JPH0983484A - Cdma方式移動通信システム - Google Patents
Cdma方式移動通信システムInfo
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Abstract
改良されたCDMA方式移動通信システムを提供するこ
と。 【構成】無線周波直交復調器に搬送波を供給する回路と
して電圧制御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信
号から周波数誤差を検出して同発振器への制御信号を生
成する周波数制御部を設ける。周波数制御部は、前段階
位相補正信号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから
周波数誤差に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相
変化分を積分して結果を前記制御信号として出力する積
分回路とで実現する。なお、前記所定の遅延時間は、前
段階位相補正信号を入力して位相補正信号を出力する平
均化部の平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定
されていることが望ましい。また、無線周波直交変調器
に与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給すること
が望ましい。
Description
ion Multiple Access:符号分割多元接続)方式を用い
た移動通信システムに関する。
用いて複数の通信チャネルを多重化する方式である。各
通信チャネルにそれぞれ異なる拡散符号が割り当てられ
る。送信する信号は、自チャネルの拡散符号で乗算(拡
散)され、他のチャネルの拡散された信号と混合されて
多重化され、伝送される。受信において、多重化信号が
同じ拡散符号で乗算(逆拡散)され、相関がとれた自チ
ャネルの信号のみが取り出される。このとき、他チャネ
ルの信号は、拡散符号が異なるので相関がとれずに雑音
になるだけである。雑音のレベルは、妨害にならないよ
うに低くすることができる。CDMA方式は、周波数利
用を飛躍的に向上させる方式として注目され、一部で実
用に供されている。
の通信を行なう場合、送信の拡散に先立って何らかの変
調、例えばQPSK(Quadrature Phase Shift Keyin
g)変調が行なわれ、受信の際、逆拡散のあと復調が行
なわれる。逆拡散と復調の過程が検波であり、送られた
信号が検波後に復元される。一般的な検波方式として、
PLL(Phase Locked Loop)回路を用いた同期検波方
式と、遅延検波方式がある。更に最近、パイロット信号
を利用した別の同期検波方式が提案された。
る場合、一般的な同期検波方式においては、移動端末機
が移動しているときに揺らぎの大きいフェージングが発
生するとビット誤り率が劣化する。また、遅延検波方式
においては、移動端末機が静止しているときにも無線伝
送路の回線雑音によってビット誤り率が低下する。パイ
ロット信号利用の同期検波方式は、移動中及び静止時の
いずれにおいてもビット誤り率の劣化を少なくする方式
として提案されたもので、1994年電子情報通信学会
秋季大会論文集B−5無線通信システムA、Bの第30
6頁(大越康雄他:CDMA移動通信における同期検波
方式の検討)で開示されている。
を付加して、パイロット信号利用方式を用いた従来の移
動通信システムについて下り回線(基地局から移動端末
機への回線)を対象に説明する。図13は、データ(情
報)を送信する基地局1の変調回路51と移動端末機2
における検波回路の前半部52を示したものである。な
お基地局1は、複数の移動端末機2へ送信を行なうが、
同図では、一つの端末機を対象にした構成を代表例とし
て示す。
データは、まずQPSK変調(図示せず)を受け、同相
成分信号I(In-Phase)と、直交成分信号Q(Quadratu
re)に分けられる。信号I,Qは、それぞれ信号I用の
拡散符号信号PN-ID及び信号Q用の拡散符号信号PN
-QDで拡散(乗算)される。両拡散符号信号は、拡散符
号発生部91から供給される。拡散符号信号PN-ID,
PN-QDのレート(以下チップレートという)によっ
て、信号I,Qのレートは、拡散後に、拡散される前の
レート(以下シンボルレートという)のk倍(k:拡散
比)になり、チップレートになる。拡散された信号は、
無線周波直交変調器54を経て相互に直交する無線周波
数帯域の信号となり、アンテナから送信される。温度補
償型水晶発信器61は、変調器54に搬送波CBを供給
するためのものである。
回路は、図13の左半分とほぼ同じであるので図示を省
略したが、パイロット信号は、データの場合と同じシン
ボルレートの拡散符号信号PN-IPからなる信号IPと、
拡散符号信号PN-DPからなる信号QPで構成される。両
者は、データの場合と同一の搬送波CBによって無線周
波直交変調を受け、相互に直交する信号となってデータ
と同じ無線周波数帯域で送信される。パイロット信号
は、復調のための基準信号となるもので、全チャネルで
共通に用いられる。
13右半分)において、アンテナからの受信信号(デー
タ及びパイロット信号)は、無線周波直交復調器57を
経たあと、低域瀘波器56により高調波成分が除去さ
れ、信号I’,Q’となる。水晶発信器60は、復調器
57に搬送波CMを供給するものである。信号I’,
Q’は、拡散された信号I,Q(自チャネル宛てのほ
か、他チャネル宛の全てを含む)とパイロット信号
IP,QPからなる。同信号は、フェージングによる位相
誤差と発振器60の精度に基づく周波数誤差を含んでい
る。
に位相のずれが生じる。互いに直交しているパイロット
信号を直交座標で示した場合、受信したパイロット信号
は、座標上で位相のずれだけ回転する。その様子を図1
4に示した。ずれをφとし、直交復調後の直交座標を座
標軸X’,Y’で表わすと、受信信号の座標軸X,Yが
φだけ回転してパイロット信号の位置がずれる。その結
果、ずれがない場合の信号iがi’に、ずれがない場合
の信号qがq’になる。このような変化は、互いに直交
している信号に相手の信号が混入して起こる。このこと
を数式を使って示すと i’=icosφ−qsinφ q’=qcosφ+isinφ である。
なる信号であり、通常、i=1,q=1である。これが
i’,q’になることから、cosφの値を表わす信号C
OSφ、sinφ値を表わす信号SINφを求めることが
できる。この二者があれば、データの位相回転を補正す
ることができる。データも同じ位相のずれを起こしてい
るので、逆拡散後のデータ信号をこのCOSφ,SIN
φを使ってφだけ逆回転させれば、元の信号I,Qが正
しく復元される。このように、信号COSφ,SINφ
は、位相補正信号となるものである。
Q’は、続いて検波回路の後半部において逆拡散と位相
補正を受ける。その回路を図15に示す。同図左上のパ
イロット信号逆拡散部21において、信号I’,Q’
は、両者とも拡散符号発生部25の拡散符号信号PN
-IP及び拡散符号信号PN-DPで逆拡散され、パイロット
信号が抽出される。抽出されたパイロット信号は、続い
て加算、減算されて、チップレートのcosφの信号CO
Sφ1及びsinφの信号SINφ1になる。両信号は、ア
キュムレータ41でシンボルレートに変換されて、それ
ぞれ前段階の位相補正信号COSφ2,SINφ2とな
る。同補正信号は、平均化部43で平均化され、雑音が
軽減された最終段階の位相補正信号COSφ,SINφ
となる。
す。430〜433は、信号を1シンボルの期間だけ遅
延させる遅延ゲート(Ds)で、この例では連続する3
シンボルの値が加算器235,236で加算されて平均
化される。これによって雑音が軽減されて位相補正信号
COSφ,SINφが得られる。なお、平均化部43の
平均化に要する遅延時間(平均化遅延時間)Tは、平均
化に用いるシンボルの数をNとして T=Ds×(N−1)/2 で示される。
データ逆拡散部42において、信号I’,Q’が共にI
信号用の拡散符号信号PN-ID、Q信号用の拡散符号信
号PN-IDで逆拡散され、四つの信号が抽出される。チ
ップレートの四信号は、次にアキュムレータ44でシン
ボルレートに変換され、信号D1〜D4になる。続いて信
号D1〜D4は、図17に示したデータ遅延部48で各々
平均化部43の平均遅延時間Tだけ遅延され、信号
D1’〜D4’となる。なお、データ遅延部48を各信号
毎に遅延時間が1シンボルの期間の遅延ゲート(Ds)
の従属接続で構成する場合、その接続段数Mは M=(N−1)/2 になる。上記例では、N=3であるからM=1であり、
データ遅延部48の遅延ゲート480〜483は、各々
1シンボル遅延ゲート(Ds)1段で構成される。
給され、補正信号COSφ,SINφによって位相回転
が補正される。位相補正部49の回路構成の例を図18
に示す。同部は、信号D1’,D4’を補正信号COSφ
で,信号D2’,D3’を補正信号SINφで乗算し、更
に加算、減算することにより受信データの直交軸を−φ
だけ位相回転させる。これによって補正が行なわれる
(図14において、φを零にする)。このようにして、
元の信号I,Qが復元され、QPSK復調(図示せず)
を経てデータが復元される。
された信号I,Qに対して水晶発信器60(図13右側
参照)の周波数精度の影響が避けられないという問題点
があった。移動端末機で使用する発信器60は、同端末
機が主に一般利用者用であるために実用上ある程度周波
数誤差を含んだものとせざるを得ない。周波数誤差を含
んだままのデータ復調において、平均遅延時間Tに亘っ
て位相が一定であると見なされないほど周波数誤差があ
る場合は、正しい補正信号を得ることができなくなり、
検波後のデータのビット誤り率が劣化する。一方、それ
を避けて平均遅延時間Tを短くすると、周波数誤差の影
響は減少するが回線雑音の影響を受けやすくなるという
問題点が生じる。
の回線)において、前記した水晶発振器60出力の搬送
波CMは、移動端末機の変調回路における無線周波直交
変調用と併用して用いられる場合が多い。その場合に、
移動端末機が送信し基地局で受信する信号に、フェージ
ング等による位相誤差のほか、同発振器による周波数誤
差が含まれることになる。そのため、基地局の検波で周
波数誤差に基づくビット誤り率の劣化が避けられない問
題があった。
準よりもビットレートの低いデータを送信する場合、従
来は、米国のディジタル無線通信の標準規格IS(Inter
im Standard)−95にみられるように、拡散比を変更せ
ずにデータをバースト的に伝送する方法が採用されてい
た。同方法において、標準のビットレートの1/rのビ
ットレートのデータを送る場合、データは時間的に1/
rに圧縮される。圧縮された信号は、一定の期間毎に区
切られてバースト信号になり、バースト信号がが間歇的
に送られる。
横軸が時間、縦軸が送信電力を表わし、140は、標準
のビットレートのデータの無線信号波形、141,14
2,143は、それぞれビットレートがその1/2,1
/4,1/8のデータの無線信号波形である。バースト
信号の配列数がビットレートに応じて変化している。そ
して、どのバースト信号もそのビットレートは前記時間
圧縮により標準のビットレートで一定になっている。従
って、どのバースト信号もシンボルレートは一定であ
り、その結果、拡散比は変更されない。
し、圧縮が行なわれないと、1シンボルの期間はデータ
レートが低くなるに従って長くなる。一方、復調の平均
化部43(図15参照)で用いるシンボル数Nは、雑音
低減の観点から、ビットレートの高、低に拘らず概ね同
一数である。従って平均化遅延時間Tは、データレート
が低くなるに従って長くなる。遅延時間Tが長くなる
と、上述したように周波数誤差によるビット誤り率が劣
化し、低ビットレートほどその度合いが高まる。このよ
うな不都合を避けるために、前記したシンボルレートを
一定にする方法の採用が必須となる。そのために移動端
末機の回路が複雑になり、回路の簡略化が特に要請され
る移動端末機にとって問題が大きい。
技術の前記問題点を解決し、ビット誤りが少ない安定し
た受信を可能にする改良されたCDMA方式移動通信シ
ステムを提供することにある。
線周波直交復調器に搬送波を供給する回路として電圧制
御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信号から周波
数誤差を検出して同発振器への制御信号を同誤差から生
成する周波数制御部を設けることによって効果的に解決
することができる。周波数制御部は、前段階位相補正信
号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから周波数誤差
に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相変化分を積
分して結果を前記制御信号として出力する積分回路とで
実現することができる。
により、位相変化分を零に近づける制御ループが検波回
路の中に形成されるので、周波数誤差が抑圧される。発
振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化され、
周波数誤差による位相のずれが著しく低減されるので、
ビット誤りが少ない安定した検波方式を実現することが
できる。
補正信号を入力して位相補正信号を出力する平均化部の
平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定されてい
ることが望ましい。
与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給することが
望ましい。基地局に送られる無線信号の周波数が高精度
化されるので、基地局においてビット誤りが少ない安定
したパイロット信号利用同期検波を実現することができ
る。更に、移動端末機がビットレートの低いデータを送
信する場合に、拡散符号のチップレートを一定にし、デ
ータを時間的に圧縮することなく拡散比を変えて送信す
ることが可能となる。このようなデータの伝送は、回路
構成を変更することなく回路定数をデータのシンボルレ
ートに応じて変更することによって容易に実現すること
ができる。
ステム及び検波方式を図面に示した幾つかの実施例を参
照して更に詳細に説明する。なお、図1〜図12及び先
に示した図13〜図18における同一の記号は、同一物
又は類似物を表示するものとする。
動通信システムの全体構成を図1に示す。基地局は、複
数の移動端末機へ送信を行なうものであるが、同図で
は、一つの移動端末機を対象にした構成を示した。図1
の左半分において、1は基地局、51は変調回路、91
は拡散符号発生部、54は無線周波直交変調器、61は
温度補償型水晶発信器、58は、無線送信信号と無線受
信信号を分離するサーキュレータ、12は検波回路の前
半部、62は無線周波直交復調器、64は低域瀘波器、
I,Qは、送信するデータのそれぞれ同相成分信号及び
直交成分信号、PN-ID,PN- QDは、発生部91出力の
それぞれ信号I用の拡散符号信号及び信号Q用の拡散符
号信号、I1',Q1’は、検波回路前半部12出力の拡
散を受けているそれぞれ同相成分信号及び逆相成分信
号、CBは発振器61出力の搬送波を示し、55は無線
伝送路を示す。
末機、52は検波回路の前半部、59は、無線受信信号
と無線送信信号を分離するサーキュレタ、57は無線周
波直交復調器、56は低域瀘波器、63は電圧制御発振
器、CMは発振器63出力の搬送波、AFCは、発振器63
の周波数を制御するための制御信号、70は、制御信号
AFCを生成する周波数制御部、COSφ2,SINφ
2は、後述する前段階の位相補正信号、I’,Q’は、
検波回路前半部52出力の拡散を受けているそれぞれ同
相成分信号及び逆相成分信号、11は変調回路、25は
拡散符号発生部、66は無線周波直交変調器、I1,Q1
は、移動端末機が基地局へ送信するデータのそれぞれ同
相成分信号及び直交成分信号、PN-ID,PN-QDは、発
生部25出力のそれぞれ信号I1用の拡散符号信号及び
信号Q1用の拡散符号信号を示す。
ト信号を移動端末機2に送信して下り回線を形成する場
合を説明する。変調回路51は、図13に示した従来回
路とほぼ同じ構成である。送信するデータは、QPSK
変調器(図示せず)を経て信号I,Qとなる。同信号
は、拡散符号信号PN-ID,PN-QDで拡散を受ける。拡
散された信号は、無線周波直交変調器54を経て相互に
直交する無線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ
58を経てアンテナから送信される。変調器54に温度
補償型水晶発信器61から搬送波CBが供給される。
は、データの場合と同じシンボルレートの拡散符号信号
PN-IPからなる信号IPと、拡散符号信号PN-DPから
なる信号QPで構成される。両者は、データの場合と同
じ搬送波CBによって無線周波直交変調を受け、相互に
直交する信号となってデータと同じ無線周波数帯域で送
信される。
の信号を示す。同図において、92は、パイロット信号
の無線周波数帯域信号、93は、データの無線周波数帯
域信号を示す。信号93の移動端末機52向けにデータ
2を付し、その他の移動局向けの信号をデータ1,pで
示した。データ1,pの信号は、それぞれ別の拡散符号
信号で拡散される。
信号が同一の無線周波数帯域で送信され、移動端末機2
で受信される(図1の右半分参照)。受信信号は、サー
キュレータ59を経て無線周波直交復調器57に供給さ
れる。復調器57の出力信号は、低域瀘波器56により
高調波成分が除去され、信号I’,Q’となる。復調器
57に与える搬送波CMを供給する回路として電圧制御
発振器63を用いた。
散と位相補正を受け、元の信号I,Qが復元される。検
波回路後半部を図3に示した。アキュムレータ41の出
力端子に周波数制御部70の入力端子が接続され、前段
階位相補正信号COSφ2,SINφ2が制御部70に供
給される。図3のこの接続以外は、図15に示した従来
回路と同一である。従来回路と同一の部分は、説明を省
略する。
周波数を決定する素子に可変容量ダイオードを用いる一
般的な回路で構成した(図示せず)。同ダイオードに制
御信号AFCが供給されてその容量値が変わり、発振周波
数が制御される。
は、発振器63の周波数誤差によって、位相ずれφが1
シンボルの期間前後の位相変化分としてΔφだけずれる
のを検出し、そのsin成分を積分器に供給し、積分器か
ら制御信号を出力するものである。図4にその回路構成
を示す。図4において、701,702は、遅延量が1
シンボルの期間の遅延ゲート(Ds)、705,706
は乗算器、707は減算器、708は逓倍器、709は
積分器を示す。
ゲート700,701で遅延され、1シンボル遅延した
信号COS(φ+Δφ)2と信号SINφ2が乗算器70
6により乗算される。また、1シンボル遅延したSIN
(φ+Δφ)2と信号COSφ2が乗算器705により乗
算される。減算器707により乗算結果の後者から前者
が減算されて、誤差sinΔφを表わす信号SINΔφが
得られる。なお、Δφ≪π/4のときに、sinΔφはほ
ぼΔφと等しくなる。信号SINΔφは、逓倍器708
で所定のループゲインが得られるように逓倍され、積分
器709で積分されて制御信号AFCになる。
線周波直交復調器57及び図3に示した逆拡散部21と
アキュムレータ41は、一巡する制御ループを形成し、
積分器709が信号SINΔφを積分して、同信号が零
に近づくように動作する。従って、周波数誤差が抑圧さ
れ、発振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化
される。
よる位相誤差によっても発生する。しかし、フェージン
グによる変化は、周波数誤差によるものに比べて一般に
極めて遅く従って極めて僅かで、1シンボルの期間前後
では、Δφは周波数誤差によってのみ生じるとして差し
支えない。
期間で行なう例を説明したが、周波数誤差が同期間の範
囲では非常に小さい場合は、連続した複数シンボルの期
間の範囲を使った処理が適用可能である。この場合の期
間は、平均化部43(図16参照)における平均化遅延
時間Tを越えないようにする必要がある。
の範囲で大きくなる場合は、シンボルレートよりも速い
処理が必要となる。図5にシンボルレートより速い処理
を実行する周波数制御部70の例を示す。図5におい
て、710,711は符号抽出部、712,713は、
遅延時間が1シンボルの期間よりも短い遅延ゲート、7
14,715は排他的論理和ゲート、718は差動積分
器を示す。符号抽出部710,711は、それぞれ信号
COSφ2,SINφ2のプラスか、マイナスかの符号
(サイン)を抽出する。同符号は、ずれφによって図1
4に示したパイロット信号が座標の象限を移動するのを
示すものとなる。例えばφが180度から270度の範
囲になると受信点は第3象限に移り、信号COSφ2,
SINφ2はマイナスになる。符号抽出部710,71
1は、同信号がプラスなら周波数誤差が無"0”、マイ
ナスなら周波数誤差が有り"1”と判断して、その"0”
及び"1”をそれぞれ符号信号cos-flag,sin-flagとし
て出力する。
3を通った符号信号sin-flagをゲート714に供給し、
符号信号sin-flagと遅延ゲート712を通った符号信号
cos-flagをゲート715に供給する。ゲート714,7
15の出力信号を差動積分器718に供給する。積分器
718は、ゲート714の出力が"1”のときに発振器
63の周波数を上げるように制御する電圧を、ゲート7
15の出力が"1”のときに基準周波数を下げるように
制御する電圧を制御信号AFCとして出力する。この例の
ように、シンボルレートよりも速い処理が必要な場合
に、演算に時間がかかる乗算器を使用しない高速の周波
数制御部を実現することが可能になる。
制御部70は、いずれも一般的な半導体集積化回路で構
成することが可能であり、主に一般利用者用である移動
端末機への使用に好適である。
及びパイロット信号を基地局1に送信して上り回線を形
成する場合を説明する。送信するデータは、QPSK変
調(図示せず)を経て信号I1,Q1となる(図1右下参
照)。同信号は、それぞれ拡散符号発生部25の拡散符
号信号PN-ID,PN-QDで拡散を受ける。拡散された信
号は、無線周波直交変調器66を経て相互に直交する無
線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ59を経て
アンテナから送信される。変調器66に電圧制御発信器
61から搬送波CMを供給した。
同信号をデータと時分割で多重化する方法を採用した。
本方法では、信号I1,Q1がデータとパイロット信号が
多重化された信号となり、データ及びパイロット信号が
共に拡散符号信号PN-ID,PN-QDで拡散される。図6
にそのよう多重化信号の無線周波数帯域信号を示した。
94はパイロット信号の部分、95はデータの部分であ
る。
検波回路前半部51(図1左下)において、サーキュレ
ータ58を経て無線周波直交復調器62に供給される。
復調器62の出力信号は、低域瀘波器64により高調波
成分が除去され信号I1’,Q1’となる。復調器62に
発振器61から搬送波CBを供給した。信号I1’,
Q1’は、次に説明する検波回路の後半部において逆拡
散と位相補正を受けて信号I1,Q1に復元される。
図7において、80は、受信信号逆拡散部、91は拡散
符号発生部、82はアキュムレータ、83は、前段階位
相補正信号COSφ2,SINφ2を抽出する位相補正信
号抽出部、84は、抽出部83の信号COSφ2,SI
Nφ2を受けて位相補正信号COSφ、SINφを出力
する平均化部、85は、シンボルレートに変換された信
号からデータ部分の信号を抽出するデータ抽出部、10
3は抽出されたデータを平均化部84の平均化遅延時間
だけ遅延させるデータ遅延部、88は、遅延部103出
力のデータの位相回転を行ない、信号I1,Q1を出力す
る位相補正部を示す。
I1’,Q1’の各々を拡散符号発生部91出力の拡散符
号信号PN-ID,PN-QDの双方で逆拡散する。得られた
チップレートの四信号は、アキュムレータ82でシンボ
ルレートに変換され、信号A1〜信号A4となる。信号A
1に信号A4を加算した信号(パイロット信号のcos成分
が含まれる)及び信号A3に信号A2を減算した信号(パ
イロット信号のsin成分が含まれる)が位相補正信号抽
出部83に供給される。抽出部83は、時分割多重化さ
れている同信号からパイロット信号部分のみの信号を抽
出し、前段階の位相補正信号COSφ2、SINφ2を出
力する。平均化部84は、同信号の複数シンボルを平均
化し、データの位相回転に用いる位相補正信号COS
φ,SINφを出力する。
5に送られる。抽出部85は、時分割多重化されている
同信号からデータ部分のみの信号を抽出する。得られた
四信号からなるデータは、データ遅延部103に送られ
る。遅延部103は、供給された四信号の各々を遅延さ
せ、データD1’〜D4’を出力する。位相補正部88の
回路構成は、図17に示したものと同一である。
OSφによる位相回転の値を次のように設定した。図8
にシンボル単位で表した受信信号の構成を示す。hシン
ボルのパイロット信号とjシンボルのデータを交互に配
列している。まず平均化部84においてパイロット信号
98のhシンボルの平均化とパイロット信号100のh
シンボルの平均化をそれぞれ行う。それらの値からそれ
ぞれφh1,φh2の位相回転量が求まる。そして、データ
99のシンボル毎の位相回転量として、s番目(s=1
〜j)のシンボルに対し φh1(1−s/h)+φh2(s/h) とした。このように、データの前後のパイロット信号を
反映させて位相回転させた。このため、データを後のパ
イロット信号が受信されるまで遅延させる必要がある。
従って、平均化遅延時間、即ち遅延部103の遅延時間
は、データ99のjシンボル分の期間にパイロット信号
100のhシンボル分の期間を加えた時間とした。
末機2の無線周波直交変調器66(図1右下)に電圧制
御発振器63出力の高精度化した搬送波CMを供給して
いるので、基地局1において周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができた。そのことか
ら更に、移動端末機2が標準よりもビットレートの低い
データを送信する場合に、拡散符号のピッチレートを変
えずに一定とする拡散方式を採用することが可能となっ
た。データのビットレートが標準の場合の拡散比をkと
して、ビットレートがその1/b(b≧1)の場合の拡
散比をbkに変化させる。
信号を示す。図9の横方向に時間、縦方向に送信電力を
とり、160は、標準ビットレートを拡散比kで伝送す
る場合、161は、その1/2のビットレートのデータ
を拡散比2kで伝送し、電力を標準ビットレートの場合
の1/2で送信する場合、162は、1/4のビットレ
ートを拡散比4k、電力1/4で送信する場合、163
は、1/8のビットレートを拡散比8k、電力1/8で
送信する場合をそれぞれ示した。このようにビットレー
トの異なるデータを伝送する場合、回路構成を変更する
ことなく回路定数をデータのビットレートに応じて変更
してCDMA通信を実施した。
ト信号用の拡散符号を移動端末機の個々に別に割り当
て、同符号を使ってパイロット信号を送信する例を実施
した。データの送信は、図1の右半分に示した変調回路
11を用いて行なった。パイロット信号は、図示してい
ないが、シンボルレートがデータの場合と同じ拡散符号
信号PN-IPからなる信号IPと拡散符号信号PN-DPか
らなる信号QPをもって構成される。両者は、データの
無線周波直交変調に用いるのと同じ搬送波CMによって
無線周波直交変調を受け、相互に直交する信号となって
データと同じ無線周波数帯域で送信される。
数帯域の信号を示した。同図において、96はパイロッ
ト信号、97はデータのそれぞれ無線周波数帯域信号を
示した。パイロット信号は、データに比べて小さい電力
で送信した。この送信信号を受信する基地局1を図1の
左下に示した検波回路前半部及び図2に示した検波回路
後半部を用いて構成した。
線周波直交変調に高精度化した搬送波CMを用いている
ので、基地局1において、周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができる。
タの位相回転変動から求め、パイロット信号を用いずに
周波数制御を行なうCDMA方式移動通信システムの例
を実施した。本実施例では、基地局1において送信する
データに対してBPSK(Binary Phase Shift Keyin
g)変調を施した。同変調を経て信号IB,QBを得た。
同信号に対する基地局1の変調回路及び移動端末機2の
検波回路前半部は、図1に示したものと同一である。移
動端末機2の検波回路後半部を図11に示す。同図にお
いて、45は仮判定部、COSφ’,SINφ’は、デ
ータから抽出した仮判定部45への入力信号、COS
φ”,SINφ”は、仮判定部45出力の前段階位相補
正信号を示す。
部25、アキュムレータ44、平均化部43、データ遅
延部48、位相補正部49、周波数制御部70は、実施
例1の図3及び図4で用いたのと機能が同一のものであ
る。信号COSφ”,SINφ”は、電圧制御発振器6
3(図1参照)の制御信号AFCを生成する周波数制御部
70に供給され、同時に位相補正信号COSφ,SIN
φを生成する平均化部43に供給される。
半部において、検波回路前半部52(図1右半分)出力
の信号IB’,QB’は、データ逆拡散部42においてそ
れぞれ信号IB用拡散符号信号PN-ID及び信号QB用拡
散符号信号PN-QDで逆拡散された後キュムレータ44
でチップレートからシンボルレートに変換され、信号D
1〜D4となる。信号D1に信号D4が加算されてデータの
cos成分信号COSφ’が取り出され、信号D3に信号D
2が減算されてデータのsin成分信号SINφ’が取り出
される。信号COSφ’,SINφ’は、仮判定部45
に供給される。
化又は無変化を繰り返すものであるから(なお、パイロ
ット信号は変化せず常に一定である)、信号COS
φ’,SINφ’がデータの変化によって1シンボルで
位相が共に同時に反転している場合に、同位相反転をも
とに戻し、同入力信号をあたかも位相が変化せず一定で
あるような信号をつくると、パイロット信号を用いて得
たのと同等の前段階の位相補正信号を得ることができ
る。仮判定部45は、そのような信号生成の機能を持た
せたものである。
同図において、182,183,189は、遅延時間が
1シンボルの期間の遅延ゲート(Ds)、184,18
5は乗算器、180は加算器、186は符号(サイン)
抽出部、181は排他的論理和ゲート、187,188
は符号反転部を示す。
Sφ’との積が加算器180に供給され、同時に信号S
INφ’とその1シンボル前のSINφ’との積が加算
器180に供給される。続いて、加算結果が符号(サイ
ン)抽出部186に供給される。同部から信号COS
φ,’SINφ’の同時位相反転の有無が出力される。
ゲート181に供給され、また同ゲートには1シンボル
前の同ゲート出力信号が入力される。同ゲートは、1シ
ンボルの前後で、同時位相反転が無から有に又はその逆
の場合に"1”を出力し、位相反転が前後でいずれも無
又は有(1シンボルの前後で連続して有であればもとに
戻ったことになる)の場合に"0”を出力する。符号反転
部187,188は、排他的論理和ゲート181の出力
が"1”のときに、入力信号COS’φ,SIN’φを
共に同時に反転して出力し、"0”のときには反転せ
ず、そのまま出力する。以上の結果、信号COSφ’,
SINφ’がそれぞれ前段階位相補正信号COSφ”,
SINφ”になる。
例1,2の場合と同じであり、補正信号COSφ”,S
INφ”から電圧制御発信器63を制御する制御信号AF
Cを出力することができる。本実施例によって、逆拡散
後のデータの位相回転の補正と周波数制御発振器63の
精度確保をパイロット信号を用いた場合と同様とするこ
とができ、基地局1及び端末移動端末機2における安定
な検波と、移動端末機2における拡散比選択のデータ送
信を実現することができた。
前の変調にQPSK変調方式又はBPSK変調方式を採
用したが、本発明は、無線周波変復調に用いる搬送波を
高精度化するものであるから、拡散前の変調方式に依存
せずに用いることが可能である。従って、拡散前にどの
ような変調方式が採用されても差し支えなく、同期検波
及び遅延検波のいずれにおいても安定な検波を実現する
ことができる。
イロット信号を用いて周波数誤差を検出し、同誤差が零
になるように搬送波の周波数が制御されるので、移動端
末機においてビット誤りが少ない安定した検波を実現す
ることができる。また、同じ搬送波を用いて無線直交変
調が行なわれるので、基地局においても、ビット誤りが
少ない安定した検波を実現することができる。更に、移
動端末機からビットレートが低いデータを送信する場合
に、拡散比をビットレートに応じて選択することが可能
となる。これによって、回路を複雑にする拡散比一定化
の処理を回避することができる。以上により、実用性を
高めた高性能のCDMA方式移動通信システムの構築が
可能となる。
用いた移動通信システムの第1の実施例を説明するため
の回路構成図。
ロット信号とデータの関係を示す図。
るための回路構成図。
ための回路構成図。
ための回路構成図。
パイロット信号とデータの関係を示す図。
するための回路構成図。
パイロット信号とデータの関係を示す図。
明するための図。
送信信号のパイロット信号とデータの関係を示す図。
回路後半部を説明するための回路構成図。
判定部を説明するための回路構成図。
路前半部を説明するための回路構成図。
るための回路構成図。
ため回路構成図。
するため回路構成図。
るため回路構成図。
ための図。
Claims (6)
- 【請求項1】データとともにパイロット信号が送信さ
れ、受信したパイロット信号の逆拡散後の信号から位相
補正信号を抽出し、受信データの位相誤差を同補正信号
により補正して検波を行なうCDMA(Code Division
Multiple Access:符号分割多元接続)方式の通信シス
テムにおいて、無線周波帯域の受信信号を復調する無線
周波直交復調器に搬送波を供給する電圧制御発振器と、
前記位相補正信号を出力する平均化部に供給される前段
階位相補正信号から周波数誤差を検出して前記発振器の
周波数を制御するための制御信号を同誤差から生成する
周波数制御部とを備えた検波方式を有する移動端末機
と、複数の当該移動端末機と共に上り回線及び下り回線
を形成する基地局とをもって構成されることを特徴とす
るCDMA方式移動通信システム。 - 【請求項2】前記周波数制御部は、前段階位相補正信号
と同信号の所定の遅延時間前の信号とから周波数誤差に
基づく位相変化分を抽出する回路と、同位相変化分を積
分して結果を前記制御信号として出力する積分回路とで
構成されていることを特徴とする請求項1に記載のCD
MA方式移動通信システム。 - 【請求項3】前記所定の遅延時間は、前記平均化部の平
均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定されている
ことを特徴とする請求項2に記載のCDMA方式移動通
信システム。 - 【請求項4】前記移動端末機は、前記電圧制御発振器か
ら搬送波を供給される無線周波直交変調器(無線周波数
帯域の送信信号を出力する変調器)を備えていることを
特徴とする請求項1〜請求項3のいずれか一に記載のC
DMA方式移動通信システム。 - 【請求項5】前記移動端末機は、拡散比をデータのビッ
トレートに応じて変化して設定し、チップレートが一定
である送信信号を生成するものであることを特徴とする
請求項4に記載のCDMA方式移動通信システム。 - 【請求項6】無線周波数帯域の受信信号を復調する無線
周波直交復調器に搬送波を供給する電圧制御発振器と、
同発振器の周波数を制御するための制御信号を生成する
周波数制御部と、同制御部に供給する入力信号を生成す
る仮判定部とを備え、同仮判定部に供給される入力信号
は、逆拡散後のデータのcos成分とsin成分からなり、仮
判定部は、同成分の符号が1シンボル後に反転している
場合に同成分の符号を個別に反転して出力し、反転がな
い場合には同成分を個別にそのまま出力するものであ
り、周波数制御部は、仮判定部出力の信号と同信号の所
定の遅延時間前の信号とから周波数誤差に基づく位相変
化分を抽出し、同位相変化分の積分結果を前記制御信号
として出力するものである検波方式を有する移動端末機
と、複数の当該移動端末機と共に上り回線及び下り回線
を形成する基地局とをもって構成されることを特徴とす
るCDMA(Code Division Multiple Access:符号分
割多元接続)方式移動通信システム。
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