
（以下「分周器」と略記する）２５に供給し、ここで１
／Ｎ_１（Ｎ_１は例えば９等の自然数）に分周して繰返し
周波数用のクロック信号を作り、このクロック信号を基
に拡散符号発生器（ＰＮＧ）４８にて拡散符号Ｐ（ｔ）
を生成する。従って、この拡散符号Ｐ（ｔ）と上記１次
変調用のキャリヤとは同期関係が成立しているわけであ
る。拡散符号Ｐ（ｔ）は一般に擬似ランダム雑音であ
り、そのクロック周波数をｆｒ，キャリア周波数をｆｃ
とすると、ＳＳ信号のスペクトル分布の主ローブの中心
周波数はｆｃ、周波数帯域は（ｆｃ−ｆｒ）〜（ｆｃ＋
ｆｒ）となることは周知の通りである。

【０００７】かかる拡散符号Ｐ（ｔ）は拡散変調用の乗
算器６に供給され、ここでＳＳ変調が行なわれてＳＳ変
調波（以下、ＳＳ信号あるいはスペクトル拡散信号とも
いう）が生成され、ＢＰＦ（帯域濾波器）１１及び出力
端子Ｏｕｔ１を介してアンテナ（図示せず）より電波と
して出力される。従って、かかるＳＳ変調波は、空気等
の伝送媒体を介して他のＳＳ通信用の受信機（送受信
機）のアンテナでキャッチされ、その復調装置（復調
部）にて復調されて、元の信号Ｓ（ｔ）が復元されるわ
けである。なお、ＢＰＦ１１及び後述のＢＰＦ１２は、
周知の如く不要な周波数帯域成分を減衰乃至除去するも
のである。

【０００８】次に、従来の受信機のＳＳ復調装置（送受
信機の復調部）の構成及び動作について、図２を参照し
乍ら説明する。アンテナ（図示せず）にて受信されたＳ
Ｓ変調波は、入力端子Ｉｎ２よりＢＰＦ１２を介してＡ
ＧＣ（自動利得制御回路）６０に供給され、ここで必要
に応じて増幅又は減衰されたのち、後述の乗算によるス
ライディング相関及び逆拡散復調兼用の乗算器８と、Ｄ
ＬＬ型同期保持用信号処理回路（以下単に「信号処理回
路」と記載する）３６に供給される。乗算器８にはＰＮ
Ｇ（拡散符号発生器）４９にて生成される拡散符号も供
給されており、この拡散符号用のクロック信号周波数
は、同期捕捉されるまでは同期保持時に比較してやゝ高
めの周波数に、ＶＣＯ（電圧制御発振器）２１により設
定されている。そして周波数を次第に低下させ乍ら相関
点を探すことによりスライディング相関が行なわれる。
なお、スライディング相関動作と逆拡散復調動作は時系
列的に行なわれる。

【０００９】ここで、同期捕捉に至る動作（同期確立動
作）について説明する。ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯
域成分を減衰乃至除去されたＳＳ変調波はＡＧＣ回路６
０を介して乗算器８及び信号処理回路３６に供給され、
この乗算器８においてＰＮＧ４９からの拡散符号との乗
算による相関が行われる。上記した信号処理回路３６に
おいて、ＡＧＣ回路６０からの信号は図３に示すよう
に、Ｉｎ３を介して乗算器７Ａ，７Ｂに夫々供給され
る。乗算器７Ａ，７ＢにはＰＮＧ４９において生成 され
る拡散符号に対して符号位相が進んだ拡散符号と遅れた
拡散符号とが夫々供給される。乗算器７Ａ，７Ｂからの
乗算出力はＢＰＦ４３，４４を介して絶対値回路４３，
４４に供給され、包絡線検波が行われる。絶対値回路４
３，４４の出力は引算回路４０において差分を演算され
ることにより拡散符号の位相一致検出が行われる。図４
において、横軸を拡散符号の位相とすると（Ａ），
（Ｂ）は位相が±にずれていることに対応しており、
（Ｃ）は受信されたＳＳ変調波と拡散符号との位相が一
致していることに対応している。

【００１０】一方、ＡＧＣ回路６０からのＳＳ変調波は
乗算器８においてＰＮＧ４９からの拡散符号と乗算され
る。乗算器８において上記したようなスライディング相
関が行われる様子を図５に示す。同図の横軸は時間的変
化であり、これに対して時刻ｔ _０ において拡散符号の位
相が完全に一致したときの乗算器８の出力が示されてい
る。乗算器８の出力は乗算器３，１０に供給され、乗算
器１０ではＶＣＯ２４からの再生キャリヤとの乗算によ
る同期検波が行われる。乗算器１０からの出力はＬＰＦ
４５において余分な信号成分が除去され、乗算器６１に
供給されると共に出力端子Ｏｕｔ２を介して出力され
る。ＬＰＦ４５の出力は同期判定回路３４にも供給さ
れ、この同期判定回路３４において予め設定されたスレ
ッシュホールドレベル（ＳＨＬ）との比較により同期捕
捉位置の検出が行われる。検出結果は出力整形回路３５
を介して加算器４１において上記した信号処理回路３６
からの制御信号と加算され、ＰＮＧクロックを生成する
ＶＣＯ２１に帰還され、その発振周波数を制御し同期を
保持する。こうしてＳＳ変調波の同期位置と拡散符号の
位相とを検出し同期の捕捉を行っている。

【００１１】同期捕捉後、乗算器３において、乗算器８
の出力とＶＣＯ２４の出力信号を位相シフト回路６２に
おいてπ／２だけ位相をずらした信号との乗算が行わ
れ、乗算器１０ではＶＣＯ２４の出力信号と乗算器８の
出力信号との乗算が夫々行われる。乗算器３，１０の出
力はＬＰＦ４５，４６を介して乗算器６１にて乗算さ
れ、ループフィルタ２３に供給される。ループの応答時
定数を決めるループフィル タ（特性的にはＬＰＦ）２３
においてＶＣＯ２４の出力信号と角度変調波との平均位
相差が得られ、これを誤差信号としてＶＣＯ２４に供給
し、角度変調波に追従するようにＶＣＯ２４の発振制御
が行われる。

【００１２】従って、ＶＣＯ２４より出力される再生キ
ャリヤの周波数は、この制御用信号の電圧変化に応じて
変化することとなり、かかる一巡の位相同期ループから
なるキャリヤ再生回路５０では、前記入力端子Ｉｎ２か
らのＳＳ変調波のキャリヤに同期（同調）してＰＳＫ復
調を同時に行なうことができるわけである。

【００１３】ＳＳ復調装置（ＳＳ変調復調装置）の入電
後、最初に働き出すのはこのキャリヤ再生回路５０であ
り、キャリヤを再生した後、上記ＬＰＦ４５にて得られ
た相関出力Ｐ（ｔ）＊ρ（ｔ）即ち図５の三角出力特性
に基づく時刻ｔ０点を中心とする出力は、スライディン
グ相関における同期捕捉用の同期判定回路３４に供給さ
れ、ここでＰ（ｔ）＊ρ（ｔ）の出力レベルがＳＨＬを
越えた時点、即ち同期捕捉点ＳＨＬを検出した時点（同
期捕捉時）以後は、出力整形回路３５にて包絡線検波す
ることにより一定の直流出力を得ている。この直流出力
は加算回路４１に供給され、ここで信号処理回路３６か
らの相関出力と加算された後、ＶＣＯ２１に供給され
る。以上のようにして得られた加算出力によってＶＣＯ
２１の発振周波数は制御されるので、ＶＣＯ２１の発振
出力は、正規の同期保持時の拡散符号を発生させるため
のクロック信号となるわけである。

【００１４】次に、同期保持動作について、信号処理回
路３６の具体的回路構成である図３を併せ参照して説明
する。入力ＳＳ変調波はＢＰＦ１２及びＡＧＣ６０を介
して信号処理回路３６の入力端子Ｉｎ３に供給され、信
号処理回路３６を構成する乗算器７及び８において、Ｐ
ＮＧ４９より入力端子Ｉｎ４，Ｉｎ５を夫々介して供給
される拡散符号（イ）｛正規の拡散符号Ｐ（ｔ）よりも
位相がΔｔ早いＰ（ｔ−Δｔ）｝，及び拡散符号（ロ）
｛同じくΔｔ遅いＰ（ｔ＋Δｔ）｝と、夫々乗算され
る。なお、ΔｔはＳＳ方式では拡散符号の１ビット分の
時間，即ち１チップ時間なので、乗算器７の出力は正規
動作時の逆拡散出力であるＰＳＫ変調波となる。

【００１５】このＰＳＫ変調波はこれを伝送し得る狭帯
域特性のＢＰＦ４３を介して絶対値回路（又はエンベロ
ープ検出回路）３８に供給されて直流的信号出力とな
る。また、乗算器８の出力はＢＰＦ４４にて様な周波数
成分を除去した後、絶対値回路３９にて直流的信号出力
とされる。従って、絶対値回路３８からの出力は、近似
的にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ（ｔ）＊Ｐ（ｔ−
Δｔ）が乗じられた信号となり、絶対値回路３９の出力
も同様にキャリヤ周波数の２倍の成分にＰ（ｔ）＊Ｐ
（ｔ＋Δｔ）が乗じられた信号として得られる。

【００１６】両絶対値回路３８，３９の出力を引算回路
４０に供給して引算すると、その引算出力の特性は図４
に示す逆Ｓ字型の相関特性となる。なお、点（Ｃ）は同
期保持点である。このようにして得られた相関出力は、
これを制御信号に加工するためのループフィルタ３７を
介して出力端子Ｏｕｔ３より図２の加算回路４１に出力
され、ここで前記出力整形回路３５の出力と加算された
信号がＶＣＯ２１に供給されることにより、同期の保持
が行われるものである。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記従来のスペクトル
拡散変調及び／又は復調装置においては、信号処理回路
３６を構成する乗算器８におけるＰＮＧ４９からのＰ
（ｔ＋Δｔ）との乗算，即ちアップコンバージョンによ
り変換されたＳＳ変調波において、そのＳＳ変調波のキ
ャリヤ周波数と拡散符号とを同期関係に保ち、復調の際
に変調時と対称性を持たせたダウンコンバージョンを乗
算器３，１０で行なっているので、復調時のＳＳ同期を
確実に得ることができ、復調時の信号対雑音比（ＣＮ
比）を確保する等の性能面は略満足できる水準までに至
っている。

【００１８】しかし乍ら、ＳＳ復調装置の構成がまだ複
雑であり、例えば入力ＳＳ変調波のレベルを適切にする
ためのＡＧＣ６０や、ＤＬＬ等の同期保持用の回路等が
必要不可欠であり、また、高価なＶＣＯ（２１，２４）
が、キャリヤ再生用と同期保持用に夫々１つずつ用いら
れている等、装置全体として回路構成が複雑であり、特
に、移動体間通信等の民生用の機器に応用する場合には
更なる低廉化が求められている。また、変調部と復調部
の両方を有するＳＳ変調復調装置においては、その各構
成回路における回路部品を共用化することにより、部品
コストの低減や充分な変調性能，復調性能を確保しつつ
動作の安定性を高めることが望まれている。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記課題を
解決するために、以下のように構成したＳＳ変調装置と
ＳＳ復調装置とを提供し、更に、両機能を併せ備えたＳ
Ｓ変調復調装置をも提案するものである。

【００２０】まず送信側であるＳＳ変調装置は、音声等
の情報信号を角度変調する角度変調手段と、得られた角
度変調信号を２以上の自然数Ｎ_１で周波数逓倍して逓倍
角度変調波を得る周波数逓倍手段と、上記角度変調信号
を２以上の自然数Ｎ_２で分周する分周手段と、該分周手
段の出力をクロック信号としてこれを基に拡散符号を生
成する拡散符号発生手段と、該得られた拡散符号で上記
逓倍角度変調波を拡散変調してスペクトル拡散変調波を
出力する拡散変調手段とを備えて構成している。

【００２１】また、受信側であるＳＳ復調装置には、局
部発振信号を出力する局部発振器と、該局部発振信号に
より復調用拡散符号を中間周波に変換する周波数変換手
段と、該中間周波に変換された拡散符号を上記スペクト
ル拡散変調波に乗算することにより逆拡散して角度変調
波を得る逆拡散復調手段と、該得られた角度変調波を復
調して角度復調信号を得る位相同期ループと、該位相同
期ループ内の電圧制御発振器より出力される電圧制御発
振信号と上記局部発振信号とを基にクロック信号を発生
させるクロック信号生成手段と、該得られたクロック信
号を基に上記復調用拡散符号を生成する復調用拡散符号
発生手段と、上記角度復調信号より同期捕捉用の制御信
号を生成してスペクトル拡散復調時の同期捕捉を行なう
同期捕捉 手段と、同期捕捉時には同期捕捉用の信号発生
器からのクロック信号と、同期確立後には上記電圧制御
発振信号と上記局部発振信号とを基に得られたクロック
信号とを夫々切り換え出力するスイッチ手段とを備えて
構成した。

【００２２】

【実施例】図６以降を参照し乍ら、本発明のスペクトル
拡散変調及び／又は復調装置の一実施例について説明す
る。図６（Ａ），（Ｂ）は、夫々本発明のＳＳ変調装置
１の一実施例のブロック構成図及びＳＳ復調装置２ａの
第１実施例のブロック構成図である。なお、変調部と復
調部の双方を有するＳＳ変調復調装置は、当然図６
（Ａ），（Ｂ）の両方の構成を備えているわけである
が、アンテナＡ_１，Ａ_２やＰＮＧ４８，４９等一部の構
成要素は兼用できる。なお、この図６において、図１，
図２に夫々示した従来装置と同一構成要素には同一符号
を付して、その詳細な動作説明を省略する。また、ＳＳ
変調復調装置の説明は、ＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置
の説明で代用することにする。

【００２３】図６（Ａ）に示すように、送信機における
ＳＳ変調装置１は、１次変調用の角度変調回路５２，周
波数逓倍器（逓倍数＝Ｎ_１）５３，分周器（分周数＝１
／Ｎ_２）２８，ＰＮＧ４８，ＬＰＦ３１，拡散変調用の
乗算器６，及び増幅器１６等を備え、これらを図示の如
く結線して構成されている。なお、変調用キャリヤ供給
用の発振器は角度変調回路５２に内蔵されており、ここ
での角度変調としては一般的にＦＭ変調やＰＭ変調を指
すが、広義には前記ＦＳＫやＭＳＫ及ぴＧＭＳＫの各デ
ータ変調も含まれる。本実施例では、ＦＭ変調に限定し
て説明するが、角度変調であれば、ＦＭ変調以外の変調
波にも応用できるものである。

【００２４】ところで、角度変調を用いた通信では、そ
の変調用キャリヤ周波数を高い周波数に選んで直接送信
する方法と、予め低い周波数を選んで角度変調を行って
からアップコンバージョンにより高い周波数に変換して
送信する方法がある。前者の直接送信する方法では回路
構成は簡単になるので、一般に周波数偏移に対するキャ
リヤ周波数が高くなるほど変調回路でのＳＮ比は悪くな
る傾向にあるが、本発明装置では構成の簡素化の面か
ら、前者の方法を用いることにする。

【００２５】図６（Ａ）示の構成において、音声信号や
データ等の情報信号Ｓ（ｔ）＝ｓｉｎ ｐｔが、入力端
子Ｉｎ１より角度変調回路５２に供給されて、ここで内
蔵の発振器からのキャリヤを情報信号Ｓ（ｔ）で変調す
ることにより、１次変調であるＦＭ変調が行なわれる。
この角度変調回路５２の出力をＦＭ変調信号ｆＭ（ｔ）
で表わすことにする。この場合のキャリヤ周波数をｆ
Ｏ，周波数偏移をΔＦとする。

【００２６】ＦＭ変調信号ｆＭ（ｔ）は周波数逓倍器５
３に供給され、ここでキャリヤ周波数と周波数編移がＮ
_１倍（Ｎ_１は９等の自然数）に逓倍される。従って、周
波数逓倍器５３により、夫々Ｎ_１ｆＯ，Ｎ_１ΔＦなる最
終のキャリヤ周波数及ぴ周波数編移が得られ、周波数変
調波ｆ（ｔ）＝Ｅｓｉｎ｛ω０ ｔ＋（Δｆ／ｆｍ）ｓ
ｉｎ ｐｔ｝として出力され、拡散変調用の乗算器６へ
供給される。なお、ｆｍは情報周波数を示し、ｓｉｎ
ｐｔ＝Ｓ（ｔ）である。

【００２７】一方、ＦＭ変調信号ｆＭ（ｔ）は分周器２
８にも供給され、ここで分周されて、基本キャリヤ周波
数がｆＯ／Ｎ_２（Ｎ_２は５等の自然数）、周波数編移が
Δｆ／Ｎ_２となる。この分周出力信号は周波数ｆｃなる
クロック信号Ｃ（ｔ）してＰＮＧ４８に供給され、ここ
でこのクロック信号を基に拡散符号Ｐ（ｔ）力性成され
る。この拡散符号をＬＰＦ３１を介して拡散変調用の乗
算器６に供給し、ここで上記周波数変調波ｆ（ｔ）との
乗算によるスペクトル拡散が行われる。従って、乗算器
６の出力としてＰ（ｔ）ｆ（ｔ）なるスペクトル拡散信
号ＳＳ（ｔ）が得られ、増幅器１６で適宜増幅されて、
送信アンテナＡ_１より電波となって出力される。

【００２８】次に、受信側である本発明のＳＳ復調装置
の第１実施例について、図６（Ｂ）と共に説明する。Ｓ
Ｓ復調装置２ａは図示の如く、乗算器（ミキサー，位相
比較器）８〜１０，ＢＰＦ１２〜１４，増幅器１７〜２
０，ＰＮＧ４９，局部発振器５７，５８，同期補足制御
回路３２，排他的論理和回路２２，ＬＦ（ループフィル
タ）２３，ＶＣＯ２４，及び分周器｛分周数＝１／（Ｎ
_１＊Ｎ_２）；以下単に“１／（Ｎ _１ Ｎ _２）”と記す｝２
６，２７やＬＰＦ２９，３０等を備え、これらを図示の
如く結線して構成されている。なお、ＬＦ２３，ＶＣＯ
２４，位相比較器１０，及び増幅器１９によりＰＬＬ
（位相同期ループ）４１が形成されており、このＶＣＯ
２４の出力や局部発振器５８からの局発信号がアナログ
信号の場合には、排他的論理和回路２２の前段に、夫々
Ａ／Ｄ変換器等の２値化手段が接続される。

【００２９】かかる構成のＳＳ復調装置２ａにおいて、
受信用アンテナＡ _２により受信されたＳＳ変調波ＳＳ
（ｔ）は、ＢＰＦ１２にて不要な周波数帯域成分を除去
された後、高周波増幅器１７にて適宜増幅されて、逆拡
散用の乗算器８に供給される。なお、ここでのＳＳ変調
波ＳＳ（ｔ）は、前記送信アンテナＡ_１より出力される
ＳＳ変調波ＳＳ（ｔ）とは実際には相違し、干渉波等の
雑音成分が含まれているが、便宜上同じ記号ＳＳ（ｔ）
を用いることにする。

【００３０】一方、乗算器８には、乗算器９において局
部発振器５８からの中間周波数に変換（ダウンビート）
されたＰＮＧ４９からの拡散符号が入力される。ＰＮＧ
４９には、スイッチＳｗのｘ側端子を介して同期補足用
信号発生器５７からのクロック信号が供給される。この
とき同期補足用信号発生器５７のクロック周波数ｆｓ
は、送信機側でＳＳ変調に用いられているＰＮＧクロッ
ク信号Ｃ（ｔ）の周波数（ｆｃ）よりもδｆだけ早い
（又は遅い）周波数となっている（ｆｓ＝ｆｃ±δ
ｆ）。乗算器８では受信されたＳＳ信号との間でスライ
ディング相関が行われ、その出力波形は例えば図７
（Ａ）のようになる。

【００３１】図７においてａ，ａ′は相関点、ｂ，ｂ′
は非相関点である。復調信号はａ，ａ′の相関点におけ
る信号より得られ、ｂ，ｂ′の非相関点では殆どが雑音
成分である。横軸は時間ｔである。拡散符号の１周期の
チップ数をＮ _ｐｎ とすると、ａ〜ａ′の期間はＮ _ｐｎ ／
（ｆｓ−ｆｃ）＝Ｎ _ｐｎ ／±δｆで表せる。

【００３２】相関点ａにおける乗算器８の出力は、ＢＰ
Ｆ１３を介して角度復調器（位相同期ループ）４１の乗
算器１０に供給される。角度復調器４１の出力を図示し
ないＨＰＦにより情報周波数帯域より広域の周波数帯に
生じる雑音を抽出すると、図７（Ｂ）に示すように、相
関点で雑音が小さく、非相関点で雑音が大きく生じる。
よって同期捕捉制御回路３２において雑音電圧と信号電
圧との識別が可能となり、雑音の小さいときをＳＳ信号
の同期位置として検出することが出来る。

【００３３】ところで一方、局部発振器５８の発振信号
（周波数ｆＬとする）が分周器２７において１／Ｎ _１ Ｎ
_２ に分周され、ｆＬ／Ｎ _１ Ｎ _２ となって排他的論理和演
算回路（Ｅｘ−ＯＲ回路）２２に供給される。また、位
相同期ループ４１のＶＣＯ２４の発振信号（周波数ｆｉ
とする）が分周器２６によって１／Ｎ _１ Ｎ _２ に分周さ
れ、ｆｉ／Ｎ _１ Ｎ _２ となってＥｘ−ＯＲ回路２２に供給
される。

【００３４】Ｅｘ−ＯＲ回路２２において上記した分周
器２６，２７からの入力を演算してこれを出力する。
尚、Ｅｘ−ＯＲ回路２２は乗算器であっても良い。Ｅｘ
−ＯＲ回路２２からの出力はＢＰＦ１４によって（ｆｉ
＋ｆＬ）／Ｎ _１ Ｎ _２ なる周波数成分が抽出され、増幅器
２０を介してスイッチＳｗのｙ側端子に供給される。ス
イッチＳｗは、上記した同期捕捉制御回路３２からの同
期位置の検出信号によりｘ側からｙ側に切換えられ、Ｓ
Ｓ同期が確立される。

【００３５】ここで、上記した相関点（同期確立位置）
における乗算器８の出力は、ＳＳ変調波の中心キャリア
周波数であるのでｆｉ＝Ｎ _１ ＊ｆ _０ −ｆＬなる周波数で
表される。これは局部発振器５８の発振周波数ｆＬの影
響を受けているためである。一方、上記した位相同期ル
ープ４１のＶＣＯ２４は（Ｎ _１ ＊ｆ _０ −ｆＬ）なる周波
数に同期して発振させるものであるから、Ｅｘ−ＯＲ回
路２２の出力する周波数を（ｆｉ＋ｆＬ）／Ｎ _１ Ｎ _２ と
することにより、（ｆｉ＋ｆＬ）／Ｎ _１ Ｎ _２ ＝（（Ｎ _１
＊ｆ _０ −ｆＬ）＋ｆＬ）／Ｎ _１ Ｎ _２ ＝（Ｎ _１ ＊ｆ _０ ）／Ｎ _１ Ｎ _２ 即ち、局部発振器５８の影響を打ち消して、送信側で用
いられた拡散符号のクロックと同期したクロックを受信
側で再生することができる。

【００３６】同期確立後は、乗算器８から出力されるＳ
Ｓ信号は位相同期ループ４１において角度復調され、Ｌ
ＰＦ３０において不要な周波数成分が除去された後、出
力端子Ｏｕｔ２より図示しない伝送路に供給され、復調
された情報が得られる。

【００３７】かかる同期捕捉用の制御信号（例えぱ、図
７（Ｂ）の信号を上記した同期判定回路３４と出力整形
回路３５とで整形し出力したもの）のレベルは、受信電
界強度によって変動することはないが、これは従来のＳ
Ｓ復調装置におけるＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏ
ｎｔｒｏｌｌｅｒ）６０の代りに、振幅制限増幅器１８
が利用できるようになったためである。これにより、制
御信号は受信電界強度の大小によらず安定的に検出され
る。この制御信号により相関点ａ又はａ′で切換えられ
てＰＮＧ４９に供給されるクロック信号は、変調時のク
ロック信号と等価になるので、ＰＮＧ４９にて生成され
る拡散符号は、スイッチＳｗの接点ｙへの切換え以降、
ρ（ｔ）から前記ＰＮＧ４８と同じ拡散符号Ｐ（ｔ）に
変わる。

【００３８】この拡散符号Ｐ（ｔ）をＬＰＦ２９を介し
て乗算器（ミキサー）９に供給し、ここで前記の如く局
部発振器５８からの局発信号で周波数変換したのち乗算
器８に供給して、ここでＳＳ変調波ＳＳ（ｔ）を逆拡散
復調すると、逆拡散された中間周波に変換された角度変
調波となる。これをＢＰＦ１３，振幅制限増幅器１８を
介して位相同期ループ４１（位相比較器１０）に供給す
ることにより、位相同期ループ４１で角度復調が良好に
行われ、ＬＰＦ３０にて復調情報信号の周波数帯域以外
の不要な成分が除去された後、出力端子Ｏｕｔ２より復
調された情報Ｓ′（ｔ）が得られるものである。

【００３９】次に、本発明のＳＳ復調装置の第２実施例
について、図８のブロック構成図と共に説明する。この
図８において、図６に示した第１実施例装置２ａと同一
構成要素には同一符号を付して、その説明を省略する。
第２実施例装置２ｂの主な特徴は、両図を比較すれば明
らかなように、同期捕捉のための回路構成等に若干の相
違がある。即ち、ＶＣＯ２４からスイッチＳｗに至る同
期捕捉用クロック信号生成回路系等が相違しており、動
作原理も当然異なるので、これについて以下詳細に説明
する。

【００４０】具体的な相違点の１つとして、ＥＸ−ＯＲ
回路の代りに第２実施例装置２ｂでは乗算器４を使用し
ており、しかも、各分周器で夫々分周しないで、ＰＬＬ
４１中のＶＣＯ２４の出力及び局部発振器５８からの局
発信号出力Ｅ０＊ｃｏｓ ωｔ（周波数ｆＬ）を直接こ
こで掛け合せている。ＶＣＯ２４の出力信号は、前記の
如く同期捕捉キャリア信号ｆｉに同期しているので、乗
算器４からは当然ｆＬ＋ｆｉなる周波数の成分も出力さ
れる。そこで、ＢＰＦ１５でこの周波数ｆＬ＋ｆｉなる
信号成分のみを通過させて、増幅器２０にて必要に応じ
て増幅して後、分周器２６にて周波数分周を行い、基本
周波数が（ｆＬ＋ｆｉ）／（Ｎ_１Ｎ_２）の出力信号を得
る。

【００４１】前記の如く、スペクトル拡散信号ＳＳ
（ｔ）の中心キャリヤ周波数はＮ_１＊ｆＯであるので、
この分周器出力は、ｆＯ／Ｎ_２となって、スイッチＳｗ
に供給される。このｆＯ／Ｎ_２なる周波数は、前記ＳＳ
変調装置１における分周器２８の基本分周キャリヤ周波
数に等しく、ＳＳ同期が確立した場合に変調用拡散符号
発生回路４８に供給されるクロック信号と等しくなるこ
とも、前記した通りである。

【００４２】かかる構成により、第１実施例のＳＳ復調
装置２ａでは分周器を２つ必要としたが、本実施例では
１個ですみ、構成が更に簡素化されている。また、ＥＸ
−ＯＲ回路の代りに乗算器４を使用しているので、ＶＣ
Ｏ出力や局発信号はアナログ信号の形態でも構わないの
で、２値化手段も不要となる。

【００４３】次に、本発明のＳＳ復調装置の第３実施例
について、図９のブロック構成図と共に説明する。この
図９において、図６，図８に夫々示した第１，第２実施
例装置２ａ，２ｂと同一構成要素には同一符号を付し
て、その説明を省略する。第３実施例装置２ｃの主な特
徴は、図面を比較すれば明らかなように、復調用拡散符
号のビートダウンの仕方や同期捕捉のための回路構成に
若干の相違がある。

【００４４】具体的な相違点として、局部発振信号出力
用の局部発振器５８を、前記第１，第２実施例装置２
ａ，２ｂにおける発振周波数よりもＮ_２で除した分だけ
低い周波数を発振するよう構成し、そして局部発振器５
８からの局発信号出力Ｅ０＊ｃｏｓωｔの周波数ｆＬを
Ｎ_２逓倍する逓倍器３３を設けている。なお、ＶＣＯ２
４からスイッチＳｗに至る同期捕捉用クロック信号生成
回路系は第１実施例装置２ａの方に類似しており、ＥＸ
−ＯＲ回路２２を使用しているので入力信号としてディ
ジタル信号しか扱えないが、乗算器に比べてバランス調
整が不要であるという特長を有する。

【００４５】ここで、第３実施例のＳＳ復調装置２ｃに
おける同期捕捉動作について説明する。同期捕捉用信号
発生器５７からの同期捕捉用信号Ｃ ｓ（ｔ）｛その周
波数ｆｓは正規のクロック信号Ｃ（ｔ）の周波数ｆｃよ
り僅かに異なる｝を拡散符号発生回路４９に供給して拡
散符号ρ（ｔ）を発生させ、この拡散符号ρ（ｔ）をＬ
ＰＦ２９を介して乗算器（ミキサー）９に供給する動作
は前記第１，第２実施例装置２ａ，２ｂと同様である。

【００４６】−方、局部発振器５８からは周波数ｆＬ′
なる局発信号が出力されており、これが逓倍器３３によ
りＮ２逓倍されて逓倍局発信号となり、上記ミキサー９
に供給される。従って、ミキサー出力はＢＰＦ１３によ
り中間周波に変換された同期捕捉キャリヤ信号のみが抽
出される。この信号は時間軸上で示すと、やはり前記図
７（Ａ）のようになる。

【００４７】同期捕捉キャリヤ信号は振幅制限増幅器１
８を介してＰＬＬ４１を構成する位相比較器（乗算器）
１０に供給され、ＰＬＬ４１を構成するＶＣＯ２４よ
り、位相比較器１０に供給される同期捕捉キャリヤ信号
ｆｉに同期した出力が分周器２６に供給される。一方、
上記局発信号は分周器２５にも供給され、ここでその基
本周波数を１／Ｎ_１に分周されて、ｆＬ′／Ｎ_１なる基
本周波数の出力信号となって、ＥＸ−ＯＲ回路２２の一
方の端子に供給される。

【００４８】また、ＶＣＯ２４の出力は分周器２６で１
／Ｎ_１Ｎ_２に分周されて基本分周周波数がｆｉ／（Ｎ_１
Ｎ_２）となり、ＥＸ−ＯＲ回路２２の他方の端子に供給
される。従って、ＥＸ−ＯＲ回路２２では排他的論理和
演算による乗算が行なわれて、両信号の乗算出力が得ら
れるが、その中から（ｆＬ＋ｆｉ）／（Ｎ_１Ｎ_２）なる
周波数の信号をＢＰＦ１５にて抽出し、増幅器２０によ
り十分に増幅してからスイッチＳｗに供給する。なお、
増幅器２０の出力基本周波数は前記した理由によりｆＯ
／Ｎ_２となるが、このｆＯ／Ｎ_２は前記ＳＳ変調装置、
１における分周器２８の基本分周キャリヤ周波数に等し
く、ＳＳ同期が確立した場合に変調用の拡散符号発生回
路４８に供給されるクロック信号の周波数と等しくな
る。

【００４９】図７（Ａ）に示したＢＰＦ１３の出力波形
における相関点ａ及びａ′を検出するために、本実施例
でも、角度復調用のＰＬＬ４１内の誤差増幅器１９の出
力を利用しており、この角度復調出力から情報周波数よ
りも高域の周波数帯に生じる雑音を検出すると、図７
（Ｂ）に示したように相関点ａ，ａ′では雑音電圧が小
さく、非相関部分ｂ，ｂ′で雑音電圧が大きくなること
を利用して、第１実施例２ａ同様スイッチＳｗの切換え
動作を行なっている。これにより制御信号は受信電界強
度により変動することなく安定的に検出され、この制御
信号によるスイッチＳｗの端子χよりｙへの切換えで、
ＰＮＧ４９に供給されるクロック信号が変調時のクロッ
ク信号と等価なものとなるので、ＰＮＧ４９から出力さ
れる拡散符号はスイッチＳｗの切換え時にρ（ｔ）から
Ｐ（ｔ）に変わる。

【００５０】かかる拡散符号Ｐ（ｔ）はＬＰＦ２９を介
してミキサー９に供給され、ここで前記逓倍器３３から
の逓倍局発信号Ｅと乗算された後、逆拡散用の乗算器８
に供給されて逆拡散が行われ、中間周波に変換された角
度変調波（中間周波信号）となり、更にＰＬＬ４１で角
度復調が行なわれた後、ＬＰＦ３０を介して出力端子Ｏ
ｕｔ２より復調された情報Ｓ′（ｔ）が出力される。

【００５１】なお、以上説明した第３実施例の構成にお
いて、逓倍器３３の逓倍数をＮ_２の代りにＮ_１とし、且
つ分周器２５の分周数を１／Ｎ_１の代りに１／Ｎ_２とし
ても、ほぼ同様の結果が得られる。その場合、局部発振
器５８は、前記第１，第２実施例装置２ａ，２ｂにおけ
る発振周波数よりもＮ_１で除した分だけ低い周波数を発
振するよう構成されることは言うまでもない。

【００５２】次に、本発明のＳＳ復調装置の第４実施例
について、図１０のブロック構成図と共に説明する。こ
の図１０においても、図６，図８，図９に夫々示した第
１〜第３実施例装置２ａ〜２ｃと同一構成要素には同一
符号を付して、その詳細な説明を省略する。第４実施例
装置２ｄの回路構成は、図面を比較すれば明らかなよう
に、図９の第３実施例装置２ｃに最も類似しており、相
違点としては、局部発振器５８を第１，第２実施例装置
２ａ，２ｂにおける発振周波数よりもＮ_１で除した分だ
け低い周波数を発振するよう構成し、この局部発振器５
８からの局発信号の周波数ｆＬを逓倍する逓倍器３３の
逓倍数を、Ｎ_２の代りにＮ_１としている。これにより、
分周器２６の分周数が１／Ｎ_１Ｎ_２から１／Ｎ_１とな
り、第３実施例装置２ｃで使用した分周器２５は不要と
なるので、回路構成が少し簡素化される。なお、かかる
第４実施例装置２ｄの同期捕捉動作や復調動作は、上記
第３実施例装置２ｃ等と基本的には変らないので、その
詳細な説明は省略する。

【００５３】なお、以上の第３，第４実施例装置２ｃ，
２ｄにおいても、ＥＸ−ＯＲ回路２２の代りに乗算器を
用いても良く、これは、前記第１実施例装置２ａと同様
の理由による。

【００５４】

【発明の効果】叙上の如く、本発明のＳＳ変調及び／又
は復調装置によれば、角度変調出力信号の周波数を分周
したものを拡散符号生成用のクロック信号とし、且つ角
度変調出力信号の周波数を逓倍して所定のキャリヤ周波
数と周波数偏移を確保する角度変調波として、キャリヤ
周波数と拡散符号用クロック信号とに同期関係を持たせ
て、ＳＳ変調及び／又はＳＳ復調を行なっているので、
次のような種々の特長を有する。

【００５５】 ＳＳ復調における逆拡散用拡散符号発
生用のクロック信号を、ＰＬＬ，分周器，ＥＸ−ＯＲ回
路（又は乗算器），ＢＰＦ等を用いて比較的容易に生成
できる。 同期捕捉後の同期保持を上記角度復調用のＰＬＬで
容易に行うことができ、これにより従来装置では不可欠
だった同期保持用のＤＬＬが不要となる。 中間周波段には簡単な振幅制限増幅器を使用してい
るので、ＳＳ受信には必須とされるＡＧＣを不要にでき
る等により、ＳＳ変調復調が比較的簡単な回路構成で実
現可能となり、簡易な無線装置等へのＳＳ技術の応用が
可能となる。

【００５６】 復調用拡散符号生成用のクロック信号
の生成手段におけるＥＸ−ＯＲ回路を、乗算器で代用す
れば非常に高い周波数の乗算処理もでき、ＶＣＯ出力や
局発信号はアナログ信号の形態でも構わないので、２値
化も不要となる。 復調用拡散符号生成用のクロック信号の生成手段
を、局部発振信号と電圧制御発振信号の両信号を１／
（Ｎ_１Ｎ_２）に分周したもの同士を乗算又は排他的論理
和演算し、この演算出力の中からクロック信号生成に必
要な周波数成分のみを抽出するよう構成すると、キャリ
ア周波数が比較的に低い場合に有利である。

【００５７】 クロック信号の生成手段を、局部発振
信号と電圧制御発振信号とを乗算して、得られた乗算出
力信号の中からクロック信号の生成に必要な周波数成分
のみを抽出し、更に１／（Ｎ_１Ｎ_２）に分周するよう構
成すれば、使用し得るキャリア周波数の範囲を広くでき
る。 復調用拡散符号生成用のクロック信号の生成手段
を、局部発振信号を１／Ｎ_１又は１／Ｎ_２に分周して得
た信号と、電圧制御発振信号を１／（Ｎ_１Ｎ_２）に分周
して得た信号との乗算又は排他的論理和演算を行なっ
て、この演算出力信号の中からクロック信号の生成に必
要な周波数成分のみを通過させるよう構成し、且つ、局
部発振信号出力用の局部発振器を、必要な発振周波数よ
りもＮ_２又はＮ_１で除した分だけ低い周波数を発振する
よう構成し、更にこの局郁発振器の出力信号周波数をＮ
_２倍又はＮ_１倍に逓倍する周波数逓倍器を備えた場合に
は、キャリア周波数が高い場合でも安定なクロック再生
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の代表的なＳＳ変調装置のブロック構成
図。

【図２】従来の代表的なＳＳ復調装置のブロック構成
図。

【図３】従来のＳＳ復調装置を構成するＤＬＬ型同期保
持用信号処理回路のブロック図。

【図４】ＤＬＬ型同期保持用信号処理回路における同期
保持動作説明用特性図。

【図５】スライディング相関型同期捕捉動作の説明用相
関特性図。

【図６】本発明のＳＳ変調装置及びＳＳ復調装置（第１
実施例）のブロック構成図。

【図７】本発明のＳＳ変調装置における同期捕捉動作説
明用信号波形図。

【図８】本発明のＳＳ復調装置の第２実施例のブロック
構成図。

【図９】本発明のＳＳ復調装置の第３実施例のブロック
構成図。

【図１０】本発明のＳＳ復調装置の第４実施例のブロッ
ク構成図。

【符号の説明】

１…ＳＳ変調装置、２ａ〜２ｄ…ＳＳ復調装置、３〜１
０…乗算器、１１〜１５…帯域濾波器、１６〜２０…増
幅器、２１，２４…ＶＣＯ（電圧制御発振器）、２２…
ＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路、２３，３７…ループ
フィルタ、２５〜２８…分周器、２９〜３１…低域濾波
器、３２…同期捕捉制御回路、３３，５３…逓倍器、４
１…ＰＬＬ、４８，４９…ＰＮＧ（拡散符号発生器）、
５２…角度変調回路、５７〜５９…局部発振器、Ａ１，
Ａ２…アンテナ、Ｓｗ…スイッチ。

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】変調部には、音声等の情報信号を角度変調
   する角度変調手段と、得られた角度変調信号を２以上の
   自然数Ｎ _１ で周波数逓倍して逓倍角度変調波を得る周波
   数逓倍手段と、上記角度変調信号を２以上の自然数Ｎ _２
   で分周する分周手段と、該分周手段の出力をクロック信
   号としてこれを基に拡散符号を生成する拡散符号発生手
   段と、該得られた拡散符号で上記逓倍角度変調波を拡散
   変調してスペクトル拡散変調波を出力する拡散変調手段
   とを備え、 復調部には、局部発振信号を出力する局部発振器と、該
   局部発振信号により復調用拡散符号を中間周波に変換す
   る周波数変換手段と、該中間周波に変換された拡散符号
   を上記スペクトル拡散変調波に乗算することにより逆拡
   散して角度変調波を得る逆拡散復調手段と、該得られた
   角度変調波を復調して角度復調信号を得る位相同期ルー
   プと、該位相同期ループ内の電圧制御発振器より出力さ
   れる電圧制御発振信号と上記局部発振信号とを基にクロ
   ック信号を発生させるクロック信号生成手段と、該得ら
   れたクロック信号を基に上記復調用拡散符号を生成する
   復調用拡散符号発生手段と、上記角度復調信号より同期
   捕捉用の制御信号を生成してスペクトル拡散復調時の同
   期捕捉を行なう同期捕捉手段と、 同期捕捉時には同期捕捉用の信号発生器からのクロック
   信号と、同期確立後には上記電圧制御発振信号と上記局
   部発振信号とを基に得られたクロック信号とを夫々切り
   換え出力するスイッチ手段とを備えることを特徴とする
   スペクトル拡散変調復調装置。
2. 【請求項２】前記クロック信号生成手段は、局部発振信
   号を１／（Ｎ _１ Ｎ _２ ）に分周して分周局部発振信号を得
   る第１の分周器と、電圧制御発振信号を１／（Ｎ
   _１ Ｎ _２ ）に分周して分周電圧制御発振信号を得る第２の
   分周器と、該第１及び第２の分周器の両出力の乗算又は
   排他的論理和演算を行なう演算手段と、該演算手段の出
   力信号の中から，クロック信号の生成に必要な周波数成
   分のみを通過させる帯域濾波 器とからなることを特徴と
   する請求項１記載のスペクトル拡散変調復調装置。
3. 【請求項３】前記クロック信号生成手段は、局部発振信
   号と電圧制御発振信号とを乗算する乗算器と、該乗算手
   段の出力信号の中からクロック信号の生成に必要な周波
   数成分のみを通過させる帯域濾波器と、該帯域濾波器の
   出力信号を１／（Ｎ _１ Ｎ _２ ）に分周する分周器とからな
   ることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル拡散変
   調復調装置。
4. 【請求項４】クロック信号生成手段は、局部発振信号を
   １／Ｎ _１ 又は１／Ｎ _２ に分周して分周発振信号を得る第
   １の分周器と、電圧制御発振信号を１／（Ｎ _１ Ｎ _２ ）に
   分周して分周電圧制御発振信号を得る第２の分周器と、
   該第１及び第２の分周器の両出力信号の乗算又は排他的
   論理和演算を行なう演算手段と、該演算手段の出力信号
   の中からクロック信号の生成に必要な周波数成分のみを
   通過させる帯域濾波器と、前記局部発振器の出力信号周
   波数をＮ _２ 倍又はＮ _１ 倍に周波数逓倍して前記周波数変
   換手段に供給する周波数逓倍器とを備えることを特徴と
   する請求項１に記載のスペクトル拡散変調復調装置。
5. 【請求項５】前記クロック信号生成手段は、電圧制御発
   振信号を１／Ｎ _１ に分周して分周電圧制御発振信号を得
   る第１の分周器と、この分周器の出力信号と局部発振信
   号との乗算又は排他的論理和演算を行なう演算手段と、
   該演算手段の出力信号中よりクロック信号の生成に必要
   な周波数成分のみを通過させる帯域濾波器と、該帯域濾
   波器の出力信号を１／Ｎ _２ に分周してクロック信号を生
   成する第２の分周器と、前記局部発振器の出力信号周波
   数をＮ _２ 倍又はＮ _１ 倍に周波数逓倍して前記周波数変換
   手段に供給する周波数逓倍器とを備えることを特徴とす
   る請求項１に記載のスペクトル拡散変調復調装置。
6. 【請求項６】前記同期捕捉手段として、位相同期ループ
   で復調される角度復調出力から前記情報信号の周波数帯
   域より高い周波数帯域を有する雑音成分を検出して相関
   点と非相関部分の識別を行い、識別結果を制御信号に変
   換して上記スイッチ手段を切 換えることにより同期捕捉
   を行うよう構成した、請求項１乃至請求項５に記載のス
   ペクトル拡散変調復調装置。