JPH04196939A - スペクトラム拡散信号復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、スペクトラム拡散信号復調回路に関する。

（ロ）従来の技術 従来、情報信号よりも十分広いスペクトラム幅を有する
、例えば２進の疑似雑音符号（以下、ＰＮ符号と称す）
で変調されたキャリアを送信し、受信側では送信側で用
いたのと同−若しくは相関の大きいＰＮ符号で受信信号
を乗算することにより元の情報を復調する、所謂スペク
トラム拡散通信が知られている（例えば、電子科学１９
７８年１１月号参照）。

斯るスペクトラム拡散通信では、上述したように広いス
ペクトラム幅を有するＰＮ符号等で情報信号を変調して
いるため、情報信号を正確に復調するためには受信側で
形成する符号を送信側の符号と同期させる必要がある。

上記同期を取る方法と゛しては、タウ・デイザ法が知ら
れている。斯るタウ・デイザ法にろいて第７図を参照し
て説明する。

第７図において、１はスペクトラム拡散信号が入力され
る入力端子、２は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３はＶＣ
Ｏ２からの出力を低周波発振器４からの出力信号にて位
相変調する位相変調器、５は発振器、６は位相変調器３
からの出力信号と発振器５からの出力信号とが供給され
、ＲＳフリップフロップ７のＱ高力に基づきいずれか一
方を選択する選択回路、８は選択回路６からの出力信号
−を読み出しクロック信号とする符号発生器、９は入力
端子１からのスペクトラム拡散信号と符号発生器８から
の符号とを乗算する第１乗算器、１０は第１乗算器９の
出力端に接続されたバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１
１はＢＰＦＩＯを通過した信号をエンベロープ検波する
検波器、１２は検波器１１からの検波信号が供給される
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１３はＢＰＦ１２を通
過した信号と低周波発振器４からの出力信号とを乗算す
るための第２乗算器、１４は第２乗算器１３の出力信号
が供給されるローパスフィルタ（Ｌ　Ｐ　’Ｆ　）で、
このＬＰＦ１４を通過した信号は、制御信号としてＶＣ
Ｏ２に供給される。１５はＢＰＦＩＯを通過した信号の
レベルを検出するレベル検出回路で、前記信号レベルが
所定レベル以上となったとき、Ｈレベルの検出信号をＲ
Ｓフリップフロップ７のセット端子に供給する。１６は
ＲＳフリップフロップ７のリセット端子に接続されたス
イッチ、１７は逆拡散された信号が出力される出力端子
である。

さて、スペクトラム拡散通信では、入力信号と符号との
位相関係に応じて第１乗算器からの出力信号のレベルが
変化することが知られており、その関係を第８図に示す
と共に、第８図を参照して第７図の回路の動作について
説明する。

今、逆拡散を行うためにスイッチ１６を操作すると、Ｒ
Ｓフリップフロップ７がリセットされてＱ出力がＬレベ
ルとなり、選択回路６は発振器５がらの発振信号を選択
する状態に設定される。

従って、符号発生器８は、発振器５からの発振信号を読
み出しクロック信号として符号を発生するが、符号位相
は順次変化するようになされている。斯る符号位相の変
化は、例えば符号をｘｙｚの３ビツトデータの繰り返し
により形成し、符号発生器８は、ＲＳフリップフロップ
７からのＱ出力がＬレベルのとき、ｘｙｚの３ビツトに
不定の１ビツトを加えた４ビツトのデータの繰り返しに
て形成される符号を発生することにより達成される。

斯様に発生された符号は、第１乗算器９において入力端
子１から入力されたスペクトラム拡散信号と乗算される
。この時、符号発生器８から発生された符号と送信側に
て用いられた符号との位相が合致していなければ、スペ
クトラム逆拡散を行うことができず、ＢＰＦＩＯの出力
端に出力が導出されない。

そして、上記符号位相可変動作によりＢＰＦＩＯの出力
端に導出された信号のレベルが所定レベル以上になると
、レベル検出回路１５は、Ｈレベル信号をＲＳフリップ
フロップ７のセット端子に供給し、その結果ＲＳフリッ
プフロップ７はセットされ、選択回路６はＨレベルのＱ
出力に基づき位相変調器３の出力を選択する状態に設定
される。

斯る状態において、今、符号系列の初期位相が第８図の
点１ａの位置にあり、位相が進んで点１ｂに移るとする
と、低周波発振器４からの矩形波信号によって符号の相
対位相は両点間を往復し、これに伴って第１乗算器９の
出力信号は前記矩形波信号と同一周波数の振幅変−を受
けることになる。

斯る振幅変調成分は、ＢＰＦ１２で抽出された後で第２
乗算器１３において前記矩形波信号と乗算されることに
より、ＶＣＯ２を制御するための、正しい極性、レベル
の直流信号成分に変換される。

斯る直流信号成分により、ＶＣＯ２の出力は、相関が増
し、同期が生じる方向に符号系列の発生速度を変化させ
る。

尚、符号系列の相対位相が相関のピークを挟んで点３ａ
、３ｂ間で往復する場合には、第１乗算器９の出力信号
の振幅に変化を生じないため、第２乗算器１３へ供給さ
れる振幅変調成分は存在せず、ＶＣ２の発振周波数、即
ち、符号系列の発生速度は変化しない。

（ハ）発明が解決しようとする課題 上記従来の技術によれば、受信側の符号を送信側で用い
た符号と確実の同期させることができるが、初期同期確
立時、相関出力が所定レベル以上になったことに応答し
て受信側符号の位相可変動作を停止するようにしている
ため、受信信号に雑音が重畳していると、この雑音信号
に応答して位相可変動作が停止してしまうという問題を
有している。

（ニ）課題を解決するための手段 上記の点に鑑み、本発明は、出力信号の周波数が制御可
能な発振手段と、この発振手段からの出力信号に応じて
第１符号、この第１符号に対して位相の進んだ第２符号
及び前記第１符号に対して位相の遅れた第３符号を出力
する第１符号発生手段と、前記第１符号に対して順次位
相が変化する第４符号を出力する第２符号発生手段と、
前記第１符号発生手段からの第１符号と入力信号とを乗
算する第１の乗算手段と、この第１乗算手段の出力端に
接続された第１フィルタ手段と、前記第２符号、第３符
号若しくは第４符号と入力信号とを乗算する第２の乗算
手段と、この第２乗算手段の出力端に接続された第２フ
ィルタ手段と、この第２フィルタ手段を通過した信号を
所定期間毎に積分する積分手段と、第２符号発生時の前
記積分手段からの積分値を保持する第１保持手段と、第
３符号発生時の前記積分手段からの積分値を保持する第
２保持手段と、第４符号発生時の前記積分手段からの積
分値を保持する第３保持手段と、前記第１及び第２保持
手段に保持された値を比較する比較手段と、この比較手
段からの出力信号に基づき前記入力信号に対する前記符
号の位相状態を判定し、前記発振手段の出力信号を変化
させて同期状態を維持する位相同期維持手段と、前記第
３保持手段に保持された積分値に基づき相関値が最大に
なる第１符号の位相状態を得、当該位相状態と現在の位
相状態の一致を判定し、不一致時、前記第１符号の位相
を前記得られた位相状態に設定する位相設定手段とを設
けたことを特徴とする。

（ホ）作用 本発明によれば、第１符号と入力信号とを乗算すること
により受信信号を逆拡散して情報を再生すると共に、第
２符号、第３符号若しくは第４符号と入力信号とを乗算
し、その乗算出力に基づき第１符号の位相制御のための
制御信号を得る。

特に、第２符号に基づく乗算出力と第３符号に基づく乗
算出力とにより第１符号と送信側符号との位相同期状態
を制御し、第４符号に基づく乗算出力にて現在の第１符
号の位相が適切か否かの判定を行う。

（へ）実施例 第１図は本発明の一実施例を示す図である。第１図にお
いて、１００はスペクトラム拡散信号が入力される入力
端子、１０１は発振手段となる電圧制御発振器（ＶＣＯ
）、１０２はＶ　ＣＯ１０１からの発振信号を読み出し
タロツク信号として第１符号と、この第１符号に対して
位相の進んだ第２符号と、前記第１符号に対して位相の
遅れた第３符号とを出力する第１符号発生器で、第２図
に示すごとく源符号発生器１０２ａと、Ｄフリップフロ
ップ１０２ｂ及び１０２ｃとより構成されており、第３
図に示すごとく各符号は発生される。１０３はＶ　ＣＯ
１０１からの発振信号を読み出しクロック信号として前
記第１符号発生器１０２からの第１符号に対して順次位
相の変化する第４符号を出力する第２符号発生器で、第
１符号発生器１０２における源符号発生器１０２ａとＤ
フリップフロップ１０２ｂと同様に構成され、且つＤフ
リップ７０ツブの出力が第４符号となるようになされ、
源符号発生器は、アドレスカウンタ１０４にて指定され
たアドレスから符号を発生するようになされている。１
０５は第１符号発生器１０２及び第２符号発生器１０３
から発生される第１符号〜第４符号が供給され、いずれ
か１つの符号を選択する選択回路、１０６は第１符号発
生器１０２からの第１符号と入力信号とを乗算する第１
乗算器、１０７は第１乗算器１０６の出力端に接続され
、乗算出力の帯域制限を行うバンドパスフィルタ、１０
８はバ〉ドパスフィルタ１０７を通過した信号が導出さ
れる出力端子、１０９は選択回路１０５にて選択された
符号と入力信号とを乗算する第２乗算器、１１０は第２
゛乗算器１０９の出力端に接続され、乗算出力の帯域制
限を行うバンドパスフィルタ、１１１はバンドパスフィ
ルタ１１０を通過した信号を所定期間毎に積分する積分
回路で、例えば第４図に示すごとくＡＤ変換器１１１ａ
と、ＡＤ変換器１１１ａからのデジタル信号が供給され
る加算器１１１ｂと、加算器１１１ｂの出力信号をラッ
チ回路１１１Ｃとより構成されている。

１１２はＶＣＯ２からの発振信号が供給され、第１符号
発生器１０２から出力される符号の一周期毎にパルスを
出力する第１カウンタ、１１３はマイクロコンピュータ
にて構成された制御回路で、その機能をブロックで示す
と第５図の如くなる。第５図で、１１３ａは第１カウン
タ１１２からの出力パルスに応答してタイミング信号を
発生するタイミング信号発生回路、１１３ｂはタイミン
グ信号発生回路１１３ａからのタイミング信号に応じて
各種制御を行う処理回路、１１３Ｃはタイミング信号発
生回路１１３ａからのタイミング信号に応じて第２符号
と入力信号の乗算結果に対応する積分値を保持する第１
保持回゛路、１１３ｄはタイミング信号発生回路１１３
ａからのタイミング信号に応じて第３符号と入力信号の
乗算結果に対応する積分値を保持する第２保持回路、１
１３ｅはタイミング信号発生回路１１３ａからのタイミ
ング信号に応じて第４符号と入力信号の乗算結果に対応
する積分値を保持する第３保持回路、１１３ｆは第１保
持回路１１３ｃに保持された値と第２保持回路１１３ｄ
に保持された値とを比較し、第１保持回路１１３ｃの値
が第２保持回路１１３ｄの値よりも大きいとき、Ｈレベ
ルの信号を、小さいときＬレベルの信号を出力する比較
回路、１１３ｇは比較回路１１３ｆからの出力信号に基
づきＶ　ＣＯ１０１に制御信号を供給する同期維持回路
、１１３ｈ及び１１３石は符号位相設定手段を構成する
ラッチ回路及び比較器で、第３保持回路１１３ｅに保持
された積分値がラッチ回路１１３ｈの値よりも大きくな
ったとき、第３保持回路１１３ｅの値をラッチ回路１１
３ｈにラッチすることにより、最大相関を示す値がラッ
チ回路１１３ｈに保持されることになる。１１３ｊは処
理回路１１３にて処理すべきタイミングを決定するため
のレジスタ、１１３には第２力゛ウンタ１０４の供給さ
れるアドレス値を設定するレジスタ、１１３ｍは第１符
号発生器１０２を構成する源符号発生器１０２ａの読み
出し開始アドレスを設定するためのレジスタである。

次に、動作について第６図のフローチャート参照して説
明する。

今、逆拡散動作を行うためにスイッチ（図示せず）を操
作すると、制御回路１１３は選択回路１０５に制御信号
を供給し、選択回路１０５は第１符号発生器１０２から
の第１符号を選択する状態に設定される。

ところで、第１符号発生器１０２には、Ｖ　ＣＯ１０１
からの発振信号が読み出しクロック信号として供給され
、このタロツク信号に応じて源符号発生器１０２ａは符
号を発生する。この源符号発生器１０２ａの出力符号は
、第２符号となる。この第２符号は、Ｖ　ＣＯ１０１か
らの発振出力信号を２倍する逓倍回路１１４の出力信号
にてＤフリップ７０ツブ１０２ｂにラッチされることに
より、１／２チツプ遅れた第１符号となり、さらにＤフ
リップ７０ツブ１０２ＣにラッチさＫることにより更に
１／２チツプ遅れた第３符号となる。

この時、選択回路１０５は、第１符号を選択する状態に
設定されているため、第１符号と入力端子１００から入
力されたスペクトラム拡散信号が第２２乗算回路１０９
にて乗算される。

尚、第１符号発生器１０２から出力される第１符号は、
レベルレジスタ１１３Ｊの値がＯの時（即ち、初期位相
同期を行う際）、処理回路１１３ｂからレジスタ１１３
ｍに供給される値に応じて位相が順次変化するようにな
されている。

斯様に発生された符号は、第１及び第２乗算器１０６及
び１０９において入力端子１００から入力されたスペク
トラム拡散信号と乗算される。この時、第１符号発生器
１０２から発生された第１符号と送信側にて用いられた
符号との位相が合致していなければ、スペクトラム逆拡
散を行うことができず、Ｂ　Ｐ　Ｆ　１０７．１１０の
出力端に出力が導出されない。

そして、上記符号位相可変動作によりＢＰＦＩＩＯの出
力端に導出された信号のレベルが所定レベル以上になっ
た゛ことがレベル検出回路１１５にて検出されると、処
理回路１１３ｂは位相可変動作を終了し、レベルレジス
タ１１３ｊの値を１にすると共に選択回路１０５を第２
符号を選択する状態に設定して次の処理に進む。即ち、
割り込みがあるごとに、同期維持処理を行う。

尚、第２符号発生器１０３は、処理回路１１３ｂからレ
ジスタ１１３ｋに供給される初期アドレス値（例えば、
初期同期補足動作時に得られたＭ）で指定された位相状
態から符号を出力するようになされている。

同期維持処理は、以下の手順にて行われる。

即ち、割り込みがあると、まずレベルレジスタ１１３ｊ
の値を検出するが、同期維持動作に移行した当初は、前
述したようにレベルレジスタ１１３ｊの値はＯであるた
め、処理回路１１３ｂは、ステップ５−１１に進み、積
分回路１１１からの積分値を第１保持回路１１３ｃに保
持し、次いで選択回路１０５に第３符号を選択する制御
信号を供給すると共に、レベルレジスタ１１３ｊの値を
２にする。

そして、次の割り込゛み時には、レベルレジスタ１１３
ｊの値が２になっているため、ステップ５−１４に進み
、積分回路１１１からの積分値を第２保持回路１１３ｄ
に保持した後、この第２保持回路１１３ｄに保持された
値と第１保持回路１１３ｃに保持された値とを比較する
。

斯る比較の結果、第１保持回路１１３ｃに保持された値
の方が大きければ、同期維持回路１１３ｇに制御信号を
供給してＶ　Ｃ０１０１の発振周波数を高く、また第２
保持回路１１３ｄに保持された値の方が大きければ、Ｖ
　Ｃ０１０１の発振周波数を低く制御し、さらに両保持
回路に保持された値が等しい場合には、Ｖ　ＣＯ１０１
の制御は行わない。

上記同期維持動作の後、選択回路１０５に第４符号を選
択する制御信号を供給すると共に、レベルレジスタ１１
３ｊの値を３にする。

そして、その次の割り込み時には、レベルレジスタ１１
３ｊの値が３になっているため、ステップ５−２０に進
み、現在のレジスタ１１３にの値がレジスタ１１３ｍに
格納された初期同期検出時の位相に関する値と等しいか
否かを判定する− 第１回目の処理では、両レジスタの値が等しいため、ス
テップ５−２２に進み、現在の第３保持回路１１３ｅの
値をラッチ回路１１３ｈに転送する。

それ以降は、ラッチ回路１１３ｈに保持された値と現時
点で第３保持回路１１３ｅに保持された値とを比較し、
ラッチ回路１１３ｈの値が第３保持回路１１３ｅの値以
上のときには、レジスタ１１３にの値に１計数加算し、
ラッチ回路１１３ｈの値が第３保持回路１１３ｅの値よ
りも小さいときには、レジスタ１１３ｍにレジスタ１１
３にの値を転送すると共に、ラッチ回路１１３ｈに現在
の第３保持回路１１３ｅの値をラッチする。

その後、選択回路１０５に第２符号を選択する制御信号
を供給すると共に、レベルレジスタ１１３Ｊの値を１に
設定する。

以下、同様に行うことにより同期維持動作並びに現位相
の正否の確認が達成される。

尚、第１符号発生器１０２からの第１符号の位相調整は
、同期維持処理の終了時に行われる。

斯くして、本実施例の動作は達成されるが、本発明は上
記実施例に限定されるも゛のではなく、例えば、初期位
相同期を検出する際、第２符号発生器から出力される第
４符号を用いたり、初期位相同期検出時の位相状態並び
に相関出力を記憶しておき、この相関出力と第３保持回
路の値とを比較することにより位相状態の正否を確認し
たり、位相状態の確認を複数回行った後、位相状態を変
更したりする等、種々の変更が可能である。

（ト）発明の効果 本発明によれば、出力信号の周波数が制御可能な発振手
段と、この発振手段からの出力信号に応じて第１符号、
この第１符号に対して位相の進んだ第２符号及び前記第
１符号に対して位相の遅れた第３符号を出力する第１符
号発生手段と、前記第１符号に対して順次位相が変化す
る第４符号を出力する第２符号発生手段と、前記第１符
号発生手段からの第１符号と入力信号とを乗算する第１
の乗算手段と、この第１乗算手段の出力端に接続された
第１フィルタ手段と、前記第２符号、第３符号若しくは
第４符号と入力信号とを乗算する第２の乗算手段と、こ
の第２乗算手段の出力端に接続された第２フィルタ手段
と、この第２フイルタ。

手段を通過した信号を所定期間毎に積分する積分手段と
、第２符号発生時の前記積分手段からの積分値を保持す
る第１保持手段と、第３符号発生時の前記積分手段から
の積分値を保持する第２保持手段と、第４符号発生時の
前記積分手段からの積分値を保持する第３保持手段と、
第１及び第２保持手段に保持された値を比較する比較手
段と、この比較手段からの出力信号に基づき前記入力信
号に対する前記符号の位相状態を判定し、前記発振手段
の出力信号を変化させて同期状態を維持する位相同期維
持手段と、前記第３保持手段に保持された積分値に基づ
き相関値が最大になる第１符号の位相状態を得、当該位
相状態と現在の位相状態の一致を判定し、不一致時、前
記第１符号の位相を前記得られた位相状態に設定する位
相設定手段とを設けたので、第１符号発生手段から出力
される第１符号を送信側で用いられた符号と確実に同期
させることができ、然も現在の符号位相が最適か否かを
判定するので、初期位相同期時に、−昔等により誤同期
していたとしても、正しい同期状態に設定することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は第１符号
発生器の構成例を示す図、第３図は第１符号発生器から
の各符号の出力タイミングを示す図、第４図は積分回路
の構成例を示す図、第５図は制御回路の各機能に対応す
るブロック図、第６図（Ａ）（Ｂ）は制御回路の要部動
作を示すフローチャート、第７図は従来例を示す図、第
８図は符号の相対位相を示す図である。 １００・・・入力端子、１０１・・・ＶＣＯ１１０２・
・・第１符号発生器、１０３・・・第２符号発生器、１
０６・・・第１乗算器、１０７・・・ＢＰＦ、１０９・
・・第２乗算器、１１０・・・ＢＰＦ、１１１・・・積
分回路、１１３・・・制御回路、１１３ｃ・・・第１保
持回路、１１３ｄ・・・第２保持回路、１１３ｅ・・・
第３保持回路、１１３ｆ・・・比較回路、１１３ｇ・・
・同期維持回路、１１３ｈ・・・ラッチ回路、１１３１
・・・比較器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力信号の周波数が制御可能な発振手段と、この
   発振手段からの出力信号に応じて第１符号、この第１符
   号に対して位相の進んだ第２符号及び前記第１符号に対
   して位相の遅れた第３符号を出力する第１符号発生手段
   と、前記第１符号に対して順次位相が変化する第４符号
   を出力する第２符号発生手段と、前記第１符号発生手段
   からの第１符号と入力信号とを乗算する第１の乗算手段
   と、この第１乗算手段の出力端に接続された第１フィル
   タ手段と、前記第２符号、第３符号若しくは第４符号と
   入力信号とを乗算する第２の乗算手段と、この第２乗算
   手段の出力端に接続された第２フィルタ手段と、この第
   ２フィルタ手段を通過した信号を所定期間毎に積分する
   積分手段と、第２符号発生時の前記積分手段からの積分
   値を保持する第１保持手段と、第３符号発生時の前記積
   分手段からの積分値を保持する第２保持手段と、第４符
   号発生時の前記積分手段からの積分値を保持する第３保
   持手段と、前記第１及び第２保持手段に保持された値を
   比較する比較手段と、この比較手段からの出力信号に基
   づき前記入力信号に対する前記符号の位相状態を判定し
   、前記発振手段の出力信号を変化させて同期状態を維持
   する位相同期維持手段と、前記第３保持手段に保持され
   た積分値に基づき相関値が最大になる第１符号の位相状
   態を得、当該位相状態と現在の位相状態の一致を判定し
   、不一致時、前記第１符号の位相を前記得られた位相状
   態に設定する位相設定手段とを設けたことを特徴とする
   スペクトラム拡散信号復調回路。