JP2691911B2 - 拡散スペクトル受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直接拡散変調方式を用いた拡散スペクトル
受信器のPNトラッキング機構に関する。

拡散スペクトル通信方式とは、一般的に、ベースバン
ド情報信号がその帯域幅の何倍かの帯域幅に拡散されて
伝送されるようにする通信方式である。帯域幅の拡張は
情報信号自体と広帯域符号化信号即ちシュードノイズと
の両者で搬送波を変調することにより達成される。直接
拡散変調方式では、情報信号帯域幅に比しビット速度が
相当に大であるデジタル符号系列を用いて搬送波を変調
する。

（従来技術の説明） 直接拡散方式の拡散スペクトル通信に用いられるPNト
ラッキング機構には、DLL、タウ・ディザーループ等を
用いた方式が多い。典型的に、DLLはフィードバックル
ープに、ループフィルタと電圧制御クロック（VCC）とP
N符号発生器とを用いている遅延ロックドループであ
り、またタウ・ディザーループはDLL内にディザー周波
数に応じる移相器を組み入れたものである。これを用い
る方法は、一般的に、受信信号から直接的にコードタイ
ミングを検出することは行なわれず、復調後の信号に含
まれる特定の成分のレベルのみに着目してクロック周波
数のフィードバック制御を行なうという点においては共
通しており、このため制御回路がデリケートかつ複雑な
構成とならざるを得ないといった難点があった。また、
これら方式とは別にコヒーレント搬送波追跡方式と呼ば
れるものも一部では採用されている。第１図はこのよう
な搬送波ロック追跡方式を用いる従来技術の受信器の例
である（R.C.Dixon著、立野敏等訳「スペクトラム拡散
通信方式」第228頁、図６・25に記載）。この場合は上
記の方式とは異なって、受信信号とローカルに生成した
シュードノイズとの相関を直接的に観測し、ローカルク
ロックの位相を正確に維持することを狙ったものである
が、搬送波周波数とチップクロックがコヒーレントな関
係に保たれていないとロックを失ってしまうため機能し
ないといった難点を持っており、あまり一般的な方式で
はないといわれている。

（発明の技術的課題） 本発明は、形式的には、この後者のコヒーレント搬送
波ロック追跡方式に最も近いが、新たに補完シュードノ
イズの概念を創案することによって、搬送波にたいし
て、コヒーレントな関係にないチップクロックを使用し
ても正常に機能し、しかも直接的に受信信号中のシュー
ドノイズクロックタイミングから同期をとる形式のトラ
ッキング方式を実現するものである。

（技術的課題を達成する発明の具体的手段） 上記課題を達成するため、本発明の拡散スペクトル受
信機は、送信信号のスペクトル拡散に用いているシュー
ドノイズのコード列の全て又は一部と同一のコード列を
受信信号のスペクトル逆拡散のために複製した参照シュ
ードノイズを発生する手段と、上記参照シュードノイズ
の生成に使用するチップクロックの周期と特定の関係を
有する周期信号と上記参照信号とを２を法として加算す
ることにより補完シュードノイズを生成する手段と、上
記補完シュードノイズで局部周波数信号を変調する第１
平衡変調手段と、第１平衡変調手段の出力で受信信号を
変調する第２平衡変調手段と、第２平衡変調手段の出力
から上記周期信号を抽出する手段と、抽出された周期信
号の位相を検出し、この位相と前記チップクロックの位
相を一致させるように制御する手段と、を備えた位相同
期化ループを複数組並列に設け、各位相同期化ループの
少なくとも一つの参照シュードノイズを用いて受信信号
の復調を行なうようにしたことを要旨とする。

ここで、参照シュードノイズとは、送信器において送
信信号のスペクトル拡散に用いているシュードノイズの
コード列の全てまたは一部と同一のコード列を受信器内
で受信信号の逆拡散に用いるために複製したものを意味
しする。

また参照シュードノイズＸ、補完シュードノイズＹ及
び前記周期信号Ｚは相互補完関係、即ちＸとＹを２を法
にして加算（２進法加算）すると、Ｚになる関係にあ
る。

Ｘ☆Ｙ＝Ｚ（☆は２を法とする加算をあらわす）ある
いはＹ＝Ｘ☆Ｚ、 例えば、 Ｘ Ｙ Ｚ ０ ０ ０ ０ １ １ １ ０ １ １ １ ０ である。

周期信号Ｚは参照シュードノイズＸの生成に使用する
チップクロック周期の、例えば、Ｚの（ｎ−２）乗倍
（ｎは自然数）周期成分、又はこれに一定の時間遅れを
付けた信号である。

従って補完シュードノイズは、参照シュードノイズ及
びチップクロックから公知の方法で容易に得ることがで
きる。また本発明は上記位相同期化ループを２系列以上
備え、それら各系列のREF出力のレベルに応じて、各系
列の逆拡散信号の加重混合を行い出力を得、例えばパス
ダイバーシティ受信器に適用可能である。

（実施例の説明） 第２図は本発明の原理を説明する最も単純な構成の実
施例を示す。10はクロックコントローラであり、これか
ら供給されたクロック（CLK）によりシュードノイズ発
生器（PNG）12は参照シュードノイズ（PNR）と補完シュ
ードノイズ（PNC）とを発生する。ここで、参照シュー
ドノイズとは、送信器において送信信号のスペクトル拡
散に用いているシュードノイズのコード列の全てまたは
一部と同一のコード列を受信器内で受信信号の逆拡散に
用いるため複製したものをいい、補完シュードノイズと
は、１系列の参照シュードノイズに２を法としてこれを
加え合わせたとき、参照シュードノイズの生成に使用し
ているチップクロック周期の２の（ｎ−２）乗倍（ｎ＝
自然数）の周期成分が主に得られるようなノイズ信号、
またはこれに一定の時間遅れを付加したものをいう。従
って補完シュードノイズPNCを用いて受信信号を平衡変
調すると、この受信信号は参照シュードノイズのコード
列と全て又は一部と同一のコード列のシュードノイズで
スペクトル拡散されたものなので、得られる変調信号は
受信信号のベースバンド信号をPNCの構成に従って、CLK
/4、CLK/2、CLK、2CLKなどのいずれかの周波数成分を含
むものに変換した信号となる。そして同期がほぼ完了す
ると、上記変調信号は上記周波数成分を主体とする信号
になる。

従って上記変調信号をBPFに通して所定の周波数成
分、例えばCLK/2を抽出すれば、この周波数成分の大小
によって同期の状態を判別でき、さらには上記周波数成
分の抽出信号の位相とCLKとの位相差は平均的にみれば
同期のずれ量に比例するので、この位相差を検出し、そ
の検出信号で位相差を零とするようにCLK周波数を制御
するフィードバックループを有するPLL回路を構成する
ことができ、すでに確立されている技術を用いて容易に
かつ安定的にシュードノイズのトラッキングが可能とな
る。

シュードノイズ発生器12からのPNC及びPNRの信号は平
衡変調器14、16でローカル周波数信号f localと変調さ
れ、ついで平衡変調器18、20においてアンテナ22、帯域
フィルタ（BPF）24、増幅器26からの受信信号と変調さ
れる。平衡変調器18からの信号はREF信号としてクロッ
クコントローラ10にフィードバックされ、また平衡変調
器20からの信号は低域フィルタ（LPF）28を介して出力
信号として出力される。

第３図は第２図の実施例で同期時にREF出力の主成分
がCLK/2となる場合の各信号の波形例を示す。

同図において先ず受信器内部のクロックコントローラ
10で生成したクロックCLK（第３図ａ）によって駆動さ
れたPNG12はPNR（第３図ｂ）を出力し、またこのPNRとC
LK/2との補完演算をすることよりPNC（第３図ｃ）を出
力し、このPNCは平衡変調器14に加えられて局部周波数
信号flocalを変調し、その出力は更に平衡変調器18に加
えられて受信信号を変調する。今受信信号に含まれる送
信側のシュードノイズ即ち入来信号変調コードPN＊がPN
Rより時間τだけ進んでいる状態を考えると、PN＊をPNC
で変調した信号REFは第３図ｅの波形となり、これはCLK
/2の波形そのものまたはそれをτ/2、τだけ進めたパル
スの集合体となる。従って、グループディレイτｇをも
ったクロックコントローラ10内の適切な帯域フィルタ
（例えば第４図のBPF30）によりCLK/2に対しτｇ＋τ/2
程度の位相進みをもったCLK/2の周波数信号を平衡変調
器18の変調出力から抽出することができる。前述したよ
うに上記位相進み量は同期のずれ量をあらわしているの
で、上記変調出力をクロックコントローラ10にフィード
バックし、位相進み量を検出し、これが零となるように
CLK周波数を制御すれば、τ＝０となるような第３図ｆ
に示すほほ完全な同期状態を実現できる。他方、同期が
外れている状態では、例えば第３図ｇに示すような波形
しか得られないためCLK/2の周波数成分は極端に減少
し、このPLLループの動作機能は解消される。また、信
号に重畳された紛らわしい雑音もPNRとの相関が顕著で
ない限り、第３図ｇの場合と同様に結果的にCLK/2の成
分をわずかしか含まないので、位相制御の過程に影響を
与えることはほとんどない。

第４図は第２図に示したクロックコントローラ10の詳
細を示す。同一の参照番号は同一の回路要素を示す。第
４図でクロックコントローラ10は帯域フィルタ（BPF）3
0と位相検出器32と低域フィルタ（LPF）34と電圧制御ク
リスタル発振器（VCXO）36と1/N分周器38とからなる。
位相検出器32、LPF34、分周器38は周知のPLL位相制御回
路を構成する。帯域フィルタ30は上述したように所定の
グループディレイを有し、例えば2CLK、CLK、CLK/2、CL
K/4等の２の（ｎ−１）乗のチップクロック周波数成分
の予め選択された成分、例えば前記CLK/2の周波数成分
を抽出する機能を有し、REFからCLK/2に対して前記位相
差を有する周波数信号を抽出する。位相検出器32はこの
位相差を検出しチップクロックCLKを制御し、位相差を
零となるようにして同期をとる。

第５図は第２図及び第４図の本発明の原理を応用した
実施例である。この実施例において変調に２種のシュー
ドノイズを用いているため、参照シュードノイズ及び補
完シュードノイズのための２種の系列が設けられる。そ
れぞれの系列は電圧制御発振器（VCO）40′、40″、フ
ェーズロックループ（PLL）42′、42″、シュードノイ
ズ発生器（PNG）12′、12″、レゾネータ48′、48″を
含んでいる。第１の系列のシュードノイズ発生器12′か
らは参照シュードノイズPNR1、補完シュードノイズPNC1
が発生され、第２の系列のシュードノイズ発生器12″か
らは参照シュードノイズPNR2、補完シュードノイズPNC2
が発生され、排他的OR回路44′、44″はそれぞれの系列
の参照及び補完シュードノイズの排他的論理和をとって
出力する。排他的OR回路46はそれぞれの系列の参照シュ
ードノイズの排他的論理和を出力する。

第６図は第２及び４図に示した本発明の原理をパスダ
イバーシティ受信器に適用した実施例を示す。この実施
例において、上述した電圧制御クリスタル発振器（VCX
O）40−１ないし３、フェーズロックループ（PLL）42−
１ないし３、シュードノイズ発生器（PNG）12−１ない
し３、帯域フィルタ（BPF）30−１ないし３よりなる３
つの系列が設けられている。それぞれの帯域フィルタ30
からの出力（REF）は、PLL回路42と共に、パスダイバー
シティ制御器50にも与えられる。PLL回路42はフィード
バック信号（FB）を受けると共に制御器50からインヒビ
ット信号（INH）を受ける。それぞれのシュードノイズ
発生器12は制御器50にコードタイミング信号を与え、か
つ参照シュードノイズPNR、PNR′、PNR″並びに補完シ
ュードノイズPNC、PNC′、PNC″を発生する。それぞれ
の系列の低域フィルタ（LPF）28−１ないし３からの出
力はデータセレクト52に与えられる。このデータセレク
タは制御器50からデータセレクタ信号を受ける。

３つの系列のシュードノイズ発生器12はそれぞれ同一
のシュードノイズをそれぞれ独立したクロックCLK1ない
し３に従って発生する。どれかのシュードノイズ発生器
PNGの出力が受信信号のシュードノイズと同期状態に達
した場合、他のPNGが既にそのシュードノイズと同位相
で同期を完了していないなら、その系列のPLL回路42の
インヒビットを解除してトラッキング状態に移行させ
る。この結果、既にトラッキング状態にある系列以外の
系列は、他の同期点を捜す動作を続け、もし見つかれば
その状態でトラッキング状態に移行して行くことにな
る。これと並行して、各系列からの同期の強さがREF信
号の強弱によってパスダイバーシティ制御器50において
比較され、同期中の系列から受信状態が最良の系列がデ
ータセレクタ52によって選択され、出力される。このシ
ステムでは、マルチパスなどの環境下でフェージングな
どの現象が起きる場合、受信状況を最適に維持するのに
極めて有効なものとなる。図の実施例において、ローカ
ル周波数ｆ、ｆ′、ｆ″は、例えば、上述したfcにして
もよく、あるいはもし送信に２種以上のキャリァを用い
ることができるなら、それぞれ独立のローカルにして周
波数ダイバーシティを加味させることができる。

第７図はパスダイバーシティ制御器50としてマイクロ
プロセッサ54を用いた例である。上述したパスダイバー
シティ受信器の機能はマイクロプロセッサ（CPU）54に
よりすべて達成される。なお、この実施例で、帯域フィ
ルタ30からのREF信号はそれぞれピークホールド回路56
−１ないし３及びアナログデジタル変換器58−１ないし
３を介してCPU54に与えられる。

第８図は本発明の多系列の実施例を概略的に図示した
ものである。受信アンテナ22からの信号は帯域フィルタ
24、増幅器26等からなるヘッドエンドシステム60に与え
られる。この出力はミキサ１−j62と復調器アレイ64に
与えられる。一方、帯域フィルタ30、電圧制御発振器4
0、PLL回路42等を含むクロックコントローラ10はクロッ
ク信号CLK1−ｉをPNGアレイ12に与える。それから出力
された参照シュードノイズPNR1−ｋ及び補完シュードノ
イズPNC1−ｋはPN結合器66に与えられる。第２のミキサ
68は第１のミキサ群62と復調器アレイ64の出力を受け
る。

（発明の作用効果） 上述した本発明の構成を持ってすれば、上述した従来
技術の欠点が好ましく解消される。遅延ロックドループ
あるいはタウ・ディザーループ等を使用する従来方式に
比し、本発明では、参照シュードノイズ、そのチップク
ロック周期の２の（ｎ−２）乗倍の周期成分を基準とし
て相互補完関係にある補完シュードノイズを用いて受信
信号を変調し、その変調出力を用いてチップクロックの
PLL位相制御を行なって同期をとるようにしているの
で、受信信号から直接に同期をとるためのコードタイミ
ングを検出していることになり、構成が簡単になり、複
雑でデリケートな制御ループを使用する必要がない。ま
たPLL位相制御回路において、上記変調出力から前記周
期成分を抽出して位相検出を行なっているので、その抽
出手段として高いＱの共振回路から成るBPFを使用する
ことができるから、短時間の外乱で同期ロックが外れる
ことはなくなる。従って従来の搬送波ロック追跡方式の
場合のように送信器からの信号を、コード及び搬送波の
周波数コヒーレント関係を維持した状態で受信しなけれ
ばならない必要性はなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の搬送波ロック追跡方式の拡散スペクトル
受信器のブロック図である。 第２図は本発明の拡散スペクトル受信器のブロック図で
ある。 第３図ａ−ｇは第２図の構成の動作を説明するための種
々の動作波形図である。 第４図は第２図の構成の一部の回路のより詳細な構成を
示すブロック図である。 第５図は本発明の別の実施例である拡散スペクトル受信
器のブロック図である。 第６図は本発明をパスダイバーシティ受信器に適用した
実施例のブロック図を示す。 第７図は第６図の１つの要素の詳細を示す図である。 第８図は第２図、第４図、第５図、第６図に示した実施
例を概括的に表したブロック図である。 図で10はクロックコントローラ、12はシュードノイズ発
生器、18は平衡変調器、30は帯域フィルタ、44、46は排
他的OR回路、50はパスダイバーシティ制御器52はデータ
セレクタを示す。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信信号のスペクトル拡散に用いているシ
   ュードノイズのコード列の全て又は一部と同一のコード
   列を受信信号のスペクトル逆拡散のために複製した参照
   シュードノイズを発生する手段と、上記参照シュードノ
   イズの生成に使用するチップクロックの周期と特定の関
   係を有する周期信号と上記参照信号とを２を法として加
   算することにより補完シュードノイズを生成する手段
   と、上記補完シュードノイズ局部周波数信号を変調する
   第１平衡変調手段と、第１平衡変調手段の出力で受信信
   号を変調する第２平衡変調手段と、第２平衡変調手段の
   出力から上記周期信号を抽出する手段と、抽出された周
   期信号の位相を検出し、この位相と前記チップクロック
   の位相を一致させるように制御する手段と、を備えた位
   相同期化ループを複数組並列に設け、各位相同期化ルー
   プの少なくとも一つの参照シュードノイズを用いて受信
   信号の復調を行なうようにしたことを特徴とする拡散ス
   ペクトル受信機。