JPH0247911A - デイジタルマツチドフィルタ - Google Patents
デイジタルマツチドフィルタInfo
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- JPH0247911A JPH0247911A JP63199131A JP19913188A JPH0247911A JP H0247911 A JPH0247911 A JP H0247911A JP 63199131 A JP63199131 A JP 63199131A JP 19913188 A JP19913188 A JP 19913188A JP H0247911 A JPH0247911 A JP H0247911A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 13
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 9
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- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 4
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
この発明は符号系列の同期タイミングを検出する同期捕
捉回路に用いられるディジタルマツチドフィルタに関す
るものである。 〔従来の技術〕 従来、直接拡散方式のスペクトル拡散通信方式などにお
いて、受信側での符号系列の同期タイミング検出のため
に、送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に設定
されたシフトレジスタの各ビットごとの出力符号と入力
信号符号を比較し、相関値を検出するディジタルマツチ
ドフィルタが同期捕捉回路に用いられている。 従来のディジタルマツチドフィルタを第）図に示す。図
において、（１）は信号入力端子、（２）は局部発振器
、（３）は周波数変換器、（４）はローパスフィルタ、
（５）は１ビットＡ／Ｄコンバータ、（６）は第１のシ
フトレジスタ、（７）は第２のシフトレジスタ、（８）
は複数個で構成された相関器、（９）は同期信号検出器
、Ｑ（ｌは検出信号出力端子である。 次に動作について説明する。信号入力端子（１）に入力
したスペクトル拡散信号をＹ、（ｔ） ｍ ｄ （ｔ）
ＰＮ（ｔｌ ｃ ｏ ｓ（ω１ｔ＋θ：）とする。こ
こでｄ（
捉回路に用いられるディジタルマツチドフィルタに関す
るものである。 〔従来の技術〕 従来、直接拡散方式のスペクトル拡散通信方式などにお
いて、受信側での符号系列の同期タイミング検出のため
に、送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に設定
されたシフトレジスタの各ビットごとの出力符号と入力
信号符号を比較し、相関値を検出するディジタルマツチ
ドフィルタが同期捕捉回路に用いられている。 従来のディジタルマツチドフィルタを第）図に示す。図
において、（１）は信号入力端子、（２）は局部発振器
、（３）は周波数変換器、（４）はローパスフィルタ、
（５）は１ビットＡ／Ｄコンバータ、（６）は第１のシ
フトレジスタ、（７）は第２のシフトレジスタ、（８）
は複数個で構成された相関器、（９）は同期信号検出器
、Ｑ（ｌは検出信号出力端子である。 次に動作について説明する。信号入力端子（１）に入力
したスペクトル拡散信号をＹ、（ｔ） ｍ ｄ （ｔ）
ＰＮ（ｔｌ ｃ ｏ ｓ（ω１ｔ＋θ：）とする。こ
こでｄ（
【）は送出データの符号列、 ＰＮ（Ｌｌ
はスペクトル拡散符号列を示す。今、簡単のため、ｄ（
ｔｌ −１とおく。 また、局部発振器（２）の発振信号をＹｇ（ｔ）■ｃｏ
ｓ（ωｏ１＋θ。）とする。信号入力端子（１）より入
力したスペクトル拡散信号は周波数変換器（３）により
局部発振器（２）からの信号とかけ合される。周波数変
換器（３）の出力信号はローパスフィルタ（４）を通過
し高調波成分が除去され、Ｙ、（ｔ） ｍ ＰＮ（ｔｌ
（ｃｏ８ω６（ｔ）＋θ・）（但しω０−ωｌ−ω０
．θｅ−θｌ−θ０）となる。第１図旬にベースハント
ニ周波数変換された、ローパスフィルタ（４）通過後の
スペクトル拡散信号の波形図を示す。 図において、信号の包絡線はｃｏｓ （ω。（＋θ。）
成分を示している。上記拡散信号は、Ｙ−〇をしきい値
として、１ビットＡ／Ｄコンバータ（５）により】又は
０の２値にて表わされるディジタル信号に変換され、第
１のシフトレジスタ（６）へ入力する。今、第１のシフ
トレジスタ（６）の段数をｎ段とすれば、ｌからｎまで
のレジスタに入ったディジタル符号は、ｎ個の相関器（
８）に送出される。ところで、第２のシフトレジスタ（
７）には送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に
設定された符号が入っており、ｎ個の相関器（８）にそ
れぞれ符号情報が送出される。 相関器（８）は、各々、第１のシフトレジスタ（６）と
第２のシフトレジスタ（７）の符号を比較し、同じ符号
の場合は１を送出する。そして同期信号検出器（９）で
はｎ個の相関器（８）からの信号をたし合せ、合計が最
大となったとき、第１．第２のシフトレジスタ（６１、
＋７１の符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出
信号出力端子σＯより送出する。符号が一致しない場合
、第１のシフトレジスタ（６）はデータを１ビットシフ
トし、新しい符号列に対して再び同期検出をおこなう。 以上の動作を同期検出が得られるまでくり返す。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のディジタルマツチドフィルタのスペクトル拡散通
信では、送信帯域内にしばしば妨害波が存在する場合が
あるが、これをＹｊ（ｔ） ｗ ｃｏｓ （ωｊ＋θｊ
）とあられす。今、妨害波の周波数が通信信号周波数に
非常に近く、ω６〉〉ωｊ−ω。とすると、従来のディ
ジタルマツチドフィルタではローパスフィルタ（４）の
出力信号には妨害波と局部発振信号のかけ算により生じ
た成分ｃｏｓｔ（町−ωｏ） ｔ＋（θｊ−θ。］）カ
挿加され、第ｆ、１図回のようになるので、１ビット
（Ａ／Ｄコンバータ（５）のしきい値をよぎることが
できない時間が発生する。この期間１ビットＡ／Ｄコン
バータの出力信号は常に１又は０を送出することとなり
、拡散符号データが誤る。すると第１のシフトレジスタ
（６）と第２のシフトレジスタ（７）の符号の一致する
確率が下がり、同期検出に要する時間が増大するという
問題点があった。 この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、通信信号周波数に近い周波数の妨害波が発生
しても、ベースバンド変換された受信信号のバイアス変
動をなくすことができ、安定したＡ／Ｄ変換器入力信号
により、常に一定の時間内に同期検出がおこなえるディ
ジタルマツチドフィルタを提供することを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係るディジタルマツチドフィルタは、ローパ
スフィルタの出力をコンデンサを介してＡ／Ｄコンバー
タに接続したものである。 〔作用〕 この発明におけるディジタルマツチドフィルタは、ロー
パスフィルタとＡ／Ｄコンバータの間に直列にコンデン
サが接続され、バイパスフィルタとなっているため、妨
害波によるベースバンド信号のバイアス変動の周波数成
分が除去され必要な信号の周波数帯のみを通すことがで
きる。 〔実施例〕 第１図はこの発明の一実施例を示す図であり、図におい
て、（υ〜αＧは上記従来回路と全く同一のもので、東
はコンデンサである。 次に動作について説明する。ディジタルマツチドフィル
タでは、信号入力端子（１］より入力したスペクトル拡
散信号Ｙ□（１）舅ｄ（ｔ） ＰＮ（ｔ） ｅｏｓ（ω
ｉｔ＋θＩ）は局部発振器（２）からの信号Ｙ＊（ｔｌ
園ｃｏｓ （ω０
はスペクトル拡散符号列を示す。今、簡単のため、ｄ（
ｔｌ −１とおく。 また、局部発振器（２）の発振信号をＹｇ（ｔ）■ｃｏ
ｓ（ωｏ１＋θ。）とする。信号入力端子（１）より入
力したスペクトル拡散信号は周波数変換器（３）により
局部発振器（２）からの信号とかけ合される。周波数変
換器（３）の出力信号はローパスフィルタ（４）を通過
し高調波成分が除去され、Ｙ、（ｔ） ｍ ＰＮ（ｔｌ
（ｃｏ８ω６（ｔ）＋θ・）（但しω０−ωｌ−ω０
．θｅ−θｌ−θ０）となる。第１図旬にベースハント
ニ周波数変換された、ローパスフィルタ（４）通過後の
スペクトル拡散信号の波形図を示す。 図において、信号の包絡線はｃｏｓ （ω。（＋θ。）
成分を示している。上記拡散信号は、Ｙ−〇をしきい値
として、１ビットＡ／Ｄコンバータ（５）により】又は
０の２値にて表わされるディジタル信号に変換され、第
１のシフトレジスタ（６）へ入力する。今、第１のシフ
トレジスタ（６）の段数をｎ段とすれば、ｌからｎまで
のレジスタに入ったディジタル符号は、ｎ個の相関器（
８）に送出される。ところで、第２のシフトレジスタ（
７）には送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に
設定された符号が入っており、ｎ個の相関器（８）にそ
れぞれ符号情報が送出される。 相関器（８）は、各々、第１のシフトレジスタ（６）と
第２のシフトレジスタ（７）の符号を比較し、同じ符号
の場合は１を送出する。そして同期信号検出器（９）で
はｎ個の相関器（８）からの信号をたし合せ、合計が最
大となったとき、第１．第２のシフトレジスタ（６１、
＋７１の符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出
信号出力端子σＯより送出する。符号が一致しない場合
、第１のシフトレジスタ（６）はデータを１ビットシフ
トし、新しい符号列に対して再び同期検出をおこなう。 以上の動作を同期検出が得られるまでくり返す。 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のディジタルマツチドフィルタのスペクトル拡散通
信では、送信帯域内にしばしば妨害波が存在する場合が
あるが、これをＹｊ（ｔ） ｗ ｃｏｓ （ωｊ＋θｊ
）とあられす。今、妨害波の周波数が通信信号周波数に
非常に近く、ω６〉〉ωｊ−ω。とすると、従来のディ
ジタルマツチドフィルタではローパスフィルタ（４）の
出力信号には妨害波と局部発振信号のかけ算により生じ
た成分ｃｏｓｔ（町−ωｏ） ｔ＋（θｊ−θ。］）カ
挿加され、第ｆ、１図回のようになるので、１ビット
（Ａ／Ｄコンバータ（５）のしきい値をよぎることが
できない時間が発生する。この期間１ビットＡ／Ｄコン
バータの出力信号は常に１又は０を送出することとなり
、拡散符号データが誤る。すると第１のシフトレジスタ
（６）と第２のシフトレジスタ（７）の符号の一致する
確率が下がり、同期検出に要する時間が増大するという
問題点があった。 この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、通信信号周波数に近い周波数の妨害波が発生
しても、ベースバンド変換された受信信号のバイアス変
動をなくすことができ、安定したＡ／Ｄ変換器入力信号
により、常に一定の時間内に同期検出がおこなえるディ
ジタルマツチドフィルタを提供することを目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 この発明に係るディジタルマツチドフィルタは、ローパ
スフィルタの出力をコンデンサを介してＡ／Ｄコンバー
タに接続したものである。 〔作用〕 この発明におけるディジタルマツチドフィルタは、ロー
パスフィルタとＡ／Ｄコンバータの間に直列にコンデン
サが接続され、バイパスフィルタとなっているため、妨
害波によるベースバンド信号のバイアス変動の周波数成
分が除去され必要な信号の周波数帯のみを通すことがで
きる。 〔実施例〕 第１図はこの発明の一実施例を示す図であり、図におい
て、（υ〜αＧは上記従来回路と全く同一のもので、東
はコンデンサである。 次に動作について説明する。ディジタルマツチドフィル
タでは、信号入力端子（１］より入力したスペクトル拡
散信号Ｙ□（１）舅ｄ（ｔ） ＰＮ（ｔ） ｅｏｓ（ω
ｉｔ＋θＩ）は局部発振器（２）からの信号Ｙ＊（ｔｌ
園ｃｏｓ （ω０
【＋００）と周波数変換器（３）に
よりかけ合され、ローパスフィルタ（４）を通過して高
調波成分が除去されたベースバンド信号となる。いま妨
害波Ｙ３（ｔ）ｇｘｃｏａ（ω１（ｔ）＋θｉ）が存在
する場合、ローパスフィルタ（４）の出力信号はＹ３（
ｔｌａ ＰＮ（ｔｌ （ｃｏｇω５（ｔ）十〇、）＋ｃ
ｏｓ（ωｊ（【）＋θｊ） となり、波形は第ｒＡ＞回
向のようになる。上記ベースバンド信号Ｙ３（ｔ）はコ
ンデンサ時に入力するが、コンデンサのカットオフ周波
数ω。をω。＞利に設定しておくと、妨害波によるバイ
アス変動の周波数成分ωｊはコンデンサの低周波数成分
除去効果で取り除かれるのでＹ、（ｔ） ｚ ＰＮ（ｔ
） （ｎｏｓ ａ＋＊（ｔｌ＋θ・）となる。上記拡散
信号はＹ−ｏをしきい値として、１ビットＡ／Ｄコンバ
ータ（４）によりディジタル信号に変換され、第１のシ
フトレジスタ（６）へ入力する。】１段のレジスタに入
ったディジタル符号は、ｎ個の相関器（３）にそれぞれ
送出される。又、送信側と同じ系列に設定された符号が
第２のシフトレジスタ（７）に入っており、ｎ個の相関
器（８）に送出される。相関器（８）は各々第１のシフ
トレジスタ（６）と第２のシフトレジスタ（７）の符号
を比較し、同じ符号の場合は１を送出する。そして同期
信号検出器（９）ではｎ個の相関器からの信号をたし合
せ、合計が最大となったとき、第１と第２のシフトレジ
スタの符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出信
号出力端子αＧより送出する。符号が一致しない場合、
第１のシフトレジスタ（６）はデータを１ビットシフト
し、新しい符号列に対して再び同期検出を行う。以上の
動作を同期検出信号が得られるまでくり返す。 なお、第１図および第（図において、Ａ／Ｄコンバータ
には１ビットのディジタル信号に変換する１ビットＡ／
Ｄコンバータを使用した例を示したが、２ビット以上の
Ａ／Ｄコンバータを使用してもよい。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、ローパスフィルタと
Ａ／Ｄコンバータをコンデンサを介して接続する構成と
したので、入力信号に周波数の近接した妨害波が重畳し
ていても、同期検出を妨害波がない場合と同様におこな
えるという効果がある。
よりかけ合され、ローパスフィルタ（４）を通過して高
調波成分が除去されたベースバンド信号となる。いま妨
害波Ｙ３（ｔ）ｇｘｃｏａ（ω１（ｔ）＋θｉ）が存在
する場合、ローパスフィルタ（４）の出力信号はＹ３（
ｔｌａ ＰＮ（ｔｌ （ｃｏｇω５（ｔ）十〇、）＋ｃ
ｏｓ（ωｊ（【）＋θｊ） となり、波形は第ｒＡ＞回
向のようになる。上記ベースバンド信号Ｙ３（ｔ）はコ
ンデンサ時に入力するが、コンデンサのカットオフ周波
数ω。をω。＞利に設定しておくと、妨害波によるバイ
アス変動の周波数成分ωｊはコンデンサの低周波数成分
除去効果で取り除かれるのでＹ、（ｔ） ｚ ＰＮ（ｔ
） （ｎｏｓ ａ＋＊（ｔｌ＋θ・）となる。上記拡散
信号はＹ−ｏをしきい値として、１ビットＡ／Ｄコンバ
ータ（４）によりディジタル信号に変換され、第１のシ
フトレジスタ（６）へ入力する。】１段のレジスタに入
ったディジタル符号は、ｎ個の相関器（３）にそれぞれ
送出される。又、送信側と同じ系列に設定された符号が
第２のシフトレジスタ（７）に入っており、ｎ個の相関
器（８）に送出される。相関器（８）は各々第１のシフ
トレジスタ（６）と第２のシフトレジスタ（７）の符号
を比較し、同じ符号の場合は１を送出する。そして同期
信号検出器（９）ではｎ個の相関器からの信号をたし合
せ、合計が最大となったとき、第１と第２のシフトレジ
スタの符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出信
号出力端子αＧより送出する。符号が一致しない場合、
第１のシフトレジスタ（６）はデータを１ビットシフト
し、新しい符号列に対して再び同期検出を行う。以上の
動作を同期検出信号が得られるまでくり返す。 なお、第１図および第（図において、Ａ／Ｄコンバータ
には１ビットのディジタル信号に変換する１ビットＡ／
Ｄコンバータを使用した例を示したが、２ビット以上の
Ａ／Ｄコンバータを使用してもよい。 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、ローパスフィルタと
Ａ／Ｄコンバータをコンデンサを介して接続する構成と
したので、入力信号に周波数の近接した妨害波が重畳し
ていても、同期検出を妨害波がない場合と同様におこな
えるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるディジタルマツチド
フィルタを示す図、第２図、第４図はこの発明および従
来のディジタルマツチドフィルタの動作を説明するため
のもので、それぞれ１ピツ）Ａ／Ｄコンバータ入力信号
波形を示す図、第３図は従来のディジタルマツチドフィ
ルタを示す図である。 図において、（１）は信号入力端子、（２）は局部発振
器、（３）は周波数変換器、（４）はローパスフィルタ
、＋５１は１ビットＡ／Ｄコンバ一タ％（６）は第１の
シフトレジスタ、（７）は第２のシフトレジスタ、（８
）はｎ個の相関器、（９）は同期信号検出器、ＱＧは検
出信号出力端子、（１１）はコンデンサを示す。 なお１図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
フィルタを示す図、第２図、第４図はこの発明および従
来のディジタルマツチドフィルタの動作を説明するため
のもので、それぞれ１ピツ）Ａ／Ｄコンバータ入力信号
波形を示す図、第３図は従来のディジタルマツチドフィ
ルタを示す図である。 図において、（１）は信号入力端子、（２）は局部発振
器、（３）は周波数変換器、（４）はローパスフィルタ
、＋５１は１ビットＡ／Ｄコンバ一タ％（６）は第１の
シフトレジスタ、（７）は第２のシフトレジスタ、（８
）はｎ個の相関器、（９）は同期信号検出器、ＱＧは検
出信号出力端子、（１１）はコンデンサを示す。 なお１図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 拡散符号系列により２次変調が施されたスペクトル拡散
信号から受信同期タイミングを検出するディジタルマッ
チドフィルタにおいて、受信信号に近い周波数を発生す
る局部発振器と、上記局部発振器からの信号と受信信号
をかけ合せる周波数変換器と、上記周波数変換器の出力
信号から高調波成分を除去するローパスフィルタと、上
記ローパスフィルタの出力ベースバンド信号からバイア
ス変動周波数成分を除去するコンデンサと、上記コンデ
ンサ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバ
ータと、上記Ａ／Ｄコンバータにて変換されたデイジタ
ル符号系列を入力し１ビットずつシフトする第１のシフ
トレジスタと、送信側の拡散符号系列と同じ系列に設定
された第２のシフトレジスタと、上記第１のシフトレジ
スタの出力と第２のシフトレジスタの出力を１ビットご
とにかけ合せ符号が一致したときに１を送出するｎ個の
相関器と、上記ｎ個の相関器からの信号の総計が最大と
なつたとき同期検出信号を発生する同期信号検出器で構
成されたことを特徴とするディジタルマッチドフィルタ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63199131A JPH0247911A (ja) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | デイジタルマツチドフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63199131A JPH0247911A (ja) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | デイジタルマツチドフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0247911A true JPH0247911A (ja) | 1990-02-16 |
Family
ID=16402657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63199131A Pending JPH0247911A (ja) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | デイジタルマツチドフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0247911A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5862139A (en) * | 1995-12-06 | 1999-01-19 | Nec Corporation | Code-division-multiple-access (CDMA) receiver and method with DC component removal |
| US6064688A (en) * | 1996-08-12 | 2000-05-16 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
| CN110784245A (zh) * | 2019-10-31 | 2020-02-11 | 中电科仪器仪表有限公司 | 一种基于累积功率相关的扩频码同步方法及系统 |
-
1988
- 1988-08-09 JP JP63199131A patent/JPH0247911A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5862139A (en) * | 1995-12-06 | 1999-01-19 | Nec Corporation | Code-division-multiple-access (CDMA) receiver and method with DC component removal |
| US6064688A (en) * | 1996-08-12 | 2000-05-16 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
| CN110784245A (zh) * | 2019-10-31 | 2020-02-11 | 中电科仪器仪表有限公司 | 一种基于累积功率相关的扩频码同步方法及系统 |
| CN110784245B (zh) * | 2019-10-31 | 2021-06-08 | 中电科思仪科技股份有限公司 | 一种基于累积功率相关的扩频码同步方法及系统 |
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