JP3594729B2

JP3594729B2 - Ｇｐｓ信号受信機で使用される遅延ロック・ループ

Info

Publication number: JP3594729B2
Application number: JP11304096A
Authority: JP
Inventors: エリック・ジャンクロード; ピエール−アンドレ・ファリヌ; ジャン−ダニエル・エチエンヌ
Original assignee: Asulab AG
Current assignee: Asulab AG
Priority date: 1995-04-11
Filing date: 1996-04-11
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2016-04-11
Also published as: SG64345A1; CN1140841A; DE69613504D1; FR2733106B1; DE69613504T2; CN1091978C; EP0737868B1; CA2173791A1; US5737374A; AU702910B2; JPH08292246A; EP0737868A1; TW286458B; AU5054096A; FR2733106A1; ES2160185T3

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は無線信号受信機、特に遅延ロック・ループを備えたＧＰＳ衛星から発信される信号の受信機で使用されることを目的とした遅延ロック・ループに関する。
【０００２】
【従来の技術】
実際の名称がＮＡＶＳＴＡＲ−ＧＰＳ（「航行衛星による時間および距離の全地球位置発見システム＝「ＮＡＶｉａｇａｔｉｏｎＳａｔｅｌｌｉｔｅＴｉｍｅＡｎｄＲａｎｇｉｎｇＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ」の略語）であるＧＰＳシステムは、米国国防省によって開発されたものである。このシステムはＧＰＳ信号を伝送するために一群の航行衛星を利用しており、そこから地上受信機がその位置、速度および地域的時間を正確に判定することができる。一群は赤道に対して５５°傾いた６つの軌道面内に２０，１８３ｋｍの高度で広がっている２４基の衛星からなっている。衛星は２４時間に亘って継続的に地球のあらゆる場所をカバーできるように広がっている。各衛星は高精度の計時情報を提供できるように、少なくとも一つの原子周波数基準を有する。加えて、各衛星は地上制御ステーションから計時情報と軌道情報を修正できる信号を受信する。
【０００３】
各衛星は２つの異なる搬送波信号、すなわち１，５７５．４２ＭＨｚの周波数を有する信号Ｌ１と、１，２２７．６ＭＨｚの周波数を有する信号Ｌ２で２位相偏移キーイング、すなわちＢＰＳＫによって同時に信号を発信する。信号Ｌ１とＬ２とは毎秒５０ビットの周波数で発信される実際の情報と、大幅に高い周波数を有する衛星識別コードとからなっている。それには２種類のコード、すなわちコードＣ／Ａ（ＣｌｅａｒＡｃｃｅｓｓ＝クリヤ・アクセスの略語）およびコードＰ（Ｐｒｏｔｅｓｔｅｄ＝防護の略語）が使用される。
【０００４】
コードＣ／Ａは１ｍｓ／ｓの反復周期を意味する１．０２３ＭＨｚの周波数で発生される１，０２３ビットからなっている。このようなコードを使用することが正当な理由は次のとおりである。（ｉ）これは短期間中に白色ノイズの全ての特性を有するので疑似ランダム・コードであること、（ｉｉ）自己増殖すると無効になること、および（ｉｉｉ）同じ搬送波信号で複数のユーザーへのアクセスが可能であること、である。コードＣ／ＡはＬ１搬送信号にのみ見い出され、これは民間用に用いられるコードである。衛星から発信される情報は先ずＣ／ＡコードでＢＰＳＫ変調され、それによって初期基本帯域幅の５０Ｈｚから１．０２３ＭＨｚへ広がるスペクトルが生ずる。次にＬ１搬送波での変調が行われ、このようにして得られた信号が受信機に送信される。
【０００５】
受信機によって受信された信号の特徴は、第一にエネルギーがノイズのエネルギを上回っていることである。信号／ノイズ比は−２０ｄＢの値である。スペクトル展開への逆作用が発信、すなわちその圧縮を行い、それによってメッセージを受入れ可能なエネルギ・レベルにすることができる。そのためには、受信された信号を対応する衛星の疑似ランダム・コードで乗算することが必要であり、それによって誘発される変調が除去される。その結果生じた信号のクオリティは受信機によって発生されたコードと、衛星によって発信されたコードとの同一性の度合いに依存する。このクオリティには、残念なことに、システムの構想に関連する不正確さが伴う。この不正確さの主な原因は、ドップラ効果による周波数偏移と、受信機の一部を構成する発振器、および相対移相の不正確さである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的の一つは、衛星と受信機のそれぞれの２つのＣ／Ａコードを同期化するＧＰＳ信号受信機を実現することにある。
本発明の別の目的は、ＧＰＳ信号スペクトルの圧縮を先行技術の場合よりも簡単に行うことのできるＧＰＳ信号受信機を実現することにある。
本発明の別の目的は、簡単で、効率が高く、安価で容易に実施できるＧＰＳ信号受信機を実施することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の本発明の目的は、疑似ランダム・コードによって変調された情報を含む、ＧＰＳ衛星から発信される信号の捕捉段階中に、前記疑似ランダム・コードを識別するためにＧＰＳ衛星を探索するように構成された受信機で使用される遅延ロック・ループであって、
前記衛星の前記疑似ランダム・コードの複製を作成する疑似ランダム・コード発生器と、
局部発振器と、
前記疑似ランダム・コード発生器で作成された前記衛星の疑似ランダム・コードの前記複製を前記局部発振器の出力信号で変調する変調器と、
各々が前記変調器の出力に接続された相関器と、その相関器の出力に接続された帯域フィルタと、その帯域フィルタの出力に接続された信号検出回路とを含む複数個の信号チャネルと、
前記信号検出回路の出力信号の関数として前記局部発振器の出力信号の中心周波数を制御するように構成されたデータ処理装置、とを備え、
前記データ処理装置が前記信号捕捉段階中に数ステップで前記帯域フィルタの中心周波数と帯域幅とを制御することによって、前記帯域フィルタが各ステップで、先行するステップの通過帯域の一つを非重複帯域へと分割するように前記データ処理装置を構成したことを特徴とする遅延ロック・ループによって解決される。
【０００８】
上記の特徴によって、遅延ロック・ループの３つのチャネル、すなわちＧＰＳ信号のトラッキング段階で必要なチャネルの帯域フィルタをＧＰＳ衛星の疑似ランダム・コードを識別するために信号捕捉段階でも利用できるように、ＧＰＳ信号受信機を実施することが可能である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明のその他の特徴と利点を添付図面を参照して説明するが、これは本発明を例示したに過ぎない。
【００１０】
図１に本発明によるＧＰＳ受信機１の例の概略図が示されている。受信機１はＧＰＳ信号を検出することができるアンテナ２と、アンテナ２に接続された前置増幅器３と、公知の態様でＧＰＳ信号の無線周波数を中間周波数にする周波数変換（周波数低減）回路４とからなっている。フィードバック・ループ５が周波数変換回路４の出力に接続されていて、これは先ずその疑似ランダム・コードの識別によって衛星を発見し、追跡する役割を果たす。これらの２段階の動作はそれぞれ信号捕捉段階と、トラッキング段階と呼ばれる。疑似ランダム・コードの捕捉後、およびその追跡中に、復調およびトラッキング回路６が連携して前述の中間周波数にもたらされた搬送波信号の復調と、この搬送波信号の追跡とを実行する。回路６によって実行される復調により、ＧＰＳ衛星によって発信された情報の回復が可能になり、データ判読回路７によってデータの解読が行われる。
【００１１】
フィードバック・ループ５は遅延ロック・ループによって構成されている。この遅延ロック・ループは受信機によって発生された疑似ランダム・コードと、当該のＧＰＳ衛星から受信した信号との相互関係をさぐる、すなわちそれぞれを相関させる。その結果、２つの疑似ランダム・コードが同一である場合には、もはや白色ノイズとは見なされない信号が得られる。このような信号の検出と追跡は、上記の遅延ロック・ループの機能である。遅延ロック・ループ５は相関回路８と、フィルタ回路９と、信号検出回路１０と、ディジタル・データ処理装置１１と、疑似ランダム・コード発生回路１２と、局部発振器１３と変調器１４とから構成されている。
【００１２】
次にコード・ループ５の動作を、その一実施形態の概略図である図２を参照して説明する。コード・ループ５の入力で受信された信号はＧＰＳ衛星のひとつのＣ／ＡコードおよびＧＰＳ航行メッセージ情報とによって変調された搬送波信号周波数ｆ_ＩＦ１である。信号制限器３０と高速度スイッチＳ１とが１ビットで受信された信号のアナログ／ディジタル変換を行う。制限器３０の入力で受信された信号の帯域幅ＬＢは約２．０４６ＭＨｚであるので、中間周波数ｆ_ＩＦ１は、信号スペクトルの折り重ねを避けるべき場合には、上記の遅延ロック・ループの半分と、前述の周波数偏移の値△ｆとの和よりも大きくなければならない。図２に示したコード・ループ５の場合は、１．０５０ＭＨｚであるｆ_ＩＦ１の定格値が用いられる。シャノン理論に基づき、サンプリング周波数ｆ_Ｓ１は少なくとも２×（ＬＢ／２＋△ｆ）ＭＨｚでなければならない。後述するように、１．０２３ＭＨｚに相当する２進値をデータ処理装置１１で利用可能である。（この値は受信機１での局部コードの発生周波数と対応する。）従って、サンプリング周波数ｆ_Ｓ１の値を計算するにはこの値を用いることが便利である。例えば、ｆ_Ｓ１＝４ｆ_ｐｒｎ＋ｆ_ｐｒｎ／２^３＝４，２２０ＭＨｚの値を用いることができる。
【００１３】
サンプリングの後に、受信された信号は０Ｈｚを中心とするスペクトルの最初の反復だけを保持するために帯域フィルタ３１によって濾波される。帯域フィルタは２桁以上のディジタル・フィルタであることが好ましい。
【００１４】
回路１３は信号制限器３２と、高速度スイッチＳ２と、低域フィルタ３３と、局部発振器３４を有している。局部発振器３４は、その周波数ｆ_ＬＯがデータ処理装置１１からの制御信号によって制御される信号を発生する。信号制限器３２は局部発振器３４によって発生される信号の振幅を制御する。この信号はデータ処理装置１１によって制御される高速度スイッチによって周波数ｆ_ｓ１でサンプリングされる。このようにして、信号制限器３２と高速度スイッチＳ２（信号制限器３０と、高速度スイッチＳ１と同様に）とがアナログ／ディジタル変換器を構成する。次に、０Ｍｈｚを中心とするスペクトルの最初の反復だけを保持するために、信号は帯域フィルタ３３によって濾波される。帯域フィルタ３３も２桁以上のディジタル・フィルタであることが好ましい。
【００１５】
回路１２は疑似ランダム・コード発生器３５と、高速度スイッチＳ３と、帯域フィルタ３６とを有している。疑似ランダム・コード発生器はＧＰＳ衛星の一つによって発信されるＣ／Ａコードと同一である１，０２３ビットのコードを作成する。発生されたコードの正確さ、ひいては受信機１によって探索され、追跡された衛星は、データ処理装置１１からの制御信号によって判定される。受信機によって作成された疑似ランダム・コードは以後「局部コード」と呼ぶ。局部コードを構成するビットは、探索されたＧＰＳ衛星によって発信されたＣ／Ａコードの定格周波数に対応する、（データ処理装置１１によって供給されるクロック・パルスによって制御された）１．０２３ＭＨｚの周波数で発生される。局部コードはデータ処理装置１１によって制御された高速度スイッチＳ３によって周波数ｆ_Ｓ１でサンプリングされる。次に、サンプリングされた信号は帯域フィルタ３６によって濾波される。帯域フィルタ３６も２桁以上のディジタル・フィルタであることが好ましい。
【００１６】
図２の遅延ロック・ループ１では、図２に示された変調器１４は排他的ＯＲゲートによって実施されている。帯域フィルタ３３および３６の出力信号はそれぞれ排他的ＯＲゲート１４の２つの入力に印加される。その結果、排他的ＯＲゲート１４の出力信号は中心周波数ｆ_ＬＯに転置された局部コードのスペクトルを有する信号である。
【００１７】
別の実施形態（図示せず）では、局部発振器３４と疑似ランダム・コード発生器３５の出力信号は排他的ＯＲゲート１４の２つの入力に直接印加してもよい。この場合は、排他的ＯＲゲート１４の出力信号はスイッチＳ２およびＳ３と同種類の高速度スイッチによって周波数ｆ_Ｓ１にてサンプリングすることができる。次に、この信号を帯域フィルタ３３および３６と同種類の帯域フィルタによって濾波することができる。このような構成では、図２に示した遅延ロック・ループ５よりも部品が少なくて済むことが有利である。
【００１８】
相関回路８は、出力がそれぞれ３つのインバータ・ゲート４０、４１および４２へ接続される３つの排他的ＯＲゲート３７、３８および３９と、２つの遅延回路４３および４４とを有する。帯域フィルタ３１の出力は排他的ＯＲゲート３７、３８および３９の入力の一つに接続されている。排他的ＯＲゲート１４の出力は排他的ＯＲゲート３７、３８および３９の別の入力に接続されている。しかし、遅延回路４３および４４は排他的ＯＲゲート３７と３８の入力信号の間、および排他的ＯＲゲート３８と３９の入力での信号の間に△／２の遅延をもたらす。この場合、△は１ビットのコードの継続期間に相当する（１ビットのコードは「チップ」と呼ばれる）。遅延回路４３と４４とは受信機１のトラッキング段階に必要であり、この点に関してその動作を更に説明する。インバータ・ゲート４０、４１、および４２は排他的ＯＲゲート３７、３８および３９のそれぞれの出力信号の論理状態を反転させる。すなわち、排他的ＯＲゲート３７、３８および３９の入力における２つのビットが同じ論理状態にある場合は、すなわち、双方の間に相関関係がある場合には、インバータ・ゲート４０、４１および４２の出力信号は論理レベルが高い状態にあり、排他的ＯＲゲート３７、３８および３９の入力における２つのビットが同じ論理状態にない場合、すなわち双方の間に相関関係がない場合には、インバータ・ゲート４０、４１および４２の出力信号は論理レベルが低い状態にある。
【００１９】
排他的ＯＲゲート１４と制限器３０との出力信号が同じ周波数で効率よくサンプリングされることによって、信号を相互に結合するために乗算器を使用する代わりに遅延ロック・ループ５内の排他的ＯＲゲート３７、３８および３９を使用することが可能になる。同様にして、疑似ランダム・コード発生器の出力信号が同じ周波数を有していることによって、信号を相互に結合するために乗算器を使用せずに排他的ＯＲゲート１４を使用することが可能になる。これが、ＧＰＳ受信路の実施を簡単にするのである。
【００２０】
上述の相関によって、信号スペクトルは約２ＭＨｚの付加帯域幅から、約１００Ｈｚの情報信号のスペクトルにされる。この動作によって直接利用できる信号は得られない。濾波が必要であるのは、圧縮されたスペクトルの外側にある不要な成分を除去するためである。フィルタ回路９はそれぞれがインバター・ゲート４０、４１および４２の出力に接続された全域通過フィルタ４５、４６および４７と、それぞれが全域通過フィルタ４５、４６および４７の出力に接続された帯域フィルタ４８、４９および５０とからなっている。
【００２１】
全域通過フィルタ４５、４６および４７はそれぞれが積分器４５．１と、高速度スイッチＳ４と、微分器４５．２との組合わせ、積分器４６．１と、高速度スイッチＳ５と、微分器４６．２との組合わせ、および積分器４７．１と、高速度スイッチＳ６と、微分器４７．２との組合わせから構成されている。
【００２２】
フィルタ４５、４６および４７の濾波機能は全域通過機能であるが、高速度スイッチＳ４、Ｓ５およびＳ６とそれぞれ積分器４５．１と微分器４５．２との間、積分器４６．１と微分器４６．２との間、積分器４７．１と微分器４７．２との間の遮断によって、フィルタ４５、４６および４７の入力に存在する信号をアンダー・サンプリングすることが可能になる。
【００２３】
次に、フィルタ４８、４９および５０によって、組合わせフィルタ４５、４６および４７の出力からのそれぞれの低サンプリング周波数信号の所望の帯域濾波機能が達成される。帯域フィルタ４８、４９および５０は４桁以上のディジタル・フィルタであることが好ましい。アンダー・サンプリングによって、下記の利点が得られる。すなわち（ｉ）帯域フィルタ４８、４９および５０の必要な感度を低減できること、および（ｉｉ）遅延ロック・ループ５のエネルギ消費を節減できること、である。
【００２４】
帯域フィルタ４８、４９および５０の出力で得られる信号はＧＰＳメッセージの（５０Ｈｚで発信される）情報によって位相変調（ＢＰＳＫ）された搬送波信号と、局部コードと当該のＧＰＳ衛星によって発信されたＣ／Ａコードとの相関関数によって振幅変調された信号とから構成されている。これらの信号は信号検出回路１０の入力に印加される。この信号検出回路１０はそれぞれが３つの積分とリセットツゥゼロ回路５４、５５、５６に接続された３つの乗算器５１、５２および５３を備えている。乗算器５１、５２および５３は各々がその出力信号の方形波信号である出力信号を生成するように構成されている。
【００２５】
乗算器５１、５２、５３による積算で帯域フィルタ４８、４９および５０による濾波の後に得られる信号の累乗が示され、回路５４、５５および５６による積分によって前記信号のエネルギの測定が可能になる。このようにして算出され、帯域フィルタ４８、４９、５０の出力信号の振幅に比例する数値は、局部コードとＧＰＳ衛星によって発信されたＣ／Ａコードとの相関のクオリティを示す。
【００２６】
積分および帰零回路５４、５５および５６の出力からのディジタル数値全てデータ処理装置１１によって処理されるようにこの装置に記憶される。次に、積分とリセットツゥゼロ回路５４、５５、５６内の数値がゼロにリセットされる。
【００２７】
受信機１がほぼ同一である３つの信号チャネルＣ１、Ｃ２およびＣ３からなっていることに留意されたい。すなわち、（ｉ）排他的ＯＲゲート３７と、インバータ・ゲート４０と、全域通過フィルタ４５と、帯域フィルタ４８と、乗算器５１と、積分とリセットツゥゼロ回路５４とから形成された第１チャネルＣ１と、（ｉｉ）排他的ＯＲゲート３８と、インバータ・ポート４１と、全域通過フィルタ４６と、帯域フィルタ４９と、乗算器５２と、積分とリセットツゥゼロ回路５５とから形成された第２チャネルＣ２と、（ｉｉｉ）排他的ＯＲゲート３９のポートと、インバータ・ポート４２と、全域通過フィルタ４７と、帯域フィルタ５０と、乗算器５３と、積分とリセットツゥゼロ回路５６とから形成された第３チャネルＣ３とである。これらの３つのチャネルに存在する信号は同一であるが、互いに△／２だけ位相ずれしている。
次に信号捕捉段階とトラッキング段階中の受信機１の動作を説明する。
【００２８】
信号捕捉段階は基本的に、そのＣ／Ａコードを識別することによって受信機１用の可視的なＧＰＳ衛星を探索する段階である。捕捉段階は受信機１によって発生された局部コードとＧＰＳ衛星が受信した信号とを相関させることからなる。相関させるためには、２つの疑似ランダム・コードの同一性を損なう誤差を修正する必要がある。捕捉を行うには２つの異なる方法を採用することができる。すなわち、順次捕捉または周波数偏移による捕捉である。受信機１はこの２つの方法のうちの第１の方法を採用する。
【００２９】
受信機１の順次捕捉段階中に、固定周波数、すなわち周波数ｆ_ＬＯで受信機１によって発生された局部コードの可能な位相の全てと、当該衛星から受信された信号との相関が探索される。これを実施するには、ディジタル・データ処理装置１１が疑似コード発生器１２を制御して、この疑似コード発生器が衛星によって発信されたＣ／Ａコードを構成する１０２３ビットの幾つかのビット群を順次発生するようにさせる。各群のビットの発生中に、ディジタル・データ処理装置１１は疑似ランダム・コード発生器に供給されたクロック・パルスの一つを除去する（一つビット群とはＣ／Ａコードを構成する１０２３ビットの完全な１サイクルである）。受信機１によって発生された局部コードの各々の完全な周期はこのようにして先行サイクルと位相ずれを生ずる。すなわち、衛星によって発信されたＣ／Ａコードと、受信機１によって発生された局部コードとの間に位相の「スリップ」が生ずる。
【００３０】
捕捉段階の開始時点で、局部発振器３４はそれが１．０２３ＭＨｚの周波数ｆ_ＬＯを有する出力信号を供給するように制御される。その結果、排他的ＯＲゲート１４の出力信号は２ＭＨｚの帯域幅で１．０２３ＭＨｚの定格周波数に中心が合わせられる。相関回路８による相関によって、定格中心周波数は（１．０５０−１．０２３）ＭＨｚ＝２７ＫＨｚの値になる。
【００３１】
前記のコード「スリップ」中に衛星から発信されたＣ／Ａコードと受信機１によって発生された局部コードとの同期化を検知するには、相関された信号と、局部コードを有する相関されない信号との差を観察する必要がある。中間周波数ｆ_ＩＦ１と、局部発振器３４によって発生された信号の周波数が正確に判明していれば、同期化を検知するために、２７ＫＨｚを中心とし、相関回路８の出力の一つに接続された１００Ｈｚの帯域フィルタを利用することができよう。しかし、探索されている情報は、限界値がドップラ効果および最適値に対する発振器の周波数誤差に起因する周波数変動によって左右される周波数の範囲内に見いだされることがある。定点にいるユーザーに対するＧＰＳ衛星の位置は、ドップラ効果の第１の作用として、基準値と±４ＫＨｚの誤差を含むことになる。局部発振器の不正確さはその種類と、採用される発振器のテクノロジーによって大きく左右される。一般に、最大誤差の大きさはドップラ効果によって発生する誤差と同じであると見積もることができる。
【００３２】
これらの作用を補償するため、遅延ロック・ループ５の３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の３つの帯域フィルタ４８、４９、５０（後述するようにトラッキング段階で必要なフィルタ）が連続ステップで使用され、これは各ステップで３倍の精度を備えている。図３は受信機１の捕捉段階の連続ステップにおける遅延ロック・ループ５の３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３のフィルタの通過帯域を示している。捕捉段階の開始時点（ステップ１）で、データ処理装置１１は、各々が５．９９４ＫＨｚの通過帯域を有し、これらの通過帯域がそれぞれ周波数２１ＫＨｚ、２７ＫＨｚおよび３３ＫＨｚに中心を合わせるように帯域フィルタ４８、４９、５０の濾波係数を制御する。５．９９４ＫＨｚの値が選択された理由は、ｆ_ｐｒｎ／２^８＋ｆ_ｐｒｎ／２^９に等しく、従ってデータ処理装置１１によって容易に計算できるからである。データ処理装置１１によって実行される、受信機１の捕獲段階の各ステップでの局部発振器３４の出力信号の周波数と、中心周波数と、帯域フィルタ４８、４９および５０の帯域幅の値の計算結果は図４に示されている。
【００３３】
このステップでの帯域フィルタは１８ＫＨｚの大きさの帯域幅と、２７ＫＨｚの中心周波数を有する組合わせの帯域フィルタを形成している。この帯域幅が選択された理由は、受信機と受信信号に影響を及ぼす周波数と少なくとも同じ値であるようにするためである。
【００３４】
受信機１の局部コードが衛星によって発信された信号のＣ／Ａコードと相関されると、このようにして復調された信号のエネルギ・レベルは、復調を検知できる信号／ノイズ比を有する当初のスペクトル幅にされていることが判明する。ＧＰＳ衛星によって送信された信号の一部を構成する別の要素は、スペクトル全体にきっちりと留まり、従ってこの用途に関連する帯域ではパワーが弱い。従って、３つの帯域フィルタ４８、４９および５０によって行われる濾波により、組合わされたフィルタの帯域のどの部分に復調された信号が見いだされるかを検知することが可能である。
【００３５】
復調された信号の周波数をより精密に判定するためには、復調された信号の存在が検知された帯域フィルタ４８、４９、５０の帯域幅が３つの帯域フィルタ４８、４９および５０の間で分割される（ステップ２）。この帯域幅用にはｆ_ｐｒｍ／２^９＝１．９９８ＫＨｚの適正な値を用いることができる。ステップ２における局部発振器３４の出力信号の周波数ｆ_ＬＯ，２は、次のように制御される。すなわち、前記周波数が、（ｉ）復調された信号が２１ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ１の局部発振器の周波数Ｆ_ＬＯ１に等しくなり、（ｉｉ）復調された信号が２７ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ１の帯域フィルタの帯域幅ＢＷ１よりも大きいステップ１の帯域フィルタの周波数Ｆ_ＬＯ１に等しくなり、または（ｉｉｉ）復調された信号が３３ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ１の帯域フィルタの周波数Ｆ_ＬＯ１プラス前記ステップの帯域フィルタの帯域幅ＢＷ１の２倍に等しくなるように制御される。このように、ステップ１において復調された信号の中心周波数は、ステップ２では最低周波数（ステップ１では２１．００ＫＨｚ）を中心にした帯域フィルタの帯域幅にされる。
【００３６】
復調された信号の周波数を更に精密に定めるために、ステップ２で復調された信号の存在が検知された帯域フィルタ４８、４９および５０の帯域幅がステップ３で、３つの帯域フィルタ４８、４９および５０の間で再度分割される。この帯域幅にはｆ_ｐｒｍ／２^１１＋ｆ_ｐｒｍ／２^１２＝７４９．２６８Ｈｚの適正値を用いることができる。ステップ３における局部発振器３４の出力信号の周波数ｆ_ＬＯ，３は次のように制御される。すなわち前記周波数が、（ｉ）復調された信号が１９．０２ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ２の局部発振器の周波数ｆ_ＬＯ，２に等しくなり、（ｉｉ）復調された信号が２１．００ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ２の局部発振器の周波数ｆ_ＬＯ，２プラスこのステップでの帯域フィルタの帯域幅ＢＷ２に等しくなり、または（ｉｉｉ）復調された信号が２２．９９８ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ２の局部発振器の周波数Ｆ_ＬＯ，２プラス前記ステップの帯域フィルタの帯域幅ＢＷ２の２倍に等しくなるように制御される。このように、ステップ２において復調された信号の中心周波数は、ステップ３では最低周波数（ステップ３では１９．００７ＫＨｚ）を中心にした帯域フィルタの帯域幅にされる。
【００３７】
最後に、ステップ３で復調された信号の存在が検知される帯域フィルタ４８、４９および５０の帯域幅はステップ４で、再度３つの帯域フィルタ４８、４９および５０の間で分割される。この帯域幅にはｆ_ｐｒｍ／２^１３＝２４９．７５６Ｈｚの適正値を用いることができる。ステップ４における局部発振器３４の出力信号の周波数ｆ_ＬＯ，４は次のように制御される。すなわち前記周波数が、（ｉ）復調された信号が１８．２５９ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ３の局部発振器の周波数ｆ_ＬＯ，３に等しくなり、（ｉｉ）復調された信号が１９．００８ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ３の局部発振器の周波数ｆ_ＬＯ，３プラスこのステップでの帯域フィルタの帯域幅ＢＷ３に等しくなり、または（ｉｉｉ）復調された信号が１９．７５７ＫＨｚを中心とする帯域フィルタの帯域幅で検出された場合は、ステップ３の局部発振器の周波数Ｆ_ＬＯ，３プラス前記ステップの帯域フィルタの帯域幅ＢＷ３の２倍に等しくなるように制御される。このように、ステップ３において復調された信号の中心周波数は、ステップ４では最低周波数（ステップ４では１８．２５９ＫＨｚ）を中心にした帯域フィルタの帯域幅にされる。
【００３８】
図４に示すように、各ステップで検知された信号の中心周波数を次のステップで「同じ」周波数（３つの帯域フィルタ４８、４９および５０の３つの中心周波数のうちの最低周波数、最高周波数または中間周波数のいずれか）にすることによって、データ処理装置１１によるこれらのフィルタに送られる係数の計算が明らかに簡略になるとともに、この計算を行うためにデータ処理装置１１に記憶されなければならないデータ量を縮減することが可能になる。
【００３９】
このように、受信機の捕捉段階中に、帯域フィルタが各ステップで先行ステップの帯域幅の一つを重複しない帯域幅へと分割するように、データ処理装置が幾つかのステップで帯域フィルタの中心周波数と帯域幅とを制御することが判る。
【００４０】
前述の特殊な捕捉プロセス、すなわち、各ステップで精度が３倍高くなるように遅延ロック・ループ５の３つの帯域フィルタを利用した４つの連続的なステップでの捕捉プロセスによって、衛星により発信されるＧＰＳ信号を±１２５Ｈｚの誤差で検出することが可能になる。このような誤差マージンによって、復調およびトラッキング回路６は搬送波信号の復調と、相関された信号を中心周波数に周波数偏移することと、この搬送波信号のトラッキングとを連携して行うこととが可能になる。
【００４１】
連続ステップの数と、帯域フィルタの帯域幅と、各ステップの帯域フィルタの中心周波数とは、受信機が供される周波数と、相関された信号の中心周波数が判定されなければならない精度とによって左右される。上述の実施形態は単に一例を示したに過ぎない。
【００４２】
ここで捕捉段階で何が達成されたかを要約する。受信機１の局部コードとＧＰＳ衛星のＣ／Ａコードとは±△／２の位相差を設けることによって同期化される。局部発振器３４の出力信号の周波数は、相関された信号の中心周波数が帯域フィルタ４８、４９または５０の一つの帯域幅内に入るように、４つの連続ステップで修正された。
【００４３】
遅延回路４３および４４によって、半ビットの遅延を組込んだＣ／Ａコードの先行バージョンと遅延バージョンとがそれぞれチャネルＣ３の排他的ＯＲゲート３９の入力と、チャネルＣ１の排他的ＯＲゲート３７の入力とに付与される。局部コードのこれらのバージョンは衛星によって発信されるＣ／Ａコードと相関される。相関後の信号の振幅は２つのコード間の位相差の関数である。それぞれ±△／２だけ移相された局部コードで得られた搬送波信号の振幅の２乗の差を利用すること、その結果として、疑似ランダム・コード発生器３５を駆動する発振器３４を制御することは直線的に移相に依存している。
【００４４】
チャネルＣ１の帯域フィルタ４８の出力信号の２乗（「先行」）と、チャネルＣ３の帯域フィルタ５０の出力信号の２乗（「遅延」）との差がゼロである場合は、当該の衛星のＣ／Ａコードと、受信機１のコードとはチャネルＣ２の位相差ゼロ（「定時」）と同期化される。この時点から、パラサイト、または衛星の視界からの消滅によって遅延ロック・ループが解除（アンロック）されない限り、衛星のＣ／Ａコードのトラッキングが保証される。トラッキング段階ではＧＰＳ航行メッセージを取り出すことができるように、帯域フィルタ４９の出力で信号が得られる。
【００４５】
本発明に従った受信機によって本発明の範囲を離れることなく、上記に幾つか説明したように、多くの修正が可能である。
【００４６】
従って、例えば、本発明の上述の実施例では順次捕捉方式を利用して捕捉段階が実施されたが、周波数偏移による捕捉方式を採用することも可能である。この場合は、受信された信号にとって可能である（あらゆる妨害が含まれる）周波数から偏移されるように意図的に固定された周波数で受信機の局部コードが発生される。このように、発生されるコード・ビットの継続期間は受信されたコード・ビットとは異なり、その結果、コードの相互のスリップ現象が生ずる。従って、局部コードのそれぞれの発信中に一つのクロック・パルスを除去するためにデータ処理装置１１を必要とせずに、２つのコードの全ての位相をテストすることが可能である。
【００４７】
更に、受信機１の捕捉段階中に遅延回路の作用を抑止することも可能である。トラッキング段階中、（上述の）先行信号と遅延信号とを減算することによってトラッキング関数を得るために、平行であり位相外れのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３が必要である。捕捉段階では、この減算は必要なく、３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３でそれぞれ独自の結果が得られる。従って、遅延回路４３および４４に起因するディフェーズ・シフトは必要ない。にも係わらず位相外れが保たれている場合は、データ処理装置１１は捕捉段階の終了時に、上記のディフェーズ・シフトを考慮に入れることによって、局部コードをＧＰＳ衛星から受信されたＣ／Ａコードと同期化させなければならない。捕捉段階中に、例えば遅延退路４３および４４のそれぞれを短絡させれば、３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３で同相で捕捉を実行することによって、このような複雑さを回避することができる。
【００４８】
しかし、受信機１の捕捉段階中に本発明の遅延回路４３および４４を活用することも可能である。前述したように、受信機１の捕捉段階中に、疑似ランダム・コード発生器１２によって１０２３ビットの幾つかの群を連続的に発生させることができる。局部コードとＧＰＳ衛星によって発信されたＣ／Ａコードとの相関を追求するために、発生された局部コードの各々の完全な１サイクルが先行サイクルに対してディフェーズされる。このような位相のスリップ中、帯域フィルタ４８、４９、５０は周波数の中心に留まり、各ステップに規定された帯域幅を有している（図４を参照）。完全なサイクルの局部コードの発生中に３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３内で相関が検知されない場合は、全ての位相のコードが発生されるまで、先行コードに関して位相がディフェーズされた完全なコード・サイクル中に、３つのチャネルＣ１，Ｃ２およびＣ３の一つで相関が探索される。
【００４９】
ここで、遅延回路４３および４４が３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の間に移相を導入する。ＧＰＳよって発信されたＣ／Ａコードと、受信機１によって発生された局部コードとの間の位相のスリップ速度を高めるために、上記の移相を利用することができる。例えば、捕捉段階の各ステップ中に、第１に、帯域フィルタ４８、４９および５０の中心周波数が全て図３に示した帯域幅の３つの中心周波数の一つにある場合がある。この場合は、局部コードと衛星によって発信されたＣ／Ａコードとの相関が３つのチャネルＣ１、Ｃ２、Ｃ３内に存在することが考えられ、これらのチャネルは同じ通過帯域をカバーするが、コード差のディフェーズがある。そこで、第２に、帯域フィルタ４８、４９、５０の周波数の中心が図３に示したステップの通過帯域の３つの中心周波数のうちの第２の周波数にある場合があり、この場合も２つのコードの間に相関があることが考えられる。
【００５０】
最後に、第３の場合として、帯域フィルタ４８、４９および５０の周波数が全てこのステップの通過帯域の第３の中心周波数にある場合がある。この場合も２つのコードの間に相関関係があることが考えられる。
【００５１】
相関が検知されない場合は、疑似ランダム・コード発生器３５によって発生された局部コードの完全なサイクルで前述の手順を再度開始する。このコード・サイクルは先行のコード・サイクルに対して移相状態にある。しかし、遅延回路４３および４４による移相があるために、疑似ランダム・コード発生器３５によって３つの最大位相をスリップさせることができる。それによって、受信機１の捕捉段階の各ステップ中にＧＰＳ衛星によって発信されたＣ／Ａコードと、局部コードとをより迅速に相関させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に従った遅延ロック・ループを含むＧＰＳ信号受信機の概略図である。
【図２】図１のＧＰＳ信号受信機の一部を構成するディジタル遅延ロック・ループの概略図である。
【図３】図１の受信機の捕捉段階の連続的なステップでの、図２の遅延ロック・ループの３つのチャネルのフィルタの通過帯域を示す概略図である。
【図４】局部発振器の出力信号周波数と、受信機の帯域フィルタの中心周波数および帯域幅の値を得るために、図１の受信機のデータ処理装置によって行われる計算の結果を示す表である。
【符号の説明】
１ＧＰＳ受信機
２アンテナ
３前置増幅器
４周波数変換回路
５遅延ロック・ループ
６復調およびトラッキング回路
７データ判読回路
８相関回路
９フィルタ回路
１０信号検出回路
１１ディジタル・データ処理装置
１２疑似ランダム・コード発生回路
１３局部発振器
１４変調器（排他的０Ｒゲート）

Claims

疑似ランダム・コードによって変調された情報を含む信号であって、ＧＰＳ衛星から発信される信号の受信機で使用される遅延ロック・ループで、その受信機が、捕捉段階中に、前記疑似ランダム・コードを識別するためにＧＰＳ衛星を探索するように構成されている遅延ロック・ループにおいて、
前記衛星の前記疑似ランダム・コードの複製を作成する疑似ランダム・コード発生器（３５）と、
局部発振器（３４）と、
前記疑似ランダム・コード発生器で作成された前記衛星の疑似ランダム・コードの前記複製を、前記局部発振器（３４）の出力信号で変調する変調器（１４）と、
各々が前記変調器（１４）の出力に接続された相関器（３７−４２）と、その相関器の出力に接続された帯域フィルタ（４８−５０）と、その帯域フィルタの出力に接続された信号検出回路（５１−５６）とを含む複数個の信号チャネル（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）と、
前記信号検出回路の出力信号の関数として前記局部発振器の出力信号の中心周波数を制御するように構成されたデータ処理装置（１１）、とを備え、
前記データ処理装置（１１）が前記信号捕捉段階中に数ステップで前記帯域フィルタ（４８から５０）の中心周波数と帯域幅とを制御することによって、前記帯域フィルタが各ステップで、先行するステップの通過帯域の一つを非重複帯域へと分割するように前記データ処理装置（１１）を構成することを特徴とする遅延ロック・ループ。
各ステップで、複数の信号チャネル（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）の一つの検出回路（５１から５６）によって検出された信号の中心周波数が、通過帯域が同じフィルタ（４８、４９または５０）の帯域幅内に入るようにするように前記データ処理装置（１１）を構成することを特徴とする請求項１に記載の遅延ロック・ループ。
前記相関器（３７から４２）と前記複数の信号チャネル（Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３）の前記帯域フィルタ（４８から５０）の間にそれぞれ接続された複数個の全域通過フィルタ（４５から４７）を更に備え、前記全域通過フィルタ（４５から４７）のそれぞれ一つがスイッチ（Ｓ４−Ｓ６）によって微分器（４５．２，４６．２，４７．２）に接続され、前記スイッチ（Ｓ４−Ｓ６）が、前記全域通過フィルタ（４５から４７）の入力に供給された信号をアンダー・サンプルするように前記データ処理装置（１１）によって制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の遅延ロック・ループ。