JPH02177631A - 拡散スペクトル受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直接拡散変調方式を用いた拡散スペクトル受
信器のＰＮトラッキング機構に関する。

拡散スペクトル通信方式とは、−殻内に、ベースバンド
情報信号がその帯域幅の何倍かの帯域幅に拡散されて伝
送されるようにする通信方式である。帯域幅の拡張は情
報信号自体と広帯域符号化信号即ちシュードノイズとの
両者で搬送波を変調することにより達成される。直接拡
散変調方式では、情報信号帯域幅に比しビット速度が相
当に大であるデジタル符号系列を用いて搬送波を変調す
る。

（従来技術の説明） 直接拡散方式の拡散スペクトル通信に用いられるＰＮト
ラッキング機構には、ＤＬＬ、タウ・デイザ−ループ等
を用いた方式が多い。典型的に、ＤＬＬはフィードバッ
クループに、ループフィルタと電圧制御クロック（ＶＣ
Ｃ）とＰＮ符号発生器とを用いている遅延ロックドルー
プであり、またタウ・デイザ−ループはＤＬＬ内にデイ
ザ−周波数に応じる移相器を組み入れたものである。こ
れらを用いる方法は、−膜内に、受信信号から直接的に
コードタイミングを検出することは行なわず、復調後の
信号に含まれる特定の成分のレベルのみに着目してクロ
ック周波数のフィードバック制御を行なうという点にお
いては共通しており、このため制御回路がデリケートか
つ複雑な構成とならざるを得ないといった難点があった
。　また、これら方式とは別にコヒーレント搬送波追跡
方式と呼ばれるものも一部では採用されている。第１図
はこのような搬送波ロック追跡方式を用いる従来技術の
受信器の例である（Ｒ，Ｃ，Ｄｉｘｏｎ著、立野敏等訳
「スペクトラム拡散通信方式」第２２８頁、図６・２５
に記載）。この場合は上記の方式とは異なって、受信信
号とローカルに生成したシュードノイズとの相関を直接
的に観測し、ローカルタロツクの位相を正確に維持する
ことを狙ったものであるが、搬送波周波数とチップクロ
ツタがコヒーレントな関係に保たれていないとロックを
失ってしまうため機能しないといった難点を持っており
、あまり一般的な方式ではないといわれている。

（発明の技術的課題） 本発明は、形式的には、この後者のコヒーレント搬送波
ロック追跡方式に最も近いが、新たに補完シュードノイ
ズの概念を創案することによって、搬送波にたいして、
コヒーレントな関係にないチップクロックを使用しても
正常に機能し、しかも直接的に受信信号中のシュードノ
イズクロックタイミングから同期信号を捕捉し得る形式
のトラッキング方式を実現するものである。

（技術的課題を達成する発明の具体的手段）本発明によ
れば、参照シュードノイズを発生する手段と補完シュー
ドノイズを発生ずる手段とを含み、受信信号を上記補完
シュードノイズを含んだ変調信号で変調１２、この結果
受信信号に含まれるシュードノイズと参照シュードノイ
ズとの同期がほぼ得られる状況でのみ観測される特定の
周期成分ＲＥＦの位相とシュードノイズ発生時に用いて
いるチップクロックの位相とを一致させるようにチップ
クロックの制御を行なうことを特徴とする拡散スペクト
ル受信機が与えられる。

ここで、参照シュードノイズとは、送信器において送信
信号のスペクトル拡散に用いているシュードノイズのコ
ード列の全てまたは一部と同一のコード列を受信器内で
受信信号の逆拡散に用いるために複製したものを意味し
する。

また、補完シュードノイズとは、１系列の参照シュード
ノイズに２を法としてこれを加え合わせたとき、参照シ
ュードノイズの生成に使用しているチップすロック周期
の２の（ｎ−２）乗倍（ｎは自然数）の周期成分が主に
得られるようなノイズ信号またはこれに一定の時間遅れ
を付けた信号を意味する。

本発明は、また、上で述べた同期側ｍ機構を２系列以上
備え、それら各系列のＲＥＦ出力のレベルに応じて、各
系列の逆拡散信号の加重混合を行い出力を得、例えばバ
スダイパーシティ受信器に適用可能である。

（実施例の説明） 第１図は本発明の詳細な説明する最も単純な構成の実施
例を示す。１０はクロックコントローラであり、これか
ら供給されたクロック（ＣＬＫ）によりシュードノイズ
発生器（ＰＮＧ）１２は参照シュードノイズ（ＰＮＲ）
と補完シュードノイズ（ＰＮＣ）とを発生する。ここで
、参照シュードノイズとは、送信器において送信信号の
スペクトル拡散に用いているシュードノイズのコード列
の全てまたは一部と同一のコード列を受信器内で受信信
号の逆拡散に用いるため複製したものをいい、補完シュ
ードノイズとは、１系列の参照シュードノイズに２を法
としてこれを加え合わせたとき、参照シュードノイズの
生成に使用しているチップクロック周期の２の（ｎ−２
）乗倍（ｎ＝自然数）の周期成分が主に得られるような
ノイズ信号、またはこれに一定の時間遅れを付加したも
のをいう。従って、ＰＮＣを用いて受信信号を変調する
と、信号のベースバンド成分は同期がほぼ完了する状況
下でのみ、ＰＮＣの構成に従って、Ｃ１に／４、ＣＬＫ
／２、ＣＬＫ、２ＣＬＫなどのいずれかの周波数成分を
主体とづ“る信号に変換されることになる。従って、こ
れらの周波数成分の大小によって同期の状況を判別でき
、ざらにはそれらとＣＬＫとの位相差は平均的にみれば
同期のずれの出に比例するので、この位相差によってＣ
ＬＫ周波数にフィードバックをかけるＰＬＬ回路を構成
することができ、すでに確立されている技術を用いて容
易にかつ安定的にシュードノイズのトラッキングが可能
どなる。

シュードノイズ発生器１２からのＰＮＣ及びＰＮＲの信
号は平衡変調器１４．１６でローカル周波数信号ｆ　１
ｏｃａｌと変調され、ついで平衡変調器１８．２０にお
いてアンテナ２２、帯域フィルタ（ＢＰＦ）２４、増幅
器２６からの受信信号と変調される。平衡変調器１８か
らの信号はＲＥＦ信月としてクロックコントローラ１０
にフィードバックされ、また平衡変調器２０からの信号
は低域フィルタ（ＬＰＦ）２８を介して出力信号として
出力される。

第２図は第１図の構成の下で、同期時にＲＥＦ出力に例
えばＣＬＫ／２を想定した実施例における各信号の波形
の例を示す。図に沿って説明すると、先ず受信器内部で
生成したクロックＣＬＫ（第２図ａ）によって駆動され
たＰＮＰ　（第２図ｂ）、ＰＮＣ（第２図Ｃ）を図示の
波形とし、受信信号に含まれる送信側のシュードノイズ
即ち入来信号変調コードＰＮ＊がＰＮＲより時間τだけ
進んでいる状態を考えると、ＰＮ＊をＰＮＣで変調した
信号ＲＥＦは第２図ｅの波形となり、これはＣＬＫ／２
の波形そのものまたはそれをτ／２、τだけ進めたパル
スの集合体となる。従って、グループデイレイτＱをも
った適切な帯域フィルタ（第４図のＢＰＦ３０）を用い
れば、τΩ＋τ／２程度の位相進みを持ったＣＬＫ／２
の周波数の信号を取り出すことができる。この位相差を
利用してＣＬＫ制御システムにフィードバックを加えれ
ば、τ＝Ｏとなるような第２図ｆに示すほぼ完全な同期
状態を実現できる。他方、同期が外れている状態では、
例えば第２図ｑに示すような波形しか（；１られないた
めＣＬＫ／２の周波数成分は極端に減少し、このＰＬＬ
ループの動作機能は解消される。また、信号に重畳され
た紛られしい雑音ちＰＮＲとの相関が顕著でない限り、
第２図９の場合と同様に結果的にＣＬＫ／２の成分をわ
ずかしか含まないので、位相制御の過程に影響を与える
ことはほとんどない。

第４図は第２図に示したクロックコントローラ１０の詳
細を示す。同一の参照番号は同一の回路要素を示す。第
４図でクロックコントローラ１０は帯域フィルタ（ＢＰ
Ｆ）３０と位相検出源３２と低域フィルタ（ＬＰＦ）３
４と電圧制御クリスタ／Ｌ、発振器（ＶＣＸＯ）３６．
！：１／Ｎ分周器３８とからなる。位相検出源３２、Ｌ
ＰＦ３４、分周′ａ３８は周知のＰＬＬ位相制御回路を
構成する。

帯域フィルタ３０は上述したように所定のグループデイ
レイを有し、例えば２ＣＬＫ、ＣＬＫ、、ＣＬＫ／２、
ＣＬＫ／４等の２の（ｎ−１）乗のチップクロック周期
成分の予め選択されたものに応じる。

第５図は第２及び第４図の本発明の原理を本出願人が先
に提案した特願昭　　　　　　　　　号の方式に組み込
んだ実施例を示す。この実施例において変調に２種のシ
ュードノイズを用いているため、参照シュードノイズ及
び補完シュードノイズのための２種の系列が設けられる
。それぞれの系列は電圧制御発搬器（ＶＣＯ）４０’　
、４０”フェーズロックループ（ＰＬＬ）４２’　、４
２”シュードノイズ発生器（ＰＮＧ）１２’　　　１２
”レゾネータ４８’　　４８”を含んでいる。第１の系
列のシュードノイズ発生器１２′からは参照シュードノ
イズＰＮＲ１、補完シュードノイズＰＮＣ１が発生され
、第２の系列のシュードノイズ発生器１２″からは参照
シュードノイズＰＮＲ２、補完シュードノイズＰＮＣ２
が発生され、排他的ＯＲ回路４４’、４４”はそれぞれ
の系列の参照及び補完シュードノイズの排他的論理和を
とって出力する。排他的ＯＲ回路４６はそれぞれの系列
の参照シュードノイズの」池内論理和を出力する。

第６図は第２及び４図に示した本発明のＦＡ理をパスダ
イパーシティ受信器に適用した実施例を示す。この実施
例において、上述した電圧制御クリスタル発振器（ＣＸ
０）４０−１ないし３、フＩ−ズロツクルーブ（ＰＬＬ
）４２−１ないし３、シュードノイズ発生器（ＰＮＧ）
１２−１ないし３、帯域フィルタ（ＢＰＦ）３０−１な
いし３よりなる３つの系列が設けられている。それぞれ
の帯域フィルタ３０からの出力（、ＲＥ　Ｆ　）は、Ｐ
ＬＬ回路４２と共に、パスダイパーシティ制御器５０に
も与えられる。ＰＬＬ回路４２はフィードバック信号（
ＦＢ）を受けると共に制御器５０からインヒビット信号
（ｌＮＨ）を受ける。それぞれのシュードノイズ発生器
１２は制御ｌ器５０にコードタイミング信号を与え、か
つ参照シュードノイズＰＮＲ，ＰＮＲ″　　Ｐ　Ｎ　Ｒ
”並びに補完シュードノイズＰＮＣ，ＰＮＣ’　、ＰＮ
Ｃ”を発生する。

それぞれの系列の低域フィルタ（ＬＰＦ）２８１ないし
３からの出力はデータセレクタ５２に与えられる。この
データセレクタは制御器５０からデータセレクト信号を
受ける。

３つの系列のシュードノイズ発生器１２はそれぞれ同一
のシュードノイズをそれぞれ独立したクロックＣＬＫＩ
ないし３・に従って発生する。どれかのシュードノイズ
発生器ＰＮＧの出力が受信信号のシュードノイズと同期
状態に達した場合、他のＰＮＧが既にそのシュードノイ
ズと同位相で同期を完了していないなら、その系列のＰ
ＬＬ回路４２のインヒピットを解除してトラッキング状
態に移行させる。この結果、既にトラッキング状態にあ
る系列以外の系列は、他の同期点を捜す動作を続け、も
し見つかればその状態でトラッキング状態に移行して行
くことになる。これと並行して、各系列からの同期の強
さがＲＥＦ信号の強弱によってパスダイパーシティ制ｔ
ｉｌｌ凶５０において比較され、同期中の系列から受信
状態が最良の系列がデータセレクタ５２によって選択さ
れ、出力される。このシステムでは、マルチパスなどの
環境下でフェージングなどの現象が起きる場合、受信状
況を最適に維持するのに林めて有効なものとなる。

図の実施例にＪ３いて、ローカル周波数ｆ１　「ｆ　Ｉ
＋は、例えば、上述したＩ’ｃにしてしよく、あるいは
もし送信に２種以上のキャリアを用いることができるな
ら、それぞれ独立のローカルにして周波数ダイパーシテ
ィを加味させることができる。

第７図はパスダイパーシティ制御ｉ！！Ｉ５０としてマ
イクロプロセッサ５４を用いた例である。上）ホしたバ
スダイパーシティ受信器の機能はマイクロプロセッサ（
ＣＰＬＩ）５４によりづへて達成される。なお、この実
施例で、帯域フィルタ３０からのＲＥＦ信号はそれぞれ
ピークホールド回路５６−１ないし３及びアナログデジ
タル変換器５８−１ないし３を介してＣＰＬＪ５４に与
えられる。

第８図は本発明の多系列の実施例を概略的に図示したも
のである。受信アンテナ２２からの信号は？ｌ＋域フィ
ルタ２４、増ａ器２６等からなるヘッドエンドシステム
６０に与えられる。この出力はミキサ１−ｊ　６２と復
調器アレイ６４に与えられる。一方、帯域フィルタ３０
、電圧制御発振器４０、ＰＬＬ回路４２等を含むクロッ
クコン１−ローラ１０はクロック信号Ｃｌ−Ｋ１−１を
ＰＮＧアレイ１２に与える。それから出力された参照シ
ュードノイズＰＮＲＩ−ｋ及び補完シュードノイズＰＮ
ＣＩ−にはＰＮ結合器６６に与えられる。第２のミキサ
６８は第１のミキサ群６２とｔＩ［アレイ６４の出力を
受ける。

（発明の作用効果） 上述した本発明の構成を持つてすれば、上述した従来技
術の欠点が好ましく解消される。遅延ロックドループあ
るいはタウ・デイザ−ループ等を使用する従来方式に比
し、本発明では受信信号から直接的にコードタイミング
を検出するので、構成が簡単になり、複雑でデリケート
な制御ループを使用する必要はない。また、従来の搬送
はロック追跡方式の場合のように送信画からの信号を、
コード及び搬送波の周波数コヒーレント関係を維持した
状態で受信しなければならない必要性はなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の搬送波ロック追跡方式の拡散スペクトル
受信器のブロック図である。 第２図は本発明の拡散スペクトル受信器のブロック図で
ある。 第３図ａ−ｇは第２図の構成の動作を説明するための種
々の動作波形図である。 第４図は第２図の構成の一部の回路のより詳細な構成を
示ずブロック図である。 第５図は本発明の別の実施例である拡散スペクトル受信
器のブロック図である。 第６図は本発明をパスダイパーシティ受信器に適用した
実施例のブロック図を示す。 第７図は第６図の１つの要素の詳細を示ず図である。 第８図は第２図、第４図、第５図、第６図に示した実施
例を概括的に表したブロック図である。 図で１０はクロックコントローラ、１２はシュードノイ
ズ発生器、１８は平衡変調器、３０は帯域フィルタ、４
４．４６は排他的ＯＲ回路、５０はパスダイパーシティ
制御器５２はデータセレクタをボす。 特許出願人　株式会社ゼネラル　リサーチオブ　エレク
トロニツクス

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 受信信号のスペクトル逆拡散のために使用する参照シュ
   ードノイズを発生する手段と、この参照シュードノイズ
   と相互補完関係にありかつ参照シュードノイズの生成に
   使用しているチップクロックの周期と特定の関係を有す
   る補完シュードノイズを発生する手段とを複数系列含み
   、受信信号を上記補完シュードノイズを含んだ変調信号
   で変調し、この結果受信信号に含まれるシュードノイズ
   と参照シュードノイズとの同期がほぼ得られる状況での
   み観測される特定の周期成分の位相と上記チップクロッ
   クの位相とを一致させるようにチップクロックの制御を
   行なうようにした拡散スペクトル受信機において、上記
   各系列の上記特定の周期成分の出力レベルに応じて、各
   系列の逆拡散信号の加重混合を行い出力を得るようにし
   たことを特徴とする拡散スペクトル受信器。