JP2000165295A

JP2000165295A - スペクトラム拡散通信方式の同期捕捉判定方法、及び同期捕捉判定回路、並びに同期捕捉回路

Info

Publication number: JP2000165295A
Application number: JP10339490A
Authority: JP
Inventors: Yoshinori Tanaka; 義徳田中; Naoaki Fukaya; 直昭深谷
Original assignee: Tokai University
Current assignee: Tokai University
Priority date: 1998-11-30
Filing date: 1998-11-30
Publication date: 2000-06-16

Abstract

(57)【要約】【課題】同期判定をディジタル信号の取り扱いのみに
より行うことができ、もって、回路の集積化が容易で小
型化が実現でき、更に消費電力を低減することができる
スペクトラム拡散通信方式の同期捕捉判定回路を得る。【解決手段】ＰＮ系列のパターンに基づいて定められ
る前記ＰＮ系列の所定ビット数にわたり、前記ＰＮ系列
の各ビット区間の所定タイミングにおいて得られる、受
信信号を逆拡散してなる逆拡散信号の値に基づいて、拡
散変調に用いられたＰＮ系列に対し逆拡散に用いられた
ＰＮ系列が同期しているか否かを判定するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信信号にＰＮ系
列を用いた拡散変調を行い、受信側で送信側で用いられ
たＰＮ系列と同じＰＮ系列を用いて受信信号を逆拡散し
て送信信号を得るようにしたスペクトラム拡散通信方式
の同期捕捉判定方法、及び同期捕捉判定回路、並びに同
期捕捉回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は、周波数の
有効利用、通信の秘匿性、またデータ通信の高速、高品
質化に優れる通信方式として知られる。図１２は従来の
スペクトラム拡散通信方式における同期捕捉回路を示す
ブロック図である。図１２において、１０１は受信用ア
ンテナ、１０２はバンドパスフィルタ、１０３はバンド
パスフィルタ１０２より得られた受信信号を逆拡散する
逆拡散器、１０４は逆拡散器１０３へのＰＮ系列を発生
するＰＮ系列発生器である。

【０００３】また、図１２において、１０５は逆拡散器
１０３により得られる逆拡散信号を通すバンドパスフィ
ルタ、１０６はバンドパスフィルタ１０５より得られる
逆拡散信号に基づいて、逆拡散が成功しているか否か、
すなわちＰＮ系列発生器１０４より逆拡散器１０３に入
力されるＰＮ系列が送信信号を拡散させたＰＮ系列の位
相と一致している（同期がとれている）か否かを判定す
る同期捕捉判定回路、１０７は同期捕捉判定回路１０６
の判定結果に基づき、位相がとれていない場合に、ＰＮ
系列発生回路１０４より発生されるＰＮ系列を送信側の
ＰＮ系列に対して１ビットずらせて逆拡散器１０３に出
力させるためのＰＮ系列制御回路である。

【０００４】図１３は、上述の同期捕捉回路における同
期捕捉判定回路１０６を示す回路図、図１４は図１３の
同期捕捉判定回路の各部の動作を示すタイムチャートで
ある。この同期捕捉判定回路１０６は、例えばバンドパ
スフィルタの出力波形の周波数電力密度を調べ、その値
の大小に基づいて位相の一致を判定するものである。ま
ず、バンドパスフィルタの出力をトランス１１０を介
して全波整流回路１１１に入力させ、図１４ので示す
波形を得る。次にローパスフィルタ１１２により全波整
流回路１１１の出力を積分してに示す波形を得、更
に、この波形をコンパレータ１１３によりスレッショル
ド（電池１１４電圧）と比較し、スレッショルドを越え
た場合に位相一致と判定する。逆拡散が成功すると、位
相の切替え部がなくなりローパスフィルタ１１２の出力
が増大するので、これがスレッショルドを越えた場合に
同期が一致したことを判定することができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
同期捕捉回路における判定回路は、ディジタル信号をア
ナログ信号に変換して取り扱い、アナログ信号の増減に
より同期判定を行っている。従って、その構成上、トラ
ンス等のアナログ素子が不可欠となり、回路の集積化が
困難で回路規模の大きなものとなる。また、アナログ信
号の影響により消費電力量も大きくなる。

【０００６】本発明は、かかる従来の問題点を解決する
ために成されたもので、同期判定をディジタル信号の取
り扱いのみにより行うことができ、もって、回路の集積
化が容易で小型化が実現でき、更に消費電力を低減する
ことができる同期捕捉判定方法、及び同期捕捉判定回
路、並びに同期捕捉回路を得ることを目的としている。

【０００７】

【課題を解決しようとする課題】上述した課題を解決す
るため、本発明に係るスペクトラム拡散通信方式の同期
捕捉判定方法は、送信側で１次変調波にＰＮ系列を掛け
合わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散変調を行っ
たＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期をとって受信
信号に掛け合わせて逆拡散を行うようにしたスペクトラ
ム拡散通信方式において、前記ＰＮ系列のパターンに基
づいて定められる前記ＰＮ系列の所定ビット数にわた
り、前記ＰＮ系列の各ビット区間の所定タイミングにお
いて得られる、前記受信信号を逆拡散してなる逆拡散信
号の値に基づいて、前記拡散変調に用いられたＰＮ系列
に対し前記逆拡散に用いられたＰＮ系列が同期している
か否かを判定するようにしたものである。

【０００８】このような構成によれば、同期判定をディ
ジタル信号の取り扱いのみにより行うことができる。

【０００９】また、本発明に係るスペクトラム拡散通信
方式の同期捕捉判定方法は、前記送信側で送信に用いら
れる搬送波と前記ＰＮ系列の周波数比が整数倍となるよ
うにそれぞれの周波数を設定するようにしたものであ
る。

【００１０】このような構成によれば、受信信号より搬
送波及びＰＮ系列を生成することができる。

【００１１】更に、本発明に係るスペクトラム拡散通信
方式の同期捕捉判定回路は、送信側で１次変調波にＰＮ
系列を掛け合わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散
変調を行ったＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期を
とって受信信号に掛け合わせて逆拡散を行い、逆拡散信
号を得るようにしたスペクトラム拡散通信方式におい
て、前記ＰＮ系列のパターンに基づいて定められる前記
ＰＮ系列の所定ビット数にわたり、前記ＰＮ系列の各ビ
ット区間の所定タイミングにおける前記逆拡散信号の値
をホールドするホールド手段（シフトレジスタ２５４
１）と、該ホールド手段によりホールドされた値に基づ
いて、前記拡散変調に用いられたＰＮ系列に対し前記逆
拡散に用いられたＰＮ系列が同期しているか否かを判定
する判定手段（論理回路２５４２）とを備えたものであ
る。

【００１２】また、本発明に係るスペクトラム拡散通信
方式の同期捕捉回路は、送信側で１次変調波にＰＮ系列
を掛け合わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散変調
を行ったＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期をとっ
て受信信号に掛け合わせて逆拡散を行うようにしたスペ
クトラム拡散通信方式であって、前記送信側で前記ＰＮ
系列の周波数の整数倍の搬送波による高周波変調を行っ
て送信すると共に、受信側で高周波復調を行うようにし
たスペクトラム拡散通信方式において、前記受信信号よ
り搬送波を再生する搬送波再生手段（搬送波再生回路２
６）と、前記搬送波再生手段により再生された搬送波を
分周することにより前記ＰＮ系列と同じ周波数のクロッ
クを再生するＰＮ系列クロック再生手段（位相調整回路
２５１及び１０進カウンタ２５２）と、前記ＰＮ系列ク
ロック再生手段からのクロックを用いて前記逆拡散を行
うＰＮ系列を発生するＰＮ系列発生手段（ＰＮ系列発生
回路２５３）と、前記ＰＮ系列発生手段からのＰＮ系列
の１周期を検出するＰＮ系列周期検出手段（シフトレジ
スタ２５５２及び論理回路２５５３）と、前記ＰＮ系列
のパターンに基づいて定められる前記ＰＮ系列の所定ビ
ット数にわたり、前記ＰＮ系列の各ビット区間の所定タ
イミングにおいて、前記受信信号に前記ＰＮ系列発生手
段からのＰＮ系列を掛け合わせてなる逆拡散信号の値を
ホールドするホールド手段（シフトレジスタ２５４１）
と、前記ホールド手段によりホールドされた値に基づい
て、前記拡散変調に用いられたＰＮ系列に対し逆拡散に
用いられたＰＮ系列が同期しているか否かを判定する判
定手段（論理回路２５４２）と、前記判定手段の判定信
号に基づき、同期がとれていない場合に、前記ＰＮ系列
周期検出手段の出力信号を用いて前記ＰＮ系列クロック
再生手段からのクロックを１だけ間引いて前記ＰＮ系列
発生手段へのクロックとして与えるＰＮ系列シフト手段
（ＯＲ回路２５５４及びＡＮＤ回路２５５１）とを備え
たものである。

【００１３】更に、本発明に係るスペクトラム拡散通信
方式の同期捕捉回路において、前記ＰＮ系列周期検出手
段は、前記ＰＮ系列１周期中に１度しかないパターンを
検出することにより前記ＰＮ系列の１周期を検出するよ
うにしたものである。

【００１４】このような構成によれば、ＰＮ系列の１周
期検出を任意のタイミングに設定することができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて説明する。図１は実施の形態によるスペクトラ
ム拡散通信方式を用いた通信システムの全体構成を示す
ブロック図ある。図１に示される通信システムは、送信
側である送信機１と受信側である受信機２とから構成さ
れる。

【００１６】送信機１において、例えば音声信号のよう
なアナログ信号は、ＰＣＭ変調器（Ａ／Ｄコンバータ）
１１によりＰＣＭ変調されディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号は、拡散変調器１２にて、ＰＮ
系列発生回路１３からの拡散符号により拡散されてＳＳ
信号となる。このＳＳ信号は高周波変調器１４にて搬送
波による高周波変調を受け、送信アンテナ１５より送信
される。

【００１７】本発明の実施の形態において、送信信号で
ある音声信号のＰＣＭ信号、ＰＮ系列、搬送波の周波数
比が整数比で表されるよう設定されている。これについ
ては後述する。

【００１８】一方、受信機２において、受信アンテナ２
１により受信された受信信号は、逆拡散器２２により、
受信側で生成されたＰＮ系列が掛け合わされて逆拡散さ
れた後、高周波復調器２３による高周波復調を受け、更
にＰＣＭ復調器（Ｄ／Ａコンバータ）２４によるＰＣＭ
復調を受けて音声として出力される。上記逆拡散に際し
ては、送信側で作成されたＰＮ系列と同位相のＰＮ系列
を受信信号に掛け合わせなければならず、この同位相の
ＰＮ系列を同期捕捉回路２５により形成する。同期捕捉
回路２５によるＰＮ系列の生成に際しては、搬送波再生
回路２６にて受信信号より再生された搬送波が用いられ
る。

【００１９】図２は図１に示した同期捕捉回路をより具
体的に示すためのブロック図である。なお、図２におい
て、図１と同一または相当物には同一符号を付してい
る。この同期捕捉回路２５は、シリアルサーチ同期捕捉
を用いるもので、受信信号を通すバンドパスフィルタＢ
ＰＦ１の出力波形（２ＰＳＫ）と搬送波再生回路２６か
らの搬送波クロックより位相切り替え部分とＰＮ系列の
位相調整を行う位相調整回路２５１及び１０進カウンタ
２５２と、１０進カウンタ２５２による分周クロックを
入力クロックとしてＰＮ系列を発生するＰＮ系列発生回
路２５３と、このＰＮ系列発生回路２５３より発生され
たＰＮ系列が掛け合わされた逆拡散信号をバンドパスフ
ィルタＢＰＦ２を介して入力させて、同期捕捉の判定を
行う同期捕捉判定回路２５４と、この同期捕捉判定回路
２５４の判定結果とＰＮ系列とに基づいてＰＮ系列発生
回路２５３の制御信号を出力するＰＮ系列制御回路２５
５とを備える。なお、バンドパスフィルタＢＰＦ１及び
ＢＰＦ２は、図１においては省略されている。以下、こ
れらについて順次説明する。

【００２０】まず、送信側における搬送波は、図示しな
い水晶発振器より得られる５０ＭＨｚの周波数クロック
を４分周してなる１２．５ＭＨｚの周波数クロックによ
り形成され、ＰＮ系列の発生クロックは、この搬送波の
周波数クロックを更に５分周してなる２．５ＭＨｚの周
波数クロックにより形成されている。

【００２１】搬送波再生回路２６は受信信号（２ＰＳ
Ｋ）の中から搬送波をとりだし、これを１０進カウンタ
２５２が分周して送信側で形成されたＰＮ系列と同じク
ロックを受信側で形成する。逆拡散に際しては、受信信
号の位相の切り替わり部分と、受信側で形成されたＰＮ
系列のデータの切り替わり部分のそれぞれの位相が一致
していることが必要である。位相調整回路２５１はＰＮ
系列を発生させ始めるタイミングを制御することにより
それぞれの位相を合わせる。

【００２２】図３は搬送波再生回路（Ａ）とその動作の
一例（Ｂ）を示す図であり、入力信号は２ＰＳＫ（１
２．５ＭＨｚ）である。この信号は２路に分けられ、一
方を他方に対して２段のインバータ２６０を介して
０．０２μＳ（搬送波１／４周期分）遅延させて、その
二つの信号を排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路２６１に
加える。これにより全波整流回路に２ＰＳＫを加えた場
合と同様に、位相切り替えの上方は消え、単一位相とな
る。次に２５ＭＨｚの狭帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
２６２を通し、更にインバータ２６３に通すことによ
り矩形波を得る。このときインバータに通す前の波形
がＢＰＦ２６２を通した後の波形なので、インバータ２
６３に通した後の波形は若干の揺らぎを含んでいる。そ
して、この波形をＪＫフリップフロップ２６４により２
分周し、最後にＰＬＬ２６５で揺らぎを補正すること
により搬送波（１２．５ＭＨｚ）を再生することがで
きる。

【００２３】図４は上述した搬送波再生回路２６の他の
一例としてディジタル回路のみで構成した場合を示す図
である。排他的論理和回路２６１の出力までは同じで
あるが、本回路では、その出力を更に２路に分け、一方
を２段のインバータ２６６を介して０．０８μＳ（搬
送波１周期分）遅延させ論理和（ＯＲ）回路２６７を通
す。最後にＪＫフリップフロップ２６８で２分周する
ことにより、搬送波（１２．５ＭＨｚ）を再生し、Ｐ
ＬＬ２６９で揺らぎを補正する

【００２４】図５は位相調整回路と１０進カウンタの構
成をより詳細に示す図であり、（Ａ）はブロック図、
（Ｂ）はその動作を示している。まず、２ＰＳＫ（１
２．５ＭＨｚ）の波形を調べるためにそのデータ情報を
シフトレジスタ２５１１に挿入する。この挿入のために
は２ＰＳＫの２倍の周波数（２５ＭＨｚ）が必要であ
り、それには搬送波再生時に使用した２５ＭＨｚクロッ
クを使用する。そして、クロックの立ち上がり時の２Ｐ
ＳＫ（入力信号）の情報がシフトレジスタ内部に蓄えら
れる。

【００２５】次に、シフトレジスタの連続した二つの出
力を排他的論理和回路２５１２に加えることにより、図
５中の波形が出力される。これにより位相切り替えの
時間位置が確定される。この波形を図中の論理和回路２
５１３とＪＫフリップフロップ２５１４の帰還回路に入
力することによりの波形が出力され、これを１０進カ
ウンタ２５２のクリア端子に入力する。

【００２６】１０進カウンタ２５２は搬送波再生回路２
６で生成された１２．５ＭＨｚクロックを入力し、５分
周することによりＰＮ系列発生回路へ入力される２．５
ＭＨｚのＰＮ系列発生クロックを形成する。このクロ
ック形成のタイミングを１０進カウンタ２５２のクリア
端子で制御する。これにより、２ＰＳＫの位相切り替え
部分と、ＰＮ系列のデータ切り替え部分の位相を合わせ
ることができる。

【００２７】図６はＰＮ系列発生回路を示す。送受信側
で用いられるＰＮ系列発生回路２５３は、例えばＤフリ
ップフロップ２５３１〜２５３５を５個、排他的論理和
回路２５３６を１個、そして、Ｄフリップフロップそれ
ぞれの値を全て１（ハイ）にするための手動スイッチ２
５３７を用いる。図６に示す回路により、以下に示す１
周期３１ビットのＰＮ系列が出力される。なお、送信側
では、このＰＮ系列と搬送波の排他的論理和をとること
により、２相位相変調（２ＰＳＫ）波形を形成してい
る。

【００２８】１１１１１００１１０１００１００００１
０１０１１１０１１０００

【００２９】図７はＰＮ系列発生回路に対するＰＮ系列
制御回路を示す図であり、（Ａ）はブロック図、（Ｂ）
は動作を示す図である。ＰＮ系列制御回路２５５は送信
側で発生されたＰＮ系列と受信側のＰＮ系列の位相を合
わせるために、受信側で形成されたＰＮ系列１周期（３
１ビット）中に余分なビットを１ビット追加し、１周期
３２ビットでＰＮ系列を発生させるものである。そし
て、それぞれのＰＮ系列をシリアルで掛け合わせていく
ことにより、一周期調べる毎に１ビットずつずれてい
き、やがてそれぞれのＰＮ系列の位相が一致し、同期が
とれるという動作である。

【００３０】図７の回路動作について説明すると、ま
ず、形成したＰＮ系列発生クロック（２．５ＭＨｚ）を
論理積（ＡＮＤ）回路２５５１を通してＰＮ系列発生回
路２５３に入力する。このＡＮＤ回路２５５１の一方の
入力端子は初期値として「１」となっているので、入力
されたＰＮ系列発生クロックは、そのままＰＮ系列発生
回路２５３に入力される。そして、そこから発生された
ＰＮ系列をシフトレジスタ２５５２に入力する。

【００３１】次に、ＰＮ系列が入力されたシフトレジス
タ２５５２の出力からＰＮ系列１周期中に一度しかな
いパターンを論理回路２５５３によって作成し、そのパ
ルスを出力する。本実施の形態においては、シフトレジ
スタの出力が「１１１１１」となったときに「０」のパ
ルスを出力するようにしている。

【００３２】この波形は、同期判定信号と共にＯＲ回路
２５５４に挿入される。同期判定信号は、同期が確立し
ていないとき「０」であり、ここでは、未だ同期は確立
していないと仮定する。この同期判定信号については、
後述する。

【００３３】従って、論理回路２５５３によって形成さ
れた波形はそのままＡＮＤ回路２５５１にＰＮ系列発生
クロックと共に入力される。ＡＮＤ回路２５５１の出力
波形は、３１パルス毎に１パルスだけ抜けた波形であ
る。このクロックをＰＮ系列発生回路２５３に入力する
ことにより、ふつうのＰＮ系列１周期分に、クロックが
１ビット抜ける直前のＰＮ系列が余分に１ビット加わっ
た１周期３２ビットのＰＮ系列を発生させることができ
る。

【００３４】かかる実施の形態におけるＰＮ系列制御回
路の特徴として、余分に付加するビットの挿入位置を自
由に設定できるということが挙げられる。これは、後述
するように、受信信号に音声のディジタル信号（デー
タ）が含まれている場合に重要である。なお、シフトレ
ジスタから取り出すデータ数は、ＰＮ系列の種類、付加
ビットの挿入位置により増減する。

【００３５】図８は逆拡散器を示す図であり、（Ａ）は
回路図、（Ｂ）は回路動作図である。この逆拡散器は受
信信号と１ビット付加したＰＮ系列をＥＸ−ＯＲ回路に
より掛け合わす。図８にはこの回路動作を示す各部の波
形を合わせて示している。

【００３６】図９は同期捕捉判定回路及びその動作を示
す図であり、（Ａ）は回路図、（Ｂ）は同期失敗例を示
す動作図、（Ｃ）は同期成功例を示す動作図である。こ
の実施の形態における同期捕捉判定回路２５４は、従来
のようにエネルギの大小ではなく、出力波形の位相が一
致した場合、ＢＰＦの出力波形に位相の切り替え部分が
なくなることを用いたものである。

【００３７】図９において、ＢＰＦから出力された１
２．５ＭＨｚの信号はインバータ２５４０を通して動作
クロック（２．５ＭＨｚ）の立ち上がり部分でシフトさ
れつつシフトレジスタ２５４１に入力される。図９に示
された逆拡散の失敗例（Ｂ）においては、ＢＰＦ出力は
位相の切り替えを含む波形となっている。この波形から
２．５ＭＨｚ間隔でシフトレジスタによりデータを採取
していくと、レジスタ内部には「１０１１０」というデ
ータが蓄えられる。この５個のパラレル信号を図９中に
示された論理回路２５４２を通すことにより、信号
「０」を出力する。この信号は同期失敗を示す同期判定
信号である。

【００３８】一方、逆拡散に成功すると、ＢＰＦ出力は
位相の切り替わりを含まないものとなる（Ｃ）。従っ
て、２．５ＭＨｚの動作クロックにより等間隔にデータ
を採取していくと、レジスタ内部には同じデータが並ぶ
こととなり、論理回路２５４２はこの状態のときにのみ
「１」を出力する。この信号は同期成功を示す同期判定
信号である。なお、同期成功を示す信号として、「０」
を用い、同期失敗を示す場合に「１」を用いるようにし
ても良いことは言うまでもない。

【００３９】こうして、同期成功が判定されると、同期
捕捉判定回路２５４の出力「１」が図７で示したＰＮ系
列制御回路２５５のＯＲ回路２５５４の他方の入力端子
に入力される。これにより、受信側で生成されるＰＮ系
列も送信側と同じ３１ビットとなり、以後、これらＰＮ
系列はずれることなく、逆拡散器２２によりシリアルに
掛け合わされていくこととなる。

【００４０】上述してきた２ＰＳＫ信号は、説明の便宜
上、搬送波とＰＮ系列だけを含んだもので説明してき
た。以下、これに音声信号が加わった場合について説明
する。本実施の形態では、図１０に示すように、音声デ
ータの最小パルス幅をＰＮ系列一周期分（１２．４μ
Ｓ）にとる。これを上述した２ＰＳＫ信号に掛け合わせ
ることにより、音声データを含めた２ＰＳＫ信号を作成
する。

【００４１】図１０に示すように、音声データを含めた
波形は、ＰＮ系列が部分的に１８０度位相が変わったも
のとなる。また、音声データを掛け合わすタイミングに
より、掛け算後、１８０度位相の切り替わる部分の位置
が変わることとなる。そして、図の（３）と（４）を掛
け合わせて逆拡散に成功すると、（５）に示す音声デー
タを再生することができる。

【００４２】以下、音声データを含めた２ＰＳＫ信号を
受信したときの回路動作を示す。信号形態は、音声デー
タを含めても２ＰＳＫであるので、図２に示した同期捕
捉判定回路以外の回路は上述した場合と全く同じに動作
する。従って、以下には同期捕捉判定回路の動作につい
てのみ説明する。

【００４３】音声データを含めた場合、逆拡散に成功す
ると、ＢＰＦ出力は搬送波成分と音声データを掛け合わ
せた波形となる。よって、逆拡散に成功していても、図
１１の（１）に示すように、音声データの位相の切り替
わり部分がシフトレジスタ中を通過している間は、論理
操作により同期判定信号「０」が出力される。そして、
この判定がＰＮ系列制御信号の「０」部分と重なると、
ＯＲ回路出力はＰＮ系列制御信号の「０」部分がそのま
ま出力され、同期を未だ捕捉していないと判断し、同期
捕捉失敗となる。

【００４４】そこで、音声データを掛け合わせるタイミ
ングを図１１（２）のようにずらすことにより、音声デ
ータの位相の切り替わり部分がシフトレジスタ中を通過
する時間のタイミングがずれ、同期判定信号によりＯＲ
回路２５５４の出力には、ＰＮ系列制御信号の出力に拘
わらず、「１」が維持されることとなる。このことは、
音声データを含めない場合と同じであり、同期捕捉に成
功したと言える。

【００４５】従って、音声信号が含まれる場合は、音声
信号をＰＮ系列に掛け合わせるタイミングを定めてお
き、そのタイミングに対してＰＮ系列制御信号を定める
ようにすれば、音声信号が含まれていない場合と同様に
取り扱うことができる。なお、図７で既述したように、
本実施の形態におけるＰＮ系列制御回路は、ＰＮ系列の
所定のパターンについてＰＮ系列の１周期を判断できる
ようにしているので、このタイミング調整が容易にでき
る。

【００４６】本発明の実施の形態による同期捕捉時間
は、ＰＮ系列のパターンにより変化し、調べなければな
らない最小のビット数は、ＰＮ系列の一周期中に一度も
存在しない連続した同値ビットの最小数である。そのビ
ット数を調べることにより同期一致の判定を行ってい
る。上述した実施の形態では、その最小数が６ビットで
あり、１ビットを調べるために必要な時間は０．４０μ
Ｓなので、６ビットで２．４０μＳとなる。これに対し
て、従来の技術における同期捕捉時間は、同期判定を行
うためのアナログ信号が予め設定されたスレッショルド
レベルに達したときに、同期一致の判定をしているた
め、同期捕捉に使用しているアナログ素子の特性やスレ
ッショルドの設定レベルにより、約２．９７μＳ〜６．
００μＳ程度必要となる。したがって、本発明の実施の
形態によれば、同期捕捉時間も短縮することができると
いう効果を奏する。

【００４７】また、耐雑音性については、従来の技術で
は、蓄積されるエネルギが雑音の影響により変化し、同
期判定を誤り始めるときのＳ／Ｎを求めると、−４．０
７ｄＢ（雑音レベル５．４ｖ）となる。これに対して、
本発明の実施の形態では、信号の位相を調べることによ
り同期判定を行っており、雑音の影響によりシフトレジ
スタに採取される情報が変化し、同期判定を誤り始める
ときのＳ／Ｎを求めると、−４．６３ｄＢ（雑音レベル
５．７６ｖ）となる。したがって、本発明の実施の形態
によれば、雑音の影響も受けにくいという効果を奏す
る。

【００４８】

【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
によれば、同期判定をディジタル信号の取り扱いのみに
より行うことができ、もって、回路の集積化が容易で小
型化が実現でき、更に消費電力を低減することができる
という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】発明の実施の形態におけるスペクトラム拡散通
信方式を用いた通信システムの全体構成を示すブロック
図である。

【図２】発明の実施の形態における同期捕捉回路を示す
ブロック図である。

【図３】搬送波再生回路とその動作を示す図である。

【図４】搬送波再生回路の他の一例を示す図である。

【図５】位相調整回路とその動作を示す図である。

【図６】ＰＮ系列発生回路を示す図である。

【図７】ＰＮ系列制御回路とその動作を示す図である。

【図８】逆拡散器とその動作を示す図である。

【図９】同期捕捉判定回路とその動作を示す図である。

【図１０】音声データが含まれた２ＰＳＫ信号を示す図
である。

【図１１】音声データが含まれる場合の同期捕捉動作を
示す図である。

【図１２】従来のスペクトラム拡散通信方式における受
信機を示すブロック図である。

【図１３】従来の同期捕捉判定回路を示す回路図であ
る。

【図１４】従来の同期捕捉判定回路の動作を示す図であ
る。

【符号の説明】

２２逆拡散器２５同期捕捉回路２６搬送波再生回路２５１位相調整回路２５２１０進カウンタ２５３ＰＮ系列発生回路２５４同期捕捉判定回路２５５ＰＮ系列制御回路２５４１シフトレジスタＳ２５４２論理回路２５５１ＡＮＤ回路２５５４ＯＲ回路２５５２シフトレジスタ２５５３論理回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信側で１次変調波にＰＮ系列を掛け合
わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散変調を行った
ＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期をとって受信信
号に掛け合わせて逆拡散を行うようにしたスペクトラム
拡散通信方式において、前記ＰＮ系列のパターンに基づいて定められる前記ＰＮ
系列の所定ビット数にわたり、前記ＰＮ系列の各ビット
区間の所定タイミングにおいて得られる、前記受信信号
を逆拡散してなる逆拡散信号の値に基づいて、前記拡散
変調に用いられたＰＮ系列に対し前記逆拡散に用いられ
たＰＮ系列が同期しているか否かを判定するようにした
ことを特徴とするスペクトラム拡散通信方式の同期捕捉
判定方法。
【請求項２】前記送信側で送信に用いられる搬送波と
前記ＰＮ系列の周波数比が整数倍となるようにそれぞれ
の周波数が設定されている請求項１記載のスペクトラム
拡散通信方式の同期捕捉判定方法。
【請求項３】送信側で１次変調波にＰＮ系列を掛け合
わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散変調を行った
ＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期をとって受信信
号に掛け合わせて逆拡散を行い、逆拡散信号を得るよう
にしたスペクトラム拡散通信方式において、前記ＰＮ系列のパターンに基づいて定められる前記ＰＮ
系列の所定ビット数にわたり、前記ＰＮ系列の各ビット
区間の所定タイミングにおける前記逆拡散信号の値をホ
ールドするホールド手段と、該ホールド手段によりホー
ルドされた値に基づいて、前記拡散変調に用いられたＰ
Ｎ系列に対し前記逆拡散に用いられたＰＮ系列が同期し
ているか否かを判定する判定手段とを備えたことを特徴
とするスペクトラム拡散通信方式の同期捕捉判定回路。
【請求項４】送信側で１次変調波にＰＮ系列を掛け合
わせて拡散変調を行い、受信側で前記拡散変調を行った
ＰＮ系列と同じＰＮ系列を生成し、同期をとって受信信
号に掛け合わせて逆拡散を行うようにしたスペクトラム
拡散通信方式であって、前記送信側で前記ＰＮ系列の周
波数の整数倍の搬送波による高周波変調を行って送信す
ると共に、受信側で高周波復調を行うようにしたスペク
トラム拡散通信方式において、前記受信信号より搬送波を再生する搬送波再生手段と、前記搬送波再生手段により再生された搬送波を分周する
ことにより前記ＰＮ系列と同じ周波数のクロックを再生
するＰＮ系列クロック再生手段と、前記ＰＮ系列クロック再生手段からのクロックを用いて
前記逆拡散を行うＰＮ系列を発生するＰＮ系列発生手段
と、前記ＰＮ系列発生手段からのＰＮ系列の１周期を検出す
るＰＮ系列周期検出手段と、前記ＰＮ系列のパターンに基づいて定められる前記ＰＮ
系列の所定ビット数にわたり、前記ＰＮ系列の各ビット
区間の所定タイミングにおいて、前記受信信号に前記Ｐ
Ｎ系列発生手段からのＰＮ系列を掛け合わせてなる逆拡
散信号の値をホールドするホールド手段と、前記ホールド手段によりホールドされた値に基づいて、
前記拡散変調に用いられたＰＮ系列に対し逆拡散に用い
られたＰＮ系列が同期しているか否かを判定する判定手
段と、前記判定手段の判定信号に基づき、同期がとれていない
場合に、前記ＰＮ系列周期検出手段の出力信号を用いて
前記ＰＮ系列クロック再生手段からのクロックを１だけ
間引いて前記ＰＮ系列発生手段へのクロックとして与え
るＰＮ系列シフト手段とを備えたことを特徴とするスペ
クトラム拡散通信方式の同期捕捉回路。
【請求項５】前記ＰＮ系列周期検出手段は、前記ＰＮ
系列１周期中に１度しかないパターンを検出することに
より前記ＰＮ系列の１周期を検出する請求項４記載のス
ペクトラム拡散通信方式の同期捕捉回路。