JPH0272731A - スペクトル拡散通信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスペクトル拡散通信機に関し、特に構成が簡易
で手軽なスペクトル拡散通信機に関する。

［従来の技術］ 低電力で耐ノイズ性を有し、遠距離通信に適した方式と
してスペクトル拡散（ＳＳ）通信が多用されつつある。

上記ＳＳ通信は、データ信号をＭ系列符号等の疑似雑音
的拡散符号により変調して周波数帯域の広い広帯域信号
として送信し、受信側で、送信側の上記拡散符号に同期
せしめた拡散符号により上記広帯域信号を復調してデー
タ信号を得るものである。

一方、簡易な携帯通信機の分野において、微弱電波の規
制が厳しくなりつつあることがらその低出力化が迫られ
ており、かかる低電力通信に有利な上記ＳＳ通信を利用
して通信可能域の低減を防止することが考えられる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、従来のＳＳ通信においては、送信側と受
信側の拡散符号の同期をとるために、受低側において、
拡散符号を発生する疑似雑音発生器（ＰＮＧ）のクロッ
ク信号位相を変更する初期同期と、上記クロック信号の
周波数を電圧制御発振回Ｂ（ＶＣＯ）により変更する同
期保持をする必要があって回路構成が複雑であり、携帯
通信機に簡易に使用することができなかった。

本発明はかかる背景に鑑みてなされたもので、構成の大
幅な簡素化を実現して携帯通信に好適に使用できるスペ
クトル拡散通信機を提供することを目的とする。

「課題を解決するための手段］ 本発明の構成を第１図で説明すると、データ信号を第１
の拡散符号で変調して広帯域信号として送信する送信器
Ｔと、上記広帯域信号を受信し、これを第２の拡散符号
で復調して上記データ信号を得る受信器Ｒとで構成され
るスペクトル拡散通信機は、上記第１の拡散符号を所定
の符号速度に設定する第１の符号速度設定手段３と、上
記第２の拡散符号を上記所定の符号速度より僅か異なる
符号速度に設定する第２の符号速度設定手段１３と、受
信器Ｒにおける復１ｊｌ信号に含まれるノイズレベルを
検出する手段１２と、検出されたノイズレベルが所定値
以上の時に作動して上記ノイズレベルが上記所定値以下
になるまで」二記第２の拡散符号の位相を一定量づつ変
更する位相変更手段１４とを具備している。

［作用］ 上記ノイズレベルは、上記第１拡散符号と第２拡散符号
の位相が一致する付近でピーク的に低下し、上記所定値
以下となる。したがって、第２の拡散符号の位相を一定
量づつ変更して上記ノイズレベルが所定値以下となれば
、上記両拡散符号の位相はほぼ一致し、同期したことに
なる。

ところで、上記両拡散符号は僅かに符号速度が異なって
いるから、位相変更を停止すると次第にノイズレベルは
上昇し、上記所定値を越える。越えた時点で、再び位相
変更を開始し、上記ノイズレベルが所定値以下となるま
で位相変更を繰返す。

このようにして、ノイズレベルが所定値以下となるよう
に第２の拡散符号の位相変更を繰返すことにより両拡散
符号の同期状悪が保たれ、データ信号を良好に受信する
ことができる。

本発明においては、ＶＣＯ等を含む従来の同期保持回路
は不要であるから、構成が大幅に簡素化される。

［第１実施例］ 第１図に本発明になるスペクトル拡散通信機の全体構成
を示す。図において、送信器Ｔは、データ信号をＦＭ変
調するＦＭ変調回路１、疑似雑音的な拡散符号の一種で
あるＭ系列符号を発生するＭ系列符号発生回路２、該発
生回路２を駆動し、Ｍ系列符号の符号速度を決定するク
ロック発生回路３、上記ＦＭ変調回路１より出力される
変調波をさらに上記Ｍ系列符号で変調して広帯域信号と
する平衡変調回路４、および上記広帯域信号を送信する
送信アンテナ５より構成されている。

受信器Ｒは、上記広帯域信号を受信する受信アンテナ６
、受信された広帯域信号を増幅する高周波増幅回路７、
ミキサ８、ミキシング後の中間周波信号を増幅する中間
周波増幅回路９、中間周波増幅されたＦＩＶＩ波を復調
するＦｒｖｘｉｌ調回路１０、復調信号中のノイズ成分
を取り出して増幅し、整流してノイズレベル信号とする
ノイズアンプ・整流回路１１、上記ノイズレベル信号が
所定値以下か否かを判定するレベル判定回７ｆ８１２、
後述する受信側のＭ系列符号発生回路を駆動し、そのＭ
系列符号の符号速度を決定するクロック発生回路１３、
上記レベル判定回路１２により判定されたノイズレベル
が所定値以上の時に作動し、クロック発生回路１３より
出力されたクロックパルスの位相を一定量（本実施例で
は１／４ビツト）づつ変更する位相変更回路１４、送信
側のＭ系列符号と同一のＭ系列符号を発生するＭ系列符
号発生回路１５、局部発振回路１６、局部発振信号を上
記Ｍ系列符号で変調し、上記ミキサ８に供給する平衡変
調回路１７、および囲路のＣＰＵ、表示器を有して、上
記復調信号より送信データを解読表示するデータ処理回
路】、８より構成されている。

なお、本実施例においては、送信側のＭ系列符号の符号
速度は２ＭＨｚ、受信側はそれより５１−（Ｚ〜１０Ｈ
ｚ高くなるように各クロック発生回路３．１３のクロッ
クパルス周波数を設定しである。

また、送信器Ｔと受信器Ｒの、クロック発生回路３．１
３、Ｍ系列符号発生回路２．１５、平衡変調回路４．１
７は、それぞれ同一回路構成である。

以下、上記各回路の詳細とその作動を併せて説明する。

第２図において、ＦＭ変調回路１は、データ信号を発生
する信号発生回路１０１と、その出力側に接続されたコ
ルピッツ発振回路を有し、該発振回路は、可変容量ダイ
オード１０２、水晶振動子１０３、インダクタ１０４、
その他の抵抗、コンデンサ、トランジスタより構成され
ている。

上記可変容量ダイオード１０２の容量値はこれに印加さ
れるデータ信号電圧により変化し、これに伴って出力発
振周波数が変化してＦＭ変調がなされる。

Ｍ系列符号発生回路２は、７段のシフトレジスタ２０１
、該レジスタ２０１の初段と最終段の出力を入力して初
段に出力する排他論理和ゲート２０２、上記最終段に直
列接続されたインバータ２０３．２０４、インバータ２
０３，２０４の連結部とインバータ２０３の出力側に設
けた抵抗２０５．２０６より構成されている。

上記シフトレジスタ２０１にはクロック発生回路３から
のクロックパルスが入力しており、クロック発生回路３
は、水晶振動子３０１、インバータ３０２、その他のコ
ンデンサ、抵抗より構成されている。

Ｍ系列符号の発生は以下のようにして行われる。

すなわち、最初にシフトレジスタ２０１の出力が全てｒ
Ｈ，レベルである場合、ゲート２０２の出力はｒｌ、Ｊ
レベルて゛ある。クロックパルスが入力すると、その立
上がりでシフト動作がなされ、シフトレジスタ２０１の
初段が［Ｌ］レベル、他はｒ）（Ｊレベルとなる。この
時、上記ゲート２０２の出力はｒ　ＨＪレベルとなる。

次のクロックパルスが入力すると、シフトレジスタ２０
１の初段はｒ）（Ｊレベル、二段が「Ｌ」レベル、他は
ｒ　ＨＪレベルとなり、これを繰り返すことにより、シ
フトレジスタ２０１の最終段からは順次Ｍ系列符号が出
力される。しかして、Ｍ系列符号の符号速度は上記クロ
ックパルスの周波数と同一となる。

平衡変調回路４は、トランス４０１．４０２とこれらの
間に介在するダイオードブリッジ４０３より構成され、
トランス４０１の一次側にＦＭ変調信号が入力し、トラ
ンス４０２の二次側は送信アンテナ５に接続されている
。そして、上記トランス４０１の二次側中間タップと、
上記トランス４０２の一次側中間タツブに、それぞれ抵
抗２０６．２０５を経たＭ系列符号が入力している。

上記構成の平衡変調回路４により、ＦＭ変調信号は広い
周波数帯域に拡散されるが、この場合、シフトレジスタ
２０１最終段より出力されるＭ系列符号がｒ　ＨＪレベ
ルとｒｌ、Ｊレベルの時では、上記ＦＭ変調信号の位相
が反転せしめられるから、主なる周波数帯域は上記符号
速度の２倍の領域となる。

第３図において、ノイズアンプ・整流回路１１は、ＯＰ
アンプ１１１を中心として複数の抵抗およびコンデンサ
よりなる増幅形のアクティブ・バンドパスフィルタと、
ダイオード１１２、コンデンサ１１３、抵抗１１４より
なる整流回路とより構成されている。上記バンドパスフ
ィルタは復調信号よりノイズ成分（１０ＫＨｚのスペク
トル成分）を取り出してこれを増幅するものである。

すなわち、ミキサ８のミキシング出力は、送信側のＭ系
列符号と受信側のＭ系列符号の位相差により太き（変化
し、第４図（１）に示す如く、位相差が±１ビット以内
でのみ現れて三角波状に変化する。この結果、ＦＭ復調
回路の復調信号は、上記ミキシング出力の振幅に反比例
するものとなり（第４図（２））、これを上記バンドパ
スフィルタに通して増幅した信号は第４図（３）に示す
ものとなる。この信号を整流回路で包絡線検波すると、
これはノイズレベルを示すノイズレベル信号となる（第
４図（４））。

このノイズレベル信号は、レベル判定回路１２のコンパ
レータ１２］−に入力し、定電圧ＶＡと比較される（第
５図）。上記ノイズレベル信号の電圧が上記定電圧ＶＡ
よりも小さい時、すなわち、送信側と受信側のＭ系列符
号の位相差が土１ビット内に入って両符号の同期がとれ
た時に、上記コンパレータ１２１の出力信号は「Ｌ」レ
ベルとなる。このコンパレータ信号は位相変更回路１４
に入力している。

クロック発生回路１３の構成は既に述べた送信側のクロ
ック発生回路３と同一である。

位相変更回路１４は、一対の４ビツト・バイナリカウン
タを内蔵するカウンタ１４１．１４２、フリップフロッ
プ１４３．４チヤンネルのマルチプレクサ１４４、およ
びインバ・−夕１４５より構成されている。カウンタ１
゜４１１．１４２はそのＣＬ端子に入力するパルスの立
下がりをカウントし、カウンタ１４２のカウント動作は
そのＣＥ端子入力がｒ　ＨＪレベルの場合のみ行われる
。

フリップフロップ１４３は、そのＤ端子に入力する信号
を、ＣＬ端子に入力するパルスの立上がりでＱ端子に出
力するものである。また、マルチプレクサ１４４は、そ
のＡ端子とＢ端子へ入力するバイナリコードにより各端
子ｒｏ、、＋　　ｒｌ」　ｒ２」「３」を選択し、これ
ら端子への入力信号をＹ端子へ選択的に出力する。

さて、クロック発生回路のクロックパルスａ（第６図（
１））は、カウンタ１４１に入力し、１／２分周されて
信号ｂ（第６図（２）〉となる。

上記信号すは、上記クロックパルスａの立上がりに同期
してフリップフロップ１４３のＱ端子、Ｑ端子に出力さ
れて、それぞれ信号Ｃ（第４図（３））、信号ｅ（第４
図（５））となる。また、上記信号すはインバータ１．
４５で反転されて信号ｄとなる。これら信号す、ｃ、ｄ
、ｅは第６図より知られる如く互いに１／４ビツトづつ
位相がずれており、それぞれ上記マルチプレクサ１４４
の端子「０」　「１」　「２」　「３」へ入力している
。

一方、カウンタ１４２は、そのＣＥ端子に入力する上記
コンパレータ１２１の出力信号がｒ　Ｉ−Ｉ　Ｊレベル
の時に、すなわち、送信側と受信側のＭ系列符号が同期
していない時に、カウント動作を開始し、そのＱ３、Ｑ
４端子の出力信号ｆ、ｇは、第７図に示す如く、バイナ
リコードで「０」　「１」ｒ２．、＋　　ｒ３．、＋を
一定周期で繰り返す、上記信号ｆ、ｇはマルチプレクサ
１４４のＡ端子とＢ端子にそれぞれ入力しており、これ
らの信号に応じて、上記信号す、ｃ、ｄ、ｅ　（第７図
（３）、（４）、（５）、（６））がＹ端子より信号ｈ
（第７図（７））として出力される。

上記信号りは、実質的なりロックパルスとしてＭ系列符
号発生回路１５へ与えられる。これにより、受信側のＭ
系列符号は、順次その位相が１／４ビツトづつ遅らされ
、これはノイズレベル信号の電圧が第５図Ｘ方向へ変化
して定電圧ＶＡより低くなるまで続行される。上記位相
遅延を停止すると、既述の如く、受信側のＭ系列符号の
符号速度は送信側のそれよりも代かに高くしであるから
、受信側Ｍ系列符号の位相が送信側に対して漸次進み始
め（第５図のｙ方向）、上記ノイズレベル信号電圧が再
び定電圧■＾を越える。そこで、再び位相遅延動作が開
始される。

このようにして、ノイズレベルを監視しつつ、これが一
定レベル以下になるように位相遅延動作が繰返されるこ
とにより、常に両Ｍ系列符号の同期が維持され、良好な
データ通信を行うことができる。

［第２実施例］ 本実施例は上記第１実施例におけるノイズレベルの比較
値を可変として、さらに通信の同期を良好になすもので
ある。すなわち、第８図においてレベル判定回路１，２
のコンパレータ１２１．には「−」端子にノイズレベル
信号ｍが入力しており「＋」端子には比較電圧ＶＢが入
力している。

上記電圧■８は電源・アース間に直列接続された抵抗１
２２．１２３の、接続部の電圧であり、この接続部とア
ース間にはそれぞれアナログスイッチ１２６．１２７と
直列接続された抵抗１２４１２５が接続されている。し
かして、上記電圧■８は、上記アナログスイッチ１．２
６．１２７がいずれもＯＦＦの状態、アナログスイッチ
１２６がＯＮとなった状態、さらにアナログスイッチ１
２７がＯＮとなった状態のそれぞれで電圧値が階段的に
低下する。

位相変更回路１４には、フリップフロップ１４６、カウ
ンタ１４７．１４８、およびインバータ１４９が設けら
れ、上記フリップフロップ１４６およびカウンタ１４７
には、カウンタ１４２からのカウントパルス出力が入力
している。カウンタ１４８はそのＲ端子入力がｒｌ、Ｊ
レベルで作動を開始し、そのＱ３端子出力とＱ４端子出
力を上記各アナログスイッチ１２６．１２７に作動信号
として与えている。

他の構成は上記第１実施例と同一であり、以下に作動を
説明する。

送信側と受信側の一拡散符号が同期していない場合には
、コンパレータ信号ｋ（第９図（５））は「し」レベル
であり、カウンタ１４２が作動して位相の異なるカウン
トパルスを選択するための信号ｆ、ｇ（第９図（３）、
（４〉）が出力されるこれにより、受信側の拡散符号の
位相が１／４ビツトづつ遅延される。

上記両拡散符号が同期すると、ノイズレベル信号ｍ（第
７図（７））は上記電圧■８より低下し上記信号にはｒ
Ｈ，レベルとなる。これにより、上記信号ｆ、ｇの出力
は停止され、カウントパルスｉ（第７図（１））の立上
がりタイミングで、フリップフロップ１４６のＱ端子出
力である信号β　（第７図（６））がｒ　Ｌ　Ｊレベル
となる。

これにより、カウンタ１４８が作動を開始し、そのＱ３
、Ｑ４端子より順次ｒ）（Ｊレベル出力か゛発せられて
アナログスイッチ１２６．１２７が作動し、電圧ＶＢは
段階的に低くなる。電圧■８の低下により、ここまでの
同期状態では上記信号には再びｒ　Ｌ　Ｊレベルとなり
、信号ｆ、ｇが発せられて受信側拡散符号の１／４ビツ
ト位相遅延がなされ、再び同期がとられる。かくして、
上記ノイズレベル信号ｍも電圧ＶＢの低下に伴って低く
なる。

上記位相遅延が最適同期状態を越えてなされると、信号
ｍのレベルは再び上昇しく第９図中、Ｘ点）、非同期状
態が持続することにより信号ｇがｒＨ，レベルとなって
カウンタ１４８をリセットする。これによりＶＢは初期
の電圧まで上昇し、同期状態となって再びＶＢが階段的
に低下し、後はこれを繰り返すゆ なお、信号ｉはカウンタ１４２の端子Ｑ２の出力である
。

本実施例によれば、比較的粗い同期状態に達した後、さ
らに精密な同期をとるから、より良好な通信を行なうこ
とが可能である。

上記各実施例によれば、従来の如き同期保持のための■
ＣＯを含む複雑な回路は不要であるから回路構成が簡単
かつコンパクトで、安価なものとなる。

上記各実施例において、拡散符号としてＭ系列符号以外
のものを使用できることはもちろんであり、位相遅延量
も上記１／４ビツトに限らず、用途に応じて適宜変更す
ることができる。

また、送信側の拡散符号速度を高くして、受信側の拡散
符号を進相変更するようにしても良い。

［発明の効果］ 以上の如く、本発明のスペクトル拡散通信機は■ＣＯ等
を含む従来の複雑な同期保持回路が不要であるから、通
信機の構成が大幅に簡素化され、安価なものとなって、
携帯通信に好適に使用できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第７図は本発明の第１実施例を示し、第１
図は通信機の全体構成ブロック図、第２図は送信器の回
路図、第３図は受信器の回路図、第４図は各種信号の波
形図、第５図は拡散符号の位相差とノイズレベル信号電
圧の関係を示す図、第６図および第７図は各種信号のタ
イムチャート第８図および第９図は本発明の第２の実施
例を示し、第８図は受信器の回路図、第９図は各種信号
のタイムチャートである。 Ｔ・・・送信器 ２・・・Ｍ系列符号発生回路 ３・・・クロック発生回路（第１の符号速度設定手段） ４・・・平衡変調回路 Ｒ・・・受信器 １２・・・レベル判定回路（ノイズレベル検出手段）１
３・・・クロック発生回路（第２の符号速度設定手段） １４・・・位相変更回路（位相変更手段）１５・・・Ｍ
系列符号発生回路 １７・・・平衡変調回路 ノイズレベル信号電圧 づ 、Ｏ °Ｏ Φ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. データ信号を第１の拡散符号で変調して広帯域信号とし
   て送信する送信器と、上記広帯域信号を受信し、これを
   第２の拡散符号で復調して上記データ信号を得る受信器
   とで構成されるスペクトル拡散通信機において、上記第
   １の拡散符号を所定の符号速度に設定する第１の符号速
   度設定手段と、上記第２の拡散符号を上記所定の符号速
   度より僅か異なる符号速度に設定する第２の符号速度設
   定手段と、受信器における復調信号に含まれるノイズレ
   ベルを検出する手段と、検出されたノイズレベルが所定
   値以上の時に作動して上記ノイズレベルが上記所定値以
   下になるまで上記第２の拡散符号の位相を一定量づつ変
   更する位相変更手段とを具備するスペクトル拡散通信機
   。