JPH0247911A - Digital matched filter - Google Patents
Digital matched filterInfo
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- JPH0247911A JPH0247911A JP63199131A JP19913188A JPH0247911A JP H0247911 A JPH0247911 A JP H0247911A JP 63199131 A JP63199131 A JP 63199131A JP 19913188 A JP19913188 A JP 19913188A JP H0247911 A JPH0247911 A JP H0247911A
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Abstract
Description
〔産業上の利用分野〕
この発明は符号系列の同期タイミングを検出する同期捕
捉回路に用いられるディジタルマツチドフィルタに関す
るものである。
〔従来の技術〕
従来、直接拡散方式のスペクトル拡散通信方式などにお
いて、受信側での符号系列の同期タイミング検出のため
に、送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に設定
されたシフトレジスタの各ビットごとの出力符号と入力
信号符号を比較し、相関値を検出するディジタルマツチ
ドフィルタが同期捕捉回路に用いられている。
従来のディジタルマツチドフィルタを第)図に示す。図
において、(1)は信号入力端子、(2)は局部発振器
、(3)は周波数変換器、(4)はローパスフィルタ、
(5)は1ビットA/Dコンバータ、(6)は第1のシ
フトレジスタ、(7)は第2のシフトレジスタ、(8)
は複数個で構成された相関器、(9)は同期信号検出器
、Q(lは検出信号出力端子である。
次に動作について説明する。信号入力端子(1)に入力
したスペクトル拡散信号をY、(t) m d (t)
PN(tl c o s(ω1t+θ:)とする。こ
こでd([Industrial Application Field] The present invention relates to a digital matched filter used in a synchronization acquisition circuit that detects the synchronization timing of a code sequence. [Prior Art] Conventionally, in direct sequence spread spectrum communication systems, etc., in order to detect synchronization timing of code sequences on the receiving side, a shift register is set to the same sequence as the spreading code sequence used on the transmitting side. A digital matched filter is used in the synchronization acquisition circuit, which compares the output code of each bit with the input signal code and detects a correlation value. A conventional digital matched filter is shown in FIG. In the figure, (1) is a signal input terminal, (2) is a local oscillator, (3) is a frequency converter, (4) is a low-pass filter,
(5) is a 1-bit A/D converter, (6) is the first shift register, (7) is the second shift register, (8)
is a correlator composed of a plurality of correlators, (9) is a synchronization signal detector, and Q (l is a detection signal output terminal. Next, the operation will be explained. The spread spectrum signal input to the signal input terminal (1) is Y, (t) m d (t)
Let PN(tl co s(ω1t+θ:).Here, d(
【)は送出データの符号列、 PN(Ll
はスペクトル拡散符号列を示す。今、簡単のため、d(
tl −1とおく。
また、局部発振器(2)の発振信号をYg(t)■co
s(ωo1+θ。)とする。信号入力端子(1)より入
力したスペクトル拡散信号は周波数変換器(3)により
局部発振器(2)からの信号とかけ合される。周波数変
換器(3)の出力信号はローパスフィルタ(4)を通過
し高調波成分が除去され、Y、(t) m PN(tl
(co8ω6(t)+θ・)(但しω0−ωl−ω0
.θe−θl−θ0)となる。第1図旬にベースハント
ニ周波数変換された、ローパスフィルタ(4)通過後の
スペクトル拡散信号の波形図を示す。
図において、信号の包絡線はcos (ω。(+θ。)
成分を示している。上記拡散信号は、Y−〇をしきい値
として、1ビットA/Dコンバータ(5)により】又は
0の2値にて表わされるディジタル信号に変換され、第
1のシフトレジスタ(6)へ入力する。今、第1のシフ
トレジスタ(6)の段数をn段とすれば、lからnまで
のレジスタに入ったディジタル符号は、n個の相関器(
8)に送出される。ところで、第2のシフトレジスタ(
7)には送信側で用いられた拡散符号系列と同じ系列に
設定された符号が入っており、n個の相関器(8)にそ
れぞれ符号情報が送出される。
相関器(8)は、各々、第1のシフトレジスタ(6)と
第2のシフトレジスタ(7)の符号を比較し、同じ符号
の場合は1を送出する。そして同期信号検出器(9)で
はn個の相関器(8)からの信号をたし合せ、合計が最
大となったとき、第1.第2のシフトレジスタ(61、
+71の符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出
信号出力端子σOより送出する。符号が一致しない場合
、第1のシフトレジスタ(6)はデータを1ビットシフ
トし、新しい符号列に対して再び同期検出をおこなう。
以上の動作を同期検出が得られるまでくり返す。
〔発明が解決しようとする課題〕
従来のディジタルマツチドフィルタのスペクトル拡散通
信では、送信帯域内にしばしば妨害波が存在する場合が
あるが、これをYj(t) w cos (ωj+θj
)とあられす。今、妨害波の周波数が通信信号周波数に
非常に近く、ω6〉〉ωj−ω。とすると、従来のディ
ジタルマツチドフィルタではローパスフィルタ(4)の
出力信号には妨害波と局部発振信号のかけ算により生じ
た成分cost(町−ωo) t+(θj−θ。])カ
挿加され、第f、1図回のようになるので、1ビット
(A/Dコンバータ(5)のしきい値をよぎることが
できない時間が発生する。この期間1ビットA/Dコン
バータの出力信号は常に1又は0を送出することとなり
、拡散符号データが誤る。すると第1のシフトレジスタ
(6)と第2のシフトレジスタ(7)の符号の一致する
確率が下がり、同期検出に要する時間が増大するという
問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、通信信号周波数に近い周波数の妨害波が発生
しても、ベースバンド変換された受信信号のバイアス変
動をなくすことができ、安定したA/D変換器入力信号
により、常に一定の時間内に同期検出がおこなえるディ
ジタルマツチドフィルタを提供することを目的とする。
〔課題を解決するための手段〕
この発明に係るディジタルマツチドフィルタは、ローパ
スフィルタの出力をコンデンサを介してA/Dコンバー
タに接続したものである。
〔作用〕
この発明におけるディジタルマツチドフィルタは、ロー
パスフィルタとA/Dコンバータの間に直列にコンデン
サが接続され、バイパスフィルタとなっているため、妨
害波によるベースバンド信号のバイアス変動の周波数成
分が除去され必要な信号の周波数帯のみを通すことがで
きる。
〔実施例〕
第1図はこの発明の一実施例を示す図であり、図におい
て、(υ〜αGは上記従来回路と全く同一のもので、東
はコンデンサである。
次に動作について説明する。ディジタルマツチドフィル
タでは、信号入力端子(1]より入力したスペクトル拡
散信号Y□(1)舅d(t) PN(t) eos(ω
it+θI)は局部発振器(2)からの信号Y*(tl
園cos (ω0[) is the code string of the sending data, PN(Ll
indicates a spread spectrum code string. Now, for simplicity, d(
Let it be tl -1. Also, the oscillation signal of the local oscillator (2) is Yg(t)■co
Let it be s(ωo1+θ.). A spread spectrum signal input from a signal input terminal (1) is multiplied by a signal from a local oscillator (2) by a frequency converter (3). The output signal of the frequency converter (3) passes through a low-pass filter (4) to remove harmonic components, resulting in Y, (t) m PN (tl
(co8ω6(t)+θ・) (however, ω0−ωl−ω0
.. θe−θl−θ0). FIG. 1 shows a waveform diagram of a spread spectrum signal after passing through a low-pass filter (4) that has been subjected to base-hantney frequency conversion. In the figure, the envelope of the signal is cos (ω.(+θ.)
Ingredients are shown. The above-mentioned spread signal is converted by a 1-bit A/D converter (5) using Y-〇 as a threshold into a digital signal represented by two values of ] or 0, and input to the first shift register (6). do. Now, if the number of stages of the first shift register (6) is n, the digital codes entered in registers l to n are transferred to n correlators (
8). By the way, the second shift register (
7) contains a code set to the same sequence as the spreading code sequence used on the transmitting side, and code information is sent to each of the n correlators (8). The correlators (8) each compare the signs of the first shift register (6) and the second shift register (7), and send out 1 if the signs are the same. Then, the synchronization signal detector (9) adds up the signals from the n correlators (8), and when the sum reaches the maximum, the first... The second shift register (61,
It is assumed that the signs of +71 match, and a synchronization detection signal is sent from the detection signal output terminal σO. If the codes do not match, the first shift register (6) shifts the data by 1 bit and performs synchronization detection again on the new code string. The above operations are repeated until synchronous detection is obtained. [Problems to be Solved by the Invention] In conventional spread spectrum communication using digital matched filters, interference waves often exist within the transmission band.
) and hail. Now, the frequency of the interference wave is very close to the communication signal frequency, ω6〉〉ωj−ω. Then, in the conventional digital matched filter, a component cost(machi-ωo)t+(θj-θ.]) generated by multiplying the interference wave and the local oscillation signal is added to the output signal of the low-pass filter (4). , f, 1st time, so 1 bit
(There is a time when the threshold value of the A/D converter (5) cannot be crossed. During this period, the output signal of the 1-bit A/D converter always sends out 1 or 0, and the spread code data is erroneous. This poses a problem in that the probability that the signs of the first shift register (6) and the second shift register (7) match decreases, and the time required for synchronization detection increases. Even if an interference wave with a frequency close to the communication signal frequency occurs, bias fluctuations in the baseband converted received signal can be eliminated, and the A/D converter input can be stabilized. It is an object of the present invention to provide a digital matched filter that can always perform synchronization detection within a certain period of time using a signal. It is connected to the A/D converter via a capacitor. [Operation] The digital matched filter of this invention has a capacitor connected in series between the low-pass filter and the A/D converter, and serves as a bypass filter. Therefore, the frequency component of the bias fluctuation of the baseband signal due to interference waves is removed, and only the frequency band of the necessary signal can be passed. [Embodiment] Fig. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, (υ~αG are exactly the same as the above conventional circuit, and the east side is a capacitor. Next, the operation will be explained. In the digital matched filter, the spread spectrum signal Y input from the signal input terminal (1) □(1) 舅d(t) PN(t) eos(ω
it+θI) is the signal Y*(tl
Sono cos (ω0
【+00)と周波数変換器(3)に
よりかけ合され、ローパスフィルタ(4)を通過して高
調波成分が除去されたベースバンド信号となる。いま妨
害波Y3(t)gxcoa(ω1(t)+θi)が存在
する場合、ローパスフィルタ(4)の出力信号はY3(
tla PN(tl (cogω5(t)十〇、)+c
os(ωj(【)+θj) となり、波形は第rA>回
向のようになる。上記ベースバンド信号Y3(t)はコ
ンデンサ時に入力するが、コンデンサのカットオフ周波
数ω。をω。>利に設定しておくと、妨害波によるバイ
アス変動の周波数成分ωjはコンデンサの低周波数成分
除去効果で取り除かれるのでY、(t) z PN(t
) (nos a+*(tl+θ・)となる。上記拡散
信号はY−oをしきい値として、1ビットA/Dコンバ
ータ(4)によりディジタル信号に変換され、第1のシ
フトレジスタ(6)へ入力する。】1段のレジスタに入
ったディジタル符号は、n個の相関器(3)にそれぞれ
送出される。又、送信側と同じ系列に設定された符号が
第2のシフトレジスタ(7)に入っており、n個の相関
器(8)に送出される。相関器(8)は各々第1のシフ
トレジスタ(6)と第2のシフトレジスタ(7)の符号
を比較し、同じ符号の場合は1を送出する。そして同期
信号検出器(9)ではn個の相関器からの信号をたし合
せ、合計が最大となったとき、第1と第2のシフトレジ
スタの符号が一致したとみなし、同期検出信号を検出信
号出力端子αGより送出する。符号が一致しない場合、
第1のシフトレジスタ(6)はデータを1ビットシフト
し、新しい符号列に対して再び同期検出を行う。以上の
動作を同期検出信号が得られるまでくり返す。
なお、第1図および第(図において、A/Dコンバータ
には1ビットのディジタル信号に変換する1ビットA/
Dコンバータを使用した例を示したが、2ビット以上の
A/Dコンバータを使用してもよい。
〔発明の効果〕
以上のように、この発明によれば、ローパスフィルタと
A/Dコンバータをコンデンサを介して接続する構成と
したので、入力信号に周波数の近接した妨害波が重畳し
ていても、同期検出を妨害波がない場合と同様におこな
えるという効果がある。+00) by a frequency converter (3), and passes through a low-pass filter (4) to obtain a baseband signal from which harmonic components have been removed. If interference wave Y3(t)gxcoa(ω1(t)+θi) now exists, the output signal of the low-pass filter (4) will be Y3(
tla PN(tl (cogω5(t) 10,)+c
os(ωj([)+θj), and the waveform becomes as follows: rA>turn. The above baseband signal Y3(t) is input when a capacitor is used, and the cutoff frequency ω of the capacitor. ω. > If the frequency component ωj of the bias fluctuation due to the interference wave is removed by the low frequency component removal effect of the capacitor, Y, (t) z PN (t
) (nos a+*(tl+θ・).The above spread signal is converted into a digital signal by a 1-bit A/D converter (4) using Yo as a threshold value, and then sent to the first shift register (6). ] The digital codes that have entered the first stage of registers are sent to n correlators (3). Also, the codes that are set to the same sequence as the transmitter are sent to the second shift register (7). The correlators (8) each compare the signs of the first shift register (6) and the second shift register (7), and are sent to n correlators (8). In the case of , it sends out 1. Then, the synchronization signal detector (9) adds up the signals from n correlators, and when the sum is maximum, the signs of the first and second shift registers match. The synchronization detection signal is sent from the detection signal output terminal αG.If the signs do not match,
The first shift register (6) shifts the data by 1 bit and performs synchronization detection again for the new code string. The above operations are repeated until a synchronization detection signal is obtained. Note that in Figures 1 and 2, the A/D converter has a 1-bit A/D converter that converts it into a 1-bit digital signal.
Although an example using a D converter has been shown, an A/D converter with 2 or more bits may also be used. [Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, since the low-pass filter and the A/D converter are connected through the capacitor, even if interference waves with frequencies close to each other are superimposed on the input signal, This has the effect that synchronization detection can be performed in the same way as when there is no interference wave.
第1図はこの発明の一実施例によるディジタルマツチド
フィルタを示す図、第2図、第4図はこの発明および従
来のディジタルマツチドフィルタの動作を説明するため
のもので、それぞれ1ピツ)A/Dコンバータ入力信号
波形を示す図、第3図は従来のディジタルマツチドフィ
ルタを示す図である。
図において、(1)は信号入力端子、(2)は局部発振
器、(3)は周波数変換器、(4)はローパスフィルタ
、+51は1ビットA/Dコンバ一タ%(6)は第1の
シフトレジスタ、(7)は第2のシフトレジスタ、(8
)はn個の相関器、(9)は同期信号検出器、QGは検
出信号出力端子、(11)はコンデンサを示す。
なお1図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。FIG. 1 is a diagram showing a digital matched filter according to an embodiment of the present invention, and FIGS. 2 and 4 are for explaining the operation of the present invention and the conventional digital matched filter. A diagram showing an A/D converter input signal waveform, and FIG. 3 is a diagram showing a conventional digital matched filter. In the figure, (1) is the signal input terminal, (2) is the local oscillator, (3) is the frequency converter, (4) is the low-pass filter, +51 is the 1-bit A/D converter, and (6) is the first shift register, (7) is the second shift register, (8
) represents n correlators, (9) represents a synchronous signal detector, QG represents a detection signal output terminal, and (11) represents a capacitor. In addition, in FIG. 1, the same reference numerals indicate the same or equivalent parts.
Claims (1)
信号から受信同期タイミングを検出するディジタルマッ
チドフィルタにおいて、受信信号に近い周波数を発生す
る局部発振器と、上記局部発振器からの信号と受信信号
をかけ合せる周波数変換器と、上記周波数変換器の出力
信号から高調波成分を除去するローパスフィルタと、上
記ローパスフィルタの出力ベースバンド信号からバイア
ス変動周波数成分を除去するコンデンサと、上記コンデ
ンサ出力信号をディジタル信号に変換するA/Dコンバ
ータと、上記A/Dコンバータにて変換されたデイジタ
ル符号系列を入力し1ビットずつシフトする第1のシフ
トレジスタと、送信側の拡散符号系列と同じ系列に設定
された第2のシフトレジスタと、上記第1のシフトレジ
スタの出力と第2のシフトレジスタの出力を1ビットご
とにかけ合せ符号が一致したときに1を送出するn個の
相関器と、上記n個の相関器からの信号の総計が最大と
なつたとき同期検出信号を発生する同期信号検出器で構
成されたことを特徴とするディジタルマッチドフィルタ
。In a digital matched filter that detects reception synchronization timing from a spread spectrum signal that has been subjected to secondary modulation using a spreading code sequence, a local oscillator that generates a frequency close to the received signal and the signal from the local oscillator are multiplied by the received signal. a frequency converter, a low-pass filter that removes harmonic components from the output signal of the frequency converter, a capacitor that removes bias fluctuation frequency components from the output baseband signal of the low-pass filter, and converts the capacitor output signal into a digital signal. An A/D converter for conversion, a first shift register for inputting the digital code sequence converted by the A/D converter and shifting it bit by bit, and a first shift register set to the same sequence as the spreading code sequence on the transmitting side. 2 shift registers, n correlators that multiply the output of the first shift register and the output of the second shift register bit by bit and send out 1 when the codes match, and the n correlators 1. A digital matched filter comprising a synchronization signal detector that generates a synchronization detection signal when the total of signals from the filter reaches a maximum.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63199131A JPH0247911A (en) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | Digital matched filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63199131A JPH0247911A (en) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | Digital matched filter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0247911A true JPH0247911A (en) | 1990-02-16 |
Family
ID=16402657
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63199131A Pending JPH0247911A (en) | 1988-08-09 | 1988-08-09 | Digital matched filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0247911A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US6064688A (en) * | 1996-08-12 | 2000-05-16 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
CN110784245A (en) * | 2019-10-31 | 2020-02-11 | 中电科仪器仪表有限公司 | Spread spectrum code synchronization method and system based on cumulative power correlation |
-
1988
- 1988-08-09 JP JP63199131A patent/JPH0247911A/en active Pending
Cited By (4)
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