JPS6324691Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、スペクトラム拡散通信方式（以下
SS通信方式と略称する）の受信装置に関する。

一般にSS通信方式は、情報信号よりも充分広
いスペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（以下PN
符号と略称する）で変調された搬送波を情報信号
で変調して送信し、受信側では、送信側で用いた
のと同一のPN符号で変調された信号のみを選択
受信する方式である。SS通信方式では、一般的
に搬送波の変調方式や、PN符号の種類によつて
多くのものが考えられており、代表的なものとし
て２進のPN符号で情報信号又は搬送波を変調す
る直接拡散方式と、PN符号でもつて搬送波の周
波数の瞬時値を跳躍させる周波数ホツピング方式
とがある。本考案は、これらのSS通信方式の何
れに対しても適用できる。

PN符号で変調を行う方式の受信装置では、受
信信号内のPN符号と受信用PN符号との位相が
完全に一致していることが必要で、そのための同
期回路が設けられている。第１図は斯る方式の受
信装置の一例を示すものである。

第１図において、１は受信アンテナ、２はミキ
サ、３は局部発振器、４は掛算器であつて、この
掛算器４はミキサ２より周波数変換されて来る受
信信号と、送信側と同一の符号から成る基準信号
すなわち後述されるPN符号発生器１２からの受
信用のPN符号を掛け合わせて両者が同期してい
れば、送信側で位相反転されていた搬送波を180゜
移相し、搬送波を復元する。５はPN符号で変調
された搬送波のみを通過するよう設定されている
中間周波フイルタ、６は復調器、７は復調出力す
なわち情報信号の取り出される出力端子である。

また８は上述同様の中間周波フイルタ、９はエ
ンベロープ検波器、１０は電圧制御型発振器（以
下VCOと略称する）、１１は分周比Ｎを有する分
周器であつて、VCO１０はエンベロープ検波器
９の出力側に得られる検波出力に応じて制御され
る。またVCO１０からのクロツクの周波数は分
周器１１により所定周波数に分周され、PN符号
発生器１２に供給される。

PN符号は、自己相関関数が２通りの値しかと
らない２値周期系列であつて、変数ｋに対して
（ｋ＝０）のときに１、（０＜ｋ＜ｎ）のときに
（−１／ｎ）という自己相関関数をもつ系列のことで あり、そのひとつとして、周期ｎが（2^m−１）と
なるＭ系列がある。Ｍ系列は、ｍビツトのシフト
レジスタとエクスクルーシブオアゲートとによつ
て簡単に発生することができる。また、同一の周
期をもつ２つのＭ系列を合成して形成されるゴー
ルド符号も知られている。

第２図は、Ｍ系列の一例として、（ｍ＝４）（ｎ
＝15）のものを示し、第２図Ａに示すクロツクパ
ルスを４ビツトのシフトレジスタとエクスクルー
シブオアゲートとからなるPN符号発生器に供給
することで、同図Ｂに示すＭ系列が発生する。こ
の１周期の1/15の値の位相差を変数とすると、位
相差が０のときにのみ自己相関関数が１となり、
他の場合に（−1/15）となる。受信機のPN符号
発生器２に関連して設けられている同期化回路
は、自己相関関数が１となるように即ち掛算器４
の出力レベルが最大となるように受信用のPN符
号の位相を制御するように構成されている。

いま、受信アンテナ１で受信された高周波信号
はミキサ２において局部発振器３からの局部発振
信号と混合されて中間周波信号に変換され掛算器
４に供給される。

そしてこの掛算器４において上述の如く制御さ
れているPN符号発生器１２からのPN符号と相
関がとられ、相関がとれた時点すなわち受信信号
中のPN符号と受信用のPN符号の位相が一致し
た時点で掛算器４の出力側に最大の相関検出出力
が得られる。そしてこの検出出力はIFフイルタ
５を通して復調器６に供給されて復調され、もつ
て出力端子７には所望の情報信号が取り出され
る。

ところで上述の如き構成を成す従来装置の場
合、掛算器４の出力すなわち情報信号を含む相関
検出出力のレベルが低下してもVCO１０よりPN
符号発生器１２へのクロツクの周波数（周期）は
一定とされているため、ロツクインに時間がかか
り、良好な受信ができない不都合があつた。

本考案は斯る点に鑑み、情報信号を含む相関検
出レベルが所定の基準値より低下した場合には
PN符号に対するクロツク周波数を切換え、PN
符号を強制的にスライデイングさせて早い同期復
帰を出来るようにしたスペクトラム拡散通信方式
の受信装置を提供するものである。

以下、本考案の一実施例を第３図及び第４図に
基づいて詳しく説明する。

第３図は本実施例の構成を示すもので、同図に
おいて第１図と対応する部分には同一符号を付
し、その詳細説明は省略する。

本実施例では分周器１１と別個にこれとは分周
比の異なる分周器２１を設ける。この分周器２１
の分周比は分周器１１の分周比Ｎに対して例えば
１／Ｎ−１となるよう、つまりVCO１０よりPN符 号発生器１２へ供給されるクロツクの周波数を高
くしてPN符号の１周期の時間を短かくなるよう
にする。

そして分周器１１及び２１の出力をスイツチ回
路２２で切換えてPN符号発生器１２へ供給す
る。スイツチ回路２２を切換える制御信号は掛算
器４の出力側に設けたレベル検出回路２３で行
う。このレベル検出回路２３は掛算器４の出力が
基準値以上の時はスイツチ回路２２を接点ａ側に
接続してVCO１０からのクロツクを分周器１１
を通してPN符号発生器１２へ供給するも、掛算
器４の出力側が基準値より低いとスイツチ回路２
２を接点ｂ側に切換えてVCO１０からのクロツ
クを分周器２１を通してPN符号発生器１２へ供
給するように、スイツチ回路２２の切換えを制御
する。

第４図はスイツチ回路２２及びレベル検出回路
２３の具体的な回路構成の一例を示す。第４図に
おいて、例えばアンド回路２２ａ，２２ｂ、オア
回路２２ｃ及びインバータ２２ｄから成るスイツ
チ回路２２と、比較器２３ａ及び基準電源２３ｂ
から成るレベル検出回路２３を用いる。そして比
較器２３ａの反転入力端は掛算器４（第３図）の
出力側に接続し、非反転入力端は基準電源２３ｂ
に接続する。この基準電源２３ｂの基準値は所望
のロツクイン時間に対応した値に設定されるも、
諸条件に応じて任意に可変して設定可能である。

また比較器２３ａの出力側はアンド回路２２ｂ
の一方の入力端に接続すると共にインバータ２２
ｄを介してアンド回路２２ａの一方の入力端に接
続する。アンド回路２２ａ，２２ｂの他方の入力
端は夫々分周器１１，２１の出力側に接続し、更
にアンド回路２２ａ，２２ｂの出力端はオア回路
２２ｃを介してPN符号発生器１２（第３図）の
入力側に接続する。

いま装置がロツクイン状態にあり、掛算器４の
出力レベルが基準電源２３ｂの基準値以上である
ときは、比較器２３ａの出力側に“０”信号が得
られ、この信号はアンド回路２２ｂに供給されて
この回路のゲートを閉じると共にインバータ２２
ｄで位相反転された後アンド回路２２ａに供給さ
れてこの回路のゲートを開く。従つて斯る状態で
はVCO１０からのクロツクは分周器１１、アン
ド回路２２ａ及びオア回路２２ｃを通してPN符
号発生器１２へ供給され、PN符号発生器１２は
一定位相をもつてPN符号を発生している。

そして掛算器４の出力のレベルがロツクイン状
態より徐々に低下して来て基準電源２３ｂの基準
値より小さくなると比較器２３ａの出力側には
“１”信号が現われ、この信号により今度はアン
ド回路２２ｂのゲートが開くと共にアンド回路２
２ａのゲートが閉じる。従つてこの場合には
VCO１０からのクロツクは分周器２１、アンド
回路２２ｂ及びオア回路２２ｃを通してPN符号
発生器１２へ供給され、PN符号発生器１２は強
制的にスライデイングされ、前の定常状態より早
い周期でPN符号を発生して早い同期復帰の動作
を行う。

上述の如く本考案によれば、情報信号を含む相
関検出レベルが所定の基準値より低下したときは
定常位相で発生されているPN符号を強制的にス
ライデイングさせて早い同期復帰を行うようにし
たので、ロツクイン時間が短縮され、常に良好な
受信を行うことができる。

なお、上述の実施例において、スイツチ回路２
２及びレベル検出回路２３は上述の回路構成に限
定されることなく、同様の機能が達成できればそ
の他の回路構成を用いてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の一例を示す構成図、第２図
はPN符号の一例の説明に供するための略線図、
第３図は本考案の一実施例を示す構成図、第４図
は本考案の要部の一例を示す構成図である。 ４は掛算器、１０は電圧制御型発振器、１１，
２１は分周器、１２はPN符号発生器、２２はス
イツチ回路、２３はレベル検出回路である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 受信用の擬似雑音符号と完全に相関のある信号
   のみを選択受信し、該選択受信出力を復調して情
   報信号を再生するスペクトラム拡散通信方式の受
   信装置において、上記選択受信出力のレベルを検
   出し基準値と比較するレベル検出回路と、該レベ
   ル検出回路の出力に応答して上記擬似雑音符号の
   周期を切換える切換手段とを備え、上記検出レベ
   ルが上記基準値より低くなつたときは上記擬似雑
   音符号の周期を早めるようにしたことを特徴とす
   るスペクトラム拡散通信方式の受信装置。