JPH0983484A - Ｃｄｍａ方式移動通信システム - Google Patents
Ｃｄｍａ方式移動通信システムInfo
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- JPH0983484A JPH0983484A JP23222795A JP23222795A JPH0983484A JP H0983484 A JPH0983484 A JP H0983484A JP 23222795 A JP23222795 A JP 23222795A JP 23222795 A JP23222795 A JP 23222795A JP H0983484 A JPH0983484 A JP H0983484A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
- H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ビット誤りが少ない安定した受信を可能にする
改良されたＣＤＭＡ方式移動通信システムを提供するこ
と。 【構成】無線周波直交復調器に搬送波を供給する回路と
して電圧制御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信
号から周波数誤差を検出して同発振器への制御信号を生
成する周波数制御部を設ける。周波数制御部は、前段階
位相補正信号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから
周波数誤差に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相
変化分を積分して結果を前記制御信号として出力する積
分回路とで実現する。なお、前記所定の遅延時間は、前
段階位相補正信号を入力して位相補正信号を出力する平
均化部の平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定
されていることが望ましい。また、無線周波直交変調器
に与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給すること
が望ましい。
改良されたＣＤＭＡ方式移動通信システムを提供するこ
と。 【構成】無線周波直交復調器に搬送波を供給する回路と
して電圧制御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信
号から周波数誤差を検出して同発振器への制御信号を生
成する周波数制御部を設ける。周波数制御部は、前段階
位相補正信号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから
周波数誤差に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相
変化分を積分して結果を前記制御信号として出力する積
分回路とで実現する。なお、前記所定の遅延時間は、前
段階位相補正信号を入力して位相補正信号を出力する平
均化部の平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定
されていることが望ましい。また、無線周波直交変調器
に与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給すること
が望ましい。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＣＤＭＡ（Code Divis
ion Multiple Access：符号分割多元接続）方式を用い
た移動通信システムに関する。
ion Multiple Access：符号分割多元接続）方式を用い
た移動通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ方式は、スペクトル拡散符号を
用いて複数の通信チャネルを多重化する方式である。各
通信チャネルにそれぞれ異なる拡散符号が割り当てられ
る。送信する信号は、自チャネルの拡散符号で乗算（拡
散）され、他のチャネルの拡散された信号と混合されて
多重化され、伝送される。受信において、多重化信号が
同じ拡散符号で乗算（逆拡散）され、相関がとれた自チ
ャネルの信号のみが取り出される。このとき、他チャネ
ルの信号は、拡散符号が異なるので相関がとれずに雑音
になるだけである。雑音のレベルは、妨害にならないよ
うに低くすることができる。ＣＤＭＡ方式は、周波数利
用を飛躍的に向上させる方式として注目され、一部で実
用に供されている。
用いて複数の通信チャネルを多重化する方式である。各
通信チャネルにそれぞれ異なる拡散符号が割り当てられ
る。送信する信号は、自チャネルの拡散符号で乗算（拡
散）され、他のチャネルの拡散された信号と混合されて
多重化され、伝送される。受信において、多重化信号が
同じ拡散符号で乗算（逆拡散）され、相関がとれた自チ
ャネルの信号のみが取り出される。このとき、他チャネ
ルの信号は、拡散符号が異なるので相関がとれずに雑音
になるだけである。雑音のレベルは、妨害にならないよ
うに低くすることができる。ＣＤＭＡ方式は、周波数利
用を飛躍的に向上させる方式として注目され、一部で実
用に供されている。
【０００３】このような拡散符号を用いてＣＤＭＡ方式
の通信を行なう場合、送信の拡散に先立って何らかの変
調、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keyin
g）変調が行なわれ、受信の際、逆拡散のあと復調が行
なわれる。逆拡散と復調の過程が検波であり、送られた
信号が検波後に復元される。一般的な検波方式として、
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いた同期検波方
式と、遅延検波方式がある。更に最近、パイロット信号
を利用した別の同期検波方式が提案された。
の通信を行なう場合、送信の拡散に先立って何らかの変
調、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keyin
g）変調が行なわれ、受信の際、逆拡散のあと復調が行
なわれる。逆拡散と復調の過程が検波であり、送られた
信号が検波後に復元される。一般的な検波方式として、
ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路を用いた同期検波方
式と、遅延検波方式がある。更に最近、パイロット信号
を利用した別の同期検波方式が提案された。
【０００４】ＣＤＭＡ方式を移動通信システムに適用す
る場合、一般的な同期検波方式においては、移動端末機
が移動しているときに揺らぎの大きいフェージングが発
生するとビット誤り率が劣化する。また、遅延検波方式
においては、移動端末機が静止しているときにも無線伝
送路の回線雑音によってビット誤り率が低下する。パイ
ロット信号利用の同期検波方式は、移動中及び静止時の
いずれにおいてもビット誤り率の劣化を少なくする方式
として提案されたもので、１９９４年電子情報通信学会
秋季大会論文集Ｂ−５無線通信システムＡ、Ｂの第３０
６頁（大越康雄他：ＣＤＭＡ移動通信における同期検波
方式の検討）で開示されている。
る場合、一般的な同期検波方式においては、移動端末機
が移動しているときに揺らぎの大きいフェージングが発
生するとビット誤り率が劣化する。また、遅延検波方式
においては、移動端末機が静止しているときにも無線伝
送路の回線雑音によってビット誤り率が低下する。パイ
ロット信号利用の同期検波方式は、移動中及び静止時の
いずれにおいてもビット誤り率の劣化を少なくする方式
として提案されたもので、１９９４年電子情報通信学会
秋季大会論文集Ｂ−５無線通信システムＡ、Ｂの第３０
６頁（大越康雄他：ＣＤＭＡ移動通信における同期検波
方式の検討）で開示されている。
【０００５】以下に同文献を参照し、これに若干の説明
を付加して、パイロット信号利用方式を用いた従来の移
動通信システムについて下り回線（基地局から移動端末
機への回線）を対象に説明する。図１３は、データ（情
報）を送信する基地局１の変調回路５１と移動端末機２
における検波回路の前半部５２を示したものである。な
お基地局１は、複数の移動端末機２へ送信を行なうが、
同図では、一つの端末機を対象にした構成を代表例とし
て示す。
を付加して、パイロット信号利用方式を用いた従来の移
動通信システムについて下り回線（基地局から移動端末
機への回線）を対象に説明する。図１３は、データ（情
報）を送信する基地局１の変調回路５１と移動端末機２
における検波回路の前半部５２を示したものである。な
お基地局１は、複数の移動端末機２へ送信を行なうが、
同図では、一つの端末機を対象にした構成を代表例とし
て示す。
【０００６】変調回路５１（図１３左半分）において、
データは、まずＱＰＳＫ変調（図示せず）を受け、同相
成分信号Ｉ（In-Phase）と、直交成分信号Ｑ（Quadratu
re）に分けられる。信号Ｉ，Ｑは、それぞれ信号Ｉ用の
拡散符号信号ＰＮ-ID及び信号Ｑ用の拡散符号信号ＰＮ
-QDで拡散（乗算）される。両拡散符号信号は、拡散符
号発生部９１から供給される。拡散符号信号ＰＮ-ID，
ＰＮ-QDのレート（以下チップレートという）によっ
て、信号Ｉ，Ｑのレートは、拡散後に、拡散される前の
レート（以下シンボルレートという）のｋ倍（ｋ：拡散
比）になり、チップレートになる。拡散された信号は、
無線周波直交変調器５４を経て相互に直交する無線周波
数帯域の信号となり、アンテナから送信される。温度補
償型水晶発信器６１は、変調器５４に搬送波ＣBを供給
するためのものである。
データは、まずＱＰＳＫ変調（図示せず）を受け、同相
成分信号Ｉ（In-Phase）と、直交成分信号Ｑ（Quadratu
re）に分けられる。信号Ｉ，Ｑは、それぞれ信号Ｉ用の
拡散符号信号ＰＮ-ID及び信号Ｑ用の拡散符号信号ＰＮ
-QDで拡散（乗算）される。両拡散符号信号は、拡散符
号発生部９１から供給される。拡散符号信号ＰＮ-ID，
ＰＮ-QDのレート（以下チップレートという）によっ
て、信号Ｉ，Ｑのレートは、拡散後に、拡散される前の
レート（以下シンボルレートという）のｋ倍（ｋ：拡散
比）になり、チップレートになる。拡散された信号は、
無線周波直交変調器５４を経て相互に直交する無線周波
数帯域の信号となり、アンテナから送信される。温度補
償型水晶発信器６１は、変調器５４に搬送波ＣBを供給
するためのものである。
【０００７】次に、パイロット信号を説明する。送信の
回路は、図１３の左半分とほぼ同じであるので図示を省
略したが、パイロット信号は、データの場合と同じシン
ボルレートの拡散符号信号ＰＮ-IPからなる信号ＩPと、
拡散符号信号ＰＮ-DPからなる信号ＱPで構成される。両
者は、データの場合と同一の搬送波ＣBによって無線周
波直交変調を受け、相互に直交する信号となってデータ
と同じ無線周波数帯域で送信される。パイロット信号
は、復調のための基準信号となるもので、全チャネルで
共通に用いられる。
回路は、図１３の左半分とほぼ同じであるので図示を省
略したが、パイロット信号は、データの場合と同じシン
ボルレートの拡散符号信号ＰＮ-IPからなる信号ＩPと、
拡散符号信号ＰＮ-DPからなる信号ＱPで構成される。両
者は、データの場合と同一の搬送波ＣBによって無線周
波直交変調を受け、相互に直交する信号となってデータ
と同じ無線周波数帯域で送信される。パイロット信号
は、復調のための基準信号となるもので、全チャネルで
共通に用いられる。
【０００８】移動端末機２の検波回路の前半部５２（図
１３右半分）において、アンテナからの受信信号（デー
タ及びパイロット信号）は、無線周波直交復調器５７を
経たあと、低域瀘波器５６により高調波成分が除去さ
れ、信号Ｉ’，Ｑ’となる。水晶発信器６０は、復調器
５７に搬送波ＣMを供給するものである。信号Ｉ’，
Ｑ’は、拡散された信号Ｉ，Ｑ（自チャネル宛てのほ
か、他チャネル宛の全てを含む）とパイロット信号
ＩP，ＱPからなる。同信号は、フェージングによる位相
誤差と発振器６０の精度に基づく周波数誤差を含んでい
る。
１３右半分）において、アンテナからの受信信号（デー
タ及びパイロット信号）は、無線周波直交復調器５７を
経たあと、低域瀘波器５６により高調波成分が除去さ
れ、信号Ｉ’，Ｑ’となる。水晶発信器６０は、復調器
５７に搬送波ＣMを供給するものである。信号Ｉ’，
Ｑ’は、拡散された信号Ｉ，Ｑ（自チャネル宛てのほ
か、他チャネル宛の全てを含む）とパイロット信号
ＩP，ＱPからなる。同信号は、フェージングによる位相
誤差と発振器６０の精度に基づく周波数誤差を含んでい
る。
【０００９】このような誤差を含むと、信号Ｉ’，Ｑ’
に位相のずれが生じる。互いに直交しているパイロット
信号を直交座標で示した場合、受信したパイロット信号
は、座標上で位相のずれだけ回転する。その様子を図１
４に示した。ずれをφとし、直交復調後の直交座標を座
標軸Ｘ’，Ｙ’で表わすと、受信信号の座標軸Ｘ，Ｙが
φだけ回転してパイロット信号の位置がずれる。その結
果、ずれがない場合の信号ｉがｉ’に、ずれがない場合
の信号ｑがｑ’になる。このような変化は、互いに直交
している信号に相手の信号が混入して起こる。このこと
を数式を使って示すと ｉ’＝ｉcosφ−ｑsinφ ｑ’＝ｑcosφ＋ｉsinφ である。
に位相のずれが生じる。互いに直交しているパイロット
信号を直交座標で示した場合、受信したパイロット信号
は、座標上で位相のずれだけ回転する。その様子を図１
４に示した。ずれをφとし、直交復調後の直交座標を座
標軸Ｘ’，Ｙ’で表わすと、受信信号の座標軸Ｘ，Ｙが
φだけ回転してパイロット信号の位置がずれる。その結
果、ずれがない場合の信号ｉがｉ’に、ずれがない場合
の信号ｑがｑ’になる。このような変化は、互いに直交
している信号に相手の信号が混入して起こる。このこと
を数式を使って示すと ｉ’＝ｉcosφ−ｑsinφ ｑ’＝ｑcosφ＋ｉsinφ である。
【００１０】パイロット信号は、逆拡散後に常に一定に
なる信号であり、通常、ｉ＝１，ｑ＝１である。これが
ｉ’，ｑ’になることから、cosφの値を表わす信号Ｃ
ＯＳφ、sinφ値を表わす信号ＳＩＮφを求めることが
できる。この二者があれば、データの位相回転を補正す
ることができる。データも同じ位相のずれを起こしてい
るので、逆拡散後のデータ信号をこのＣＯＳφ，ＳＩＮ
φを使ってφだけ逆回転させれば、元の信号Ｉ，Ｑが正
しく復元される。このように、信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφ
は、位相補正信号となるものである。
なる信号であり、通常、ｉ＝１，ｑ＝１である。これが
ｉ’，ｑ’になることから、cosφの値を表わす信号Ｃ
ＯＳφ、sinφ値を表わす信号ＳＩＮφを求めることが
できる。この二者があれば、データの位相回転を補正す
ることができる。データも同じ位相のずれを起こしてい
るので、逆拡散後のデータ信号をこのＣＯＳφ，ＳＩＮ
φを使ってφだけ逆回転させれば、元の信号Ｉ，Ｑが正
しく復元される。このように、信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφ
は、位相補正信号となるものである。
【００１１】検波回路の前半部５２の出力の信号Ｉ’，
Ｑ’は、続いて検波回路の後半部において逆拡散と位相
補正を受ける。その回路を図１５に示す。同図左上のパ
イロット信号逆拡散部２１において、信号Ｉ’，Ｑ’
は、両者とも拡散符号発生部２５の拡散符号信号ＰＮ
-IP及び拡散符号信号ＰＮ-DPで逆拡散され、パイロット
信号が抽出される。抽出されたパイロット信号は、続い
て加算、減算されて、チップレートのcosφの信号ＣＯ
Ｓφ1及びsinφの信号ＳＩＮφ1になる。両信号は、ア
キュムレータ４１でシンボルレートに変換されて、それ
ぞれ前段階の位相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2とな
る。同補正信号は、平均化部４３で平均化され、雑音が
軽減された最終段階の位相補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφ
となる。
Ｑ’は、続いて検波回路の後半部において逆拡散と位相
補正を受ける。その回路を図１５に示す。同図左上のパ
イロット信号逆拡散部２１において、信号Ｉ’，Ｑ’
は、両者とも拡散符号発生部２５の拡散符号信号ＰＮ
-IP及び拡散符号信号ＰＮ-DPで逆拡散され、パイロット
信号が抽出される。抽出されたパイロット信号は、続い
て加算、減算されて、チップレートのcosφの信号ＣＯ
Ｓφ1及びsinφの信号ＳＩＮφ1になる。両信号は、ア
キュムレータ４１でシンボルレートに変換されて、それ
ぞれ前段階の位相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2とな
る。同補正信号は、平均化部４３で平均化され、雑音が
軽減された最終段階の位相補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφ
となる。
【００１２】平均化部４３の回路構成の例を図１６に示
す。４３０〜４３３は、信号を１シンボルの期間だけ遅
延させる遅延ゲート（Ｄs）で、この例では連続する３
シンボルの値が加算器２３５,２３６で加算されて平均
化される。これによって雑音が軽減されて位相補正信号
ＣＯＳφ，ＳＩＮφが得られる。なお、平均化部４３の
平均化に要する遅延時間（平均化遅延時間）Ｔは、平均
化に用いるシンボルの数をＮとして Ｔ＝Ｄs×（Ｎ−１）／２ で示される。
す。４３０〜４３３は、信号を１シンボルの期間だけ遅
延させる遅延ゲート（Ｄs）で、この例では連続する３
シンボルの値が加算器２３５,２３６で加算されて平均
化される。これによって雑音が軽減されて位相補正信号
ＣＯＳφ，ＳＩＮφが得られる。なお、平均化部４３の
平均化に要する遅延時間（平均化遅延時間）Ｔは、平均
化に用いるシンボルの数をＮとして Ｔ＝Ｄs×（Ｎ−１）／２ で示される。
【００１３】次に、データについては、図１５の左下の
データ逆拡散部４２において、信号Ｉ’，Ｑ’が共にＩ
信号用の拡散符号信号ＰＮ-ID、Ｑ信号用の拡散符号信
号ＰＮ-IDで逆拡散され、四つの信号が抽出される。チ
ップレートの四信号は、次にアキュムレータ４４でシン
ボルレートに変換され、信号Ｄ1〜Ｄ4になる。続いて信
号Ｄ1〜Ｄ4は、図１７に示したデータ遅延部４８で各々
平均化部４３の平均遅延時間Ｔだけ遅延され、信号
Ｄ1’〜Ｄ4’となる。なお、データ遅延部４８を各信号
毎に遅延時間が１シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）
の従属接続で構成する場合、その接続段数Ｍは Ｍ＝（Ｎ−１）／２ になる。上記例では、Ｎ＝３であるからＭ＝１であり、
データ遅延部４８の遅延ゲート４８０〜４８３は、各々
１シンボル遅延ゲート(Ｄs）１段で構成される。
データ逆拡散部４２において、信号Ｉ’，Ｑ’が共にＩ
信号用の拡散符号信号ＰＮ-ID、Ｑ信号用の拡散符号信
号ＰＮ-IDで逆拡散され、四つの信号が抽出される。チ
ップレートの四信号は、次にアキュムレータ４４でシン
ボルレートに変換され、信号Ｄ1〜Ｄ4になる。続いて信
号Ｄ1〜Ｄ4は、図１７に示したデータ遅延部４８で各々
平均化部４３の平均遅延時間Ｔだけ遅延され、信号
Ｄ1’〜Ｄ4’となる。なお、データ遅延部４８を各信号
毎に遅延時間が１シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）
の従属接続で構成する場合、その接続段数Ｍは Ｍ＝（Ｎ−１）／２ になる。上記例では、Ｎ＝３であるからＭ＝１であり、
データ遅延部４８の遅延ゲート４８０〜４８３は、各々
１シンボル遅延ゲート(Ｄs）１段で構成される。
【００１４】信号Ｄ1’〜Ｄ4’は、位相補正部４９に供
給され、補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφによって位相回転
が補正される。位相補正部４９の回路構成の例を図１８
に示す。同部は、信号Ｄ1’，Ｄ4’を補正信号ＣＯＳφ
で，信号Ｄ2’，Ｄ3’を補正信号ＳＩＮφで乗算し、更
に加算、減算することにより受信データの直交軸を−φ
だけ位相回転させる。これによって補正が行なわれる
（図１４において、φを零にする）。このようにして、
元の信号Ｉ，Ｑが復元され、ＱＰＳＫ復調（図示せず）
を経てデータが復元される。
給され、補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮφによって位相回転
が補正される。位相補正部４９の回路構成の例を図１８
に示す。同部は、信号Ｄ1’，Ｄ4’を補正信号ＣＯＳφ
で，信号Ｄ2’，Ｄ3’を補正信号ＳＩＮφで乗算し、更
に加算、減算することにより受信データの直交軸を−φ
だけ位相回転させる。これによって補正が行なわれる
（図１４において、φを零にする）。このようにして、
元の信号Ｉ，Ｑが復元され、ＱＰＳＫ復調（図示せず）
を経てデータが復元される。
【００１５】しかし、従来の検波回路においては、復元
された信号Ｉ，Ｑに対して水晶発信器６０（図１３右側
参照）の周波数精度の影響が避けられないという問題点
があった。移動端末機で使用する発信器６０は、同端末
機が主に一般利用者用であるために実用上ある程度周波
数誤差を含んだものとせざるを得ない。周波数誤差を含
んだままのデータ復調において、平均遅延時間Ｔに亘っ
て位相が一定であると見なされないほど周波数誤差があ
る場合は、正しい補正信号を得ることができなくなり、
検波後のデータのビット誤り率が劣化する。一方、それ
を避けて平均遅延時間Ｔを短くすると、周波数誤差の影
響は減少するが回線雑音の影響を受けやすくなるという
問題点が生じる。
された信号Ｉ，Ｑに対して水晶発信器６０（図１３右側
参照）の周波数精度の影響が避けられないという問題点
があった。移動端末機で使用する発信器６０は、同端末
機が主に一般利用者用であるために実用上ある程度周波
数誤差を含んだものとせざるを得ない。周波数誤差を含
んだままのデータ復調において、平均遅延時間Ｔに亘っ
て位相が一定であると見なされないほど周波数誤差があ
る場合は、正しい補正信号を得ることができなくなり、
検波後のデータのビット誤り率が劣化する。一方、それ
を避けて平均遅延時間Ｔを短くすると、周波数誤差の影
響は減少するが回線雑音の影響を受けやすくなるという
問題点が生じる。
【００１６】次に、上り回線（移動端末機から基地局へ
の回線）において、前記した水晶発振器６０出力の搬送
波ＣMは、移動端末機の変調回路における無線周波直交
変調用と併用して用いられる場合が多い。その場合に、
移動端末機が送信し基地局で受信する信号に、フェージ
ング等による位相誤差のほか、同発振器による周波数誤
差が含まれることになる。そのため、基地局の検波で周
波数誤差に基づくビット誤り率の劣化が避けられない問
題があった。
の回線）において、前記した水晶発振器６０出力の搬送
波ＣMは、移動端末機の変調回路における無線周波直交
変調用と併用して用いられる場合が多い。その場合に、
移動端末機が送信し基地局で受信する信号に、フェージ
ング等による位相誤差のほか、同発振器による周波数誤
差が含まれることになる。そのため、基地局の検波で周
波数誤差に基づくビット誤り率の劣化が避けられない問
題があった。
【００１７】更に、そのような問題点があるために、標
準よりもビットレートの低いデータを送信する場合、従
来は、米国のディジタル無線通信の標準規格ＩＳ(Inter
im Standard)−９５にみられるように、拡散比を変更せ
ずにデータをバースト的に伝送する方法が採用されてい
た。同方法において、標準のビットレートの１／ｒのビ
ットレートのデータを送る場合、データは時間的に１／
ｒに圧縮される。圧縮された信号は、一定の期間毎に区
切られてバースト信号になり、バースト信号がが間歇的
に送られる。
準よりもビットレートの低いデータを送信する場合、従
来は、米国のディジタル無線通信の標準規格ＩＳ(Inter
im Standard)−９５にみられるように、拡散比を変更せ
ずにデータをバースト的に伝送する方法が採用されてい
た。同方法において、標準のビットレートの１／ｒのビ
ットレートのデータを送る場合、データは時間的に１／
ｒに圧縮される。圧縮された信号は、一定の期間毎に区
切られてバースト信号になり、バースト信号がが間歇的
に送られる。
【００１８】その例を図１９に示した。同図において、
横軸が時間、縦軸が送信電力を表わし、１４０は、標準
のビットレートのデータの無線信号波形、１４１，１４
２，１４３は、それぞれビットレートがその１／２，１
／４，１／８のデータの無線信号波形である。バースト
信号の配列数がビットレートに応じて変化している。そ
して、どのバースト信号もそのビットレートは前記時間
圧縮により標準のビットレートで一定になっている。従
って、どのバースト信号もシンボルレートは一定であ
り、その結果、拡散比は変更されない。
横軸が時間、縦軸が送信電力を表わし、１４０は、標準
のビットレートのデータの無線信号波形、１４１，１４
２，１４３は、それぞれビットレートがその１／２，１
／４，１／８のデータの無線信号波形である。バースト
信号の配列数がビットレートに応じて変化している。そ
して、どのバースト信号もそのビットレートは前記時間
圧縮により標準のビットレートで一定になっている。従
って、どのバースト信号もシンボルレートは一定であ
り、その結果、拡散比は変更されない。
【００１９】このようにするのは、次の理由による。も
し、圧縮が行なわれないと、１シンボルの期間はデータ
レートが低くなるに従って長くなる。一方、復調の平均
化部４３（図１５参照）で用いるシンボル数Ｎは、雑音
低減の観点から、ビットレートの高、低に拘らず概ね同
一数である。従って平均化遅延時間Ｔは、データレート
が低くなるに従って長くなる。遅延時間Ｔが長くなる
と、上述したように周波数誤差によるビット誤り率が劣
化し、低ビットレートほどその度合いが高まる。このよ
うな不都合を避けるために、前記したシンボルレートを
一定にする方法の採用が必須となる。そのために移動端
末機の回路が複雑になり、回路の簡略化が特に要請され
る移動端末機にとって問題が大きい。
し、圧縮が行なわれないと、１シンボルの期間はデータ
レートが低くなるに従って長くなる。一方、復調の平均
化部４３（図１５参照）で用いるシンボル数Ｎは、雑音
低減の観点から、ビットレートの高、低に拘らず概ね同
一数である。従って平均化遅延時間Ｔは、データレート
が低くなるに従って長くなる。遅延時間Ｔが長くなる
と、上述したように周波数誤差によるビット誤り率が劣
化し、低ビットレートほどその度合いが高まる。このよ
うな不都合を避けるために、前記したシンボルレートを
一定にする方法の採用が必須となる。そのために移動端
末機の回路が複雑になり、回路の簡略化が特に要請され
る移動端末機にとって問題が大きい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術の前記問題点を解決し、ビット誤りが少ない安定し
た受信を可能にする改良されたＣＤＭＡ方式移動通信シ
ステムを提供することにある。
技術の前記問題点を解決し、ビット誤りが少ない安定し
た受信を可能にする改良されたＣＤＭＡ方式移動通信シ
ステムを提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の前記課題は、無
線周波直交復調器に搬送波を供給する回路として電圧制
御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信号から周波
数誤差を検出して同発振器への制御信号を同誤差から生
成する周波数制御部を設けることによって効果的に解決
することができる。周波数制御部は、前段階位相補正信
号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから周波数誤差
に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相変化分を積
分して結果を前記制御信号として出力する積分回路とで
実現することができる。
線周波直交復調器に搬送波を供給する回路として電圧制
御発振器を採用し、かつ、前段階位相補正信号から周波
数誤差を検出して同発振器への制御信号を同誤差から生
成する周波数制御部を設けることによって効果的に解決
することができる。周波数制御部は、前段階位相補正信
号と同信号の所定の遅延時間前の信号とから周波数誤差
に基づく位相変化分を抽出する回路と同位相変化分を積
分して結果を前記制御信号として出力する積分回路とで
実現することができる。
【００２２】前記電圧制御発振器と周波数制御部の動作
により、位相変化分を零に近づける制御ループが検波回
路の中に形成されるので、周波数誤差が抑圧される。発
振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化され、
周波数誤差による位相のずれが著しく低減されるので、
ビット誤りが少ない安定した検波方式を実現することが
できる。
により、位相変化分を零に近づける制御ループが検波回
路の中に形成されるので、周波数誤差が抑圧される。発
振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化され、
周波数誤差による位相のずれが著しく低減されるので、
ビット誤りが少ない安定した検波方式を実現することが
できる。
【００２３】なお、前記所定の遅延時間は、前段階位相
補正信号を入力して位相補正信号を出力する平均化部の
平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定されてい
ることが望ましい。
補正信号を入力して位相補正信号を出力する平均化部の
平均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定されてい
ることが望ましい。
【００２４】また、移動端末機の無線周波直交変調器に
与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給することが
望ましい。基地局に送られる無線信号の周波数が高精度
化されるので、基地局においてビット誤りが少ない安定
したパイロット信号利用同期検波を実現することができ
る。更に、移動端末機がビットレートの低いデータを送
信する場合に、拡散符号のチップレートを一定にし、デ
ータを時間的に圧縮することなく拡散比を変えて送信す
ることが可能となる。このようなデータの伝送は、回路
構成を変更することなく回路定数をデータのシンボルレ
ートに応じて変更することによって容易に実現すること
ができる。
与える搬送波を前記電圧制御発振器から供給することが
望ましい。基地局に送られる無線信号の周波数が高精度
化されるので、基地局においてビット誤りが少ない安定
したパイロット信号利用同期検波を実現することができ
る。更に、移動端末機がビットレートの低いデータを送
信する場合に、拡散符号のチップレートを一定にし、デ
ータを時間的に圧縮することなく拡散比を変えて送信す
ることが可能となる。このようなデータの伝送は、回路
構成を変更することなく回路定数をデータのシンボルレ
ートに応じて変更することによって容易に実現すること
ができる。
【００２５】
【実施例】以下、本発明に係るＣＤＭＡ方式移動通信シ
ステム及び検波方式を図面に示した幾つかの実施例を参
照して更に詳細に説明する。なお、図１〜図１２及び先
に示した図１３〜図１８における同一の記号は、同一物
又は類似物を表示するものとする。
ステム及び検波方式を図面に示した幾つかの実施例を参
照して更に詳細に説明する。なお、図１〜図１２及び先
に示した図１３〜図１８における同一の記号は、同一物
又は類似物を表示するものとする。
【００２６】＜実施例１＞本発明に係るＣＤＭＡ方式移
動通信システムの全体構成を図１に示す。基地局は、複
数の移動端末機へ送信を行なうものであるが、同図で
は、一つの移動端末機を対象にした構成を示した。図１
の左半分において、１は基地局、５１は変調回路、９１
は拡散符号発生部、５４は無線周波直交変調器、６１は
温度補償型水晶発信器、５８は、無線送信信号と無線受
信信号を分離するサーキュレータ、１２は検波回路の前
半部、６２は無線周波直交復調器、６４は低域瀘波器、
Ｉ，Ｑは、送信するデータのそれぞれ同相成分信号及び
直交成分信号、ＰＮ-ID，ＰＮ- QDは、発生部９１出力の
それぞれ信号Ｉ用の拡散符号信号及び信号Ｑ用の拡散符
号信号、Ｉ1'，Ｑ1’は、検波回路前半部１２出力の拡
散を受けているそれぞれ同相成分信号及び逆相成分信
号、ＣBは発振器６１出力の搬送波を示し、５５は無線
伝送路を示す。
動通信システムの全体構成を図１に示す。基地局は、複
数の移動端末機へ送信を行なうものであるが、同図で
は、一つの移動端末機を対象にした構成を示した。図１
の左半分において、１は基地局、５１は変調回路、９１
は拡散符号発生部、５４は無線周波直交変調器、６１は
温度補償型水晶発信器、５８は、無線送信信号と無線受
信信号を分離するサーキュレータ、１２は検波回路の前
半部、６２は無線周波直交復調器、６４は低域瀘波器、
Ｉ，Ｑは、送信するデータのそれぞれ同相成分信号及び
直交成分信号、ＰＮ-ID，ＰＮ- QDは、発生部９１出力の
それぞれ信号Ｉ用の拡散符号信号及び信号Ｑ用の拡散符
号信号、Ｉ1'，Ｑ1’は、検波回路前半部１２出力の拡
散を受けているそれぞれ同相成分信号及び逆相成分信
号、ＣBは発振器６１出力の搬送波を示し、５５は無線
伝送路を示す。
【００２７】更に、同図の右半分において、２は移動端
末機、５２は検波回路の前半部、５９は、無線受信信号
と無線送信信号を分離するサーキュレタ、５７は無線周
波直交復調器、５６は低域瀘波器、６３は電圧制御発振
器、ＣMは発振器６３出力の搬送波、AFCは、発振器６３
の周波数を制御するための制御信号、７０は、制御信号
AFCを生成する周波数制御部、ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ
2は、後述する前段階の位相補正信号、Ｉ’，Ｑ’は、
検波回路前半部５２出力の拡散を受けているそれぞれ同
相成分信号及び逆相成分信号、１１は変調回路、２５は
拡散符号発生部、６６は無線周波直交変調器、Ｉ1，Ｑ1
は、移動端末機が基地局へ送信するデータのそれぞれ同
相成分信号及び直交成分信号、ＰＮ-ID，ＰＮ-QDは、発
生部２５出力のそれぞれ信号Ｉ1用の拡散符号信号及び
信号Ｑ1用の拡散符号信号を示す。
末機、５２は検波回路の前半部、５９は、無線受信信号
と無線送信信号を分離するサーキュレタ、５７は無線周
波直交復調器、５６は低域瀘波器、６３は電圧制御発振
器、ＣMは発振器６３出力の搬送波、AFCは、発振器６３
の周波数を制御するための制御信号、７０は、制御信号
AFCを生成する周波数制御部、ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ
2は、後述する前段階の位相補正信号、Ｉ’，Ｑ’は、
検波回路前半部５２出力の拡散を受けているそれぞれ同
相成分信号及び逆相成分信号、１１は変調回路、２５は
拡散符号発生部、６６は無線周波直交変調器、Ｉ1，Ｑ1
は、移動端末機が基地局へ送信するデータのそれぞれ同
相成分信号及び直交成分信号、ＰＮ-ID，ＰＮ-QDは、発
生部２５出力のそれぞれ信号Ｉ1用の拡散符号信号及び
信号Ｑ1用の拡散符号信号を示す。
【００２８】はじめに、基地局１がデータ及びパイロッ
ト信号を移動端末機２に送信して下り回線を形成する場
合を説明する。変調回路５１は、図１３に示した従来回
路とほぼ同じ構成である。送信するデータは、ＱＰＳＫ
変調器（図示せず）を経て信号Ｉ，Ｑとなる。同信号
は、拡散符号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散を受ける。拡
散された信号は、無線周波直交変調器５４を経て相互に
直交する無線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ
５８を経てアンテナから送信される。変調器５４に温度
補償型水晶発信器６１から搬送波ＣBが供給される。
ト信号を移動端末機２に送信して下り回線を形成する場
合を説明する。変調回路５１は、図１３に示した従来回
路とほぼ同じ構成である。送信するデータは、ＱＰＳＫ
変調器（図示せず）を経て信号Ｉ，Ｑとなる。同信号
は、拡散符号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散を受ける。拡
散された信号は、無線周波直交変調器５４を経て相互に
直交する無線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ
５８を経てアンテナから送信される。変調器５４に温度
補償型水晶発信器６１から搬送波ＣBが供給される。
【００２９】また、図示を省略したが、パイロット信号
は、データの場合と同じシンボルレートの拡散符号信号
ＰＮ-IPからなる信号ＩPと、拡散符号信号ＰＮ-DPから
なる信号ＱPで構成される。両者は、データの場合と同
じ搬送波ＣBによって無線周波直交変調を受け、相互に
直交する信号となってデータと同じ無線周波数帯域で送
信される。
は、データの場合と同じシンボルレートの拡散符号信号
ＰＮ-IPからなる信号ＩPと、拡散符号信号ＰＮ-DPから
なる信号ＱPで構成される。両者は、データの場合と同
じ搬送波ＣBによって無線周波直交変調を受け、相互に
直交する信号となってデータと同じ無線周波数帯域で送
信される。
【００３０】図２に基地局１が送信する無線周波数帯域
の信号を示す。同図において、９２は、パイロット信号
の無線周波数帯域信号、９３は、データの無線周波数帯
域信号を示す。信号９３の移動端末機５２向けにデータ
２を付し、その他の移動局向けの信号をデータ１，ｐで
示した。データ１，ｐの信号は、それぞれ別の拡散符号
信号で拡散される。
の信号を示す。同図において、９２は、パイロット信号
の無線周波数帯域信号、９３は、データの無線周波数帯
域信号を示す。信号９３の移動端末機５２向けにデータ
２を付し、その他の移動局向けの信号をデータ１，ｐで
示した。データ１，ｐの信号は、それぞれ別の拡散符号
信号で拡散される。
【００３１】このようにして、データおよびパイロット
信号が同一の無線周波数帯域で送信され、移動端末機２
で受信される（図１の右半分参照）。受信信号は、サー
キュレータ５９を経て無線周波直交復調器５７に供給さ
れる。復調器５７の出力信号は、低域瀘波器５６により
高調波成分が除去され、信号Ｉ’，Ｑ’となる。復調器
５７に与える搬送波ＣMを供給する回路として電圧制御
発振器６３を用いた。
信号が同一の無線周波数帯域で送信され、移動端末機２
で受信される（図１の右半分参照）。受信信号は、サー
キュレータ５９を経て無線周波直交復調器５７に供給さ
れる。復調器５７の出力信号は、低域瀘波器５６により
高調波成分が除去され、信号Ｉ’，Ｑ’となる。復調器
５７に与える搬送波ＣMを供給する回路として電圧制御
発振器６３を用いた。
【００３２】信号Ｉ’，Ｑ’は、検波回路後半部で逆拡
散と位相補正を受け、元の信号Ｉ，Ｑが復元される。検
波回路後半部を図３に示した。アキュムレータ４１の出
力端子に周波数制御部７０の入力端子が接続され、前段
階位相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2が制御部７０に供
給される。図３のこの接続以外は、図１５に示した従来
回路と同一である。従来回路と同一の部分は、説明を省
略する。
散と位相補正を受け、元の信号Ｉ，Ｑが復元される。検
波回路後半部を図３に示した。アキュムレータ４１の出
力端子に周波数制御部７０の入力端子が接続され、前段
階位相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2が制御部７０に供
給される。図３のこの接続以外は、図１５に示した従来
回路と同一である。従来回路と同一の部分は、説明を省
略する。
【００３３】発振器６３（図１の右半分参照）は、発振
周波数を決定する素子に可変容量ダイオードを用いる一
般的な回路で構成した（図示せず）。同ダイオードに制
御信号AFCが供給されてその容量値が変わり、発振周波
数が制御される。
周波数を決定する素子に可変容量ダイオードを用いる一
般的な回路で構成した（図示せず）。同ダイオードに制
御信号AFCが供給されてその容量値が変わり、発振周波
数が制御される。
【００３４】制御信号AFCを出力する周波数制御部７０
は、発振器６３の周波数誤差によって、位相ずれφが１
シンボルの期間前後の位相変化分としてΔφだけずれる
のを検出し、そのsin成分を積分器に供給し、積分器か
ら制御信号を出力するものである。図４にその回路構成
を示す。図４において、７０１，７０２は、遅延量が１
シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）、７０５，７０６
は乗算器、７０７は減算器、７０８は逓倍器、７０９は
積分器を示す。
は、発振器６３の周波数誤差によって、位相ずれφが１
シンボルの期間前後の位相変化分としてΔφだけずれる
のを検出し、そのsin成分を積分器に供給し、積分器か
ら制御信号を出力するものである。図４にその回路構成
を示す。図４において、７０１，７０２は、遅延量が１
シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）、７０５，７０６
は乗算器、７０７は減算器、７０８は逓倍器、７０９は
積分器を示す。
【００３５】信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2がそれぞれ遅延
ゲート７００，７０１で遅延され、１シンボル遅延した
信号ＣＯＳ（φ＋Δφ）2と信号ＳＩＮφ2が乗算器７０
６により乗算される。また、１シンボル遅延したＳＩＮ
（φ＋Δφ）2と信号ＣＯＳφ2が乗算器７０５により乗
算される。減算器７０７により乗算結果の後者から前者
が減算されて、誤差sinΔφを表わす信号ＳＩＮΔφが
得られる。なお、Δφ≪π／４のときに、sinΔφはほ
ぼΔφと等しくなる。信号ＳＩＮΔφは、逓倍器７０８
で所定のループゲインが得られるように逓倍され、積分
器７０９で積分されて制御信号AFCになる。
ゲート７００，７０１で遅延され、１シンボル遅延した
信号ＣＯＳ（φ＋Δφ）2と信号ＳＩＮφ2が乗算器７０
６により乗算される。また、１シンボル遅延したＳＩＮ
（φ＋Δφ）2と信号ＣＯＳφ2が乗算器７０５により乗
算される。減算器７０７により乗算結果の後者から前者
が減算されて、誤差sinΔφを表わす信号ＳＩＮΔφが
得られる。なお、Δφ≪π／４のときに、sinΔφはほ
ぼΔφと等しくなる。信号ＳＩＮΔφは、逓倍器７０８
で所定のループゲインが得られるように逓倍され、積分
器７０９で積分されて制御信号AFCになる。
【００３６】図１に示した制御部７０、発振器６３、無
線周波直交復調器５７及び図３に示した逆拡散部２１と
アキュムレータ４１は、一巡する制御ループを形成し、
積分器７０９が信号ＳＩＮΔφを積分して、同信号が零
に近づくように動作する。従って、周波数誤差が抑圧さ
れ、発振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化
される。
線周波直交復調器５７及び図３に示した逆拡散部２１と
アキュムレータ４１は、一巡する制御ループを形成し、
積分器７０９が信号ＳＩＮΔφを積分して、同信号が零
に近づくように動作する。従って、周波数誤差が抑圧さ
れ、発振器の周波数が基地局の発振器と同等に高精度化
される。
【００３７】なお、位相変化分Δφは、フェージングに
よる位相誤差によっても発生する。しかし、フェージン
グによる変化は、周波数誤差によるものに比べて一般に
極めて遅く従って極めて僅かで、１シンボルの期間前後
では、Δφは周波数誤差によってのみ生じるとして差し
支えない。
よる位相誤差によっても発生する。しかし、フェージン
グによる変化は、周波数誤差によるものに比べて一般に
極めて遅く従って極めて僅かで、１シンボルの期間前後
では、Δφは周波数誤差によってのみ生じるとして差し
支えない。
【００３８】ここでは制御部７０の処理を１シンボルの
期間で行なう例を説明したが、周波数誤差が同期間の範
囲では非常に小さい場合は、連続した複数シンボルの期
間の範囲を使った処理が適用可能である。この場合の期
間は、平均化部４３（図１６参照）における平均化遅延
時間Ｔを越えないようにする必要がある。
期間で行なう例を説明したが、周波数誤差が同期間の範
囲では非常に小さい場合は、連続した複数シンボルの期
間の範囲を使った処理が適用可能である。この場合の期
間は、平均化部４３（図１６参照）における平均化遅延
時間Ｔを越えないようにする必要がある。
【００３９】また逆に、周波数誤差が１シンボルの期間
の範囲で大きくなる場合は、シンボルレートよりも速い
処理が必要となる。図５にシンボルレートより速い処理
を実行する周波数制御部７０の例を示す。図５におい
て、７１０，７１１は符号抽出部、７１２，７１３は、
遅延時間が１シンボルの期間よりも短い遅延ゲート、７
１４，７１５は排他的論理和ゲート、７１８は差動積分
器を示す。符号抽出部７１０，７１１は、それぞれ信号
ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2のプラスか、マイナスかの符号
（サイン）を抽出する。同符号は、ずれφによって図１
４に示したパイロット信号が座標の象限を移動するのを
示すものとなる。例えばφが１８０度から２７０度の範
囲になると受信点は第３象限に移り、信号ＣＯＳφ2，
ＳＩＮφ2はマイナスになる。符号抽出部７１０，７１
１は、同信号がプラスなら周波数誤差が無"０”、マイ
ナスなら周波数誤差が有り"１”と判断して、その"０”
及び"１”をそれぞれ符号信号cos-flag，sin-flagとし
て出力する。
の範囲で大きくなる場合は、シンボルレートよりも速い
処理が必要となる。図５にシンボルレートより速い処理
を実行する周波数制御部７０の例を示す。図５におい
て、７１０，７１１は符号抽出部、７１２，７１３は、
遅延時間が１シンボルの期間よりも短い遅延ゲート、７
１４，７１５は排他的論理和ゲート、７１８は差動積分
器を示す。符号抽出部７１０，７１１は、それぞれ信号
ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2のプラスか、マイナスかの符号
（サイン）を抽出する。同符号は、ずれφによって図１
４に示したパイロット信号が座標の象限を移動するのを
示すものとなる。例えばφが１８０度から２７０度の範
囲になると受信点は第３象限に移り、信号ＣＯＳφ2，
ＳＩＮφ2はマイナスになる。符号抽出部７１０，７１
１は、同信号がプラスなら周波数誤差が無"０”、マイ
ナスなら周波数誤差が有り"１”と判断して、その"０”
及び"１”をそれぞれ符号信号cos-flag，sin-flagとし
て出力する。
【００４０】次に、符号信号cos-flagと遅延ゲート７１
３を通った符号信号sin-flagをゲート７１４に供給し、
符号信号sin-flagと遅延ゲート７１２を通った符号信号
cos-flagをゲート７１５に供給する。ゲート７１４，７
１５の出力信号を差動積分器７１８に供給する。積分器
７１８は、ゲート７１４の出力が"１”のときに発振器
６３の周波数を上げるように制御する電圧を、ゲート７
１５の出力が"１”のときに基準周波数を下げるように
制御する電圧を制御信号AFCとして出力する。この例の
ように、シンボルレートよりも速い処理が必要な場合
に、演算に時間がかかる乗算器を使用しない高速の周波
数制御部を実現することが可能になる。
３を通った符号信号sin-flagをゲート７１４に供給し、
符号信号sin-flagと遅延ゲート７１２を通った符号信号
cos-flagをゲート７１５に供給する。ゲート７１４，７
１５の出力信号を差動積分器７１８に供給する。積分器
７１８は、ゲート７１４の出力が"１”のときに発振器
６３の周波数を上げるように制御する電圧を、ゲート７
１５の出力が"１”のときに基準周波数を下げるように
制御する電圧を制御信号AFCとして出力する。この例の
ように、シンボルレートよりも速い処理が必要な場合
に、演算に時間がかかる乗算器を使用しない高速の周波
数制御部を実現することが可能になる。
【００４１】以上の電圧制御発振器６３、二種の周波数
制御部７０は、いずれも一般的な半導体集積化回路で構
成することが可能であり、主に一般利用者用である移動
端末機への使用に好適である。
制御部７０は、いずれも一般的な半導体集積化回路で構
成することが可能であり、主に一般利用者用である移動
端末機への使用に好適である。
【００４２】次に、図１に戻り、移動端末機２がデータ
及びパイロット信号を基地局１に送信して上り回線を形
成する場合を説明する。送信するデータは、ＱＰＳＫ変
調（図示せず）を経て信号Ｉ1，Ｑ1となる（図１右下参
照）。同信号は、それぞれ拡散符号発生部２５の拡散符
号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散を受ける。拡散された信
号は、無線周波直交変調器６６を経て相互に直交する無
線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ５９を経て
アンテナから送信される。変調器６６に電圧制御発信器
６１から搬送波ＣMを供給した。
及びパイロット信号を基地局１に送信して上り回線を形
成する場合を説明する。送信するデータは、ＱＰＳＫ変
調（図示せず）を経て信号Ｉ1，Ｑ1となる（図１右下参
照）。同信号は、それぞれ拡散符号発生部２５の拡散符
号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散を受ける。拡散された信
号は、無線周波直交変調器６６を経て相互に直交する無
線周波数帯域の信号となり、サーキュレータ５９を経て
アンテナから送信される。変調器６６に電圧制御発信器
６１から搬送波ＣMを供給した。
【００４３】また、パイロット信号の送信については、
同信号をデータと時分割で多重化する方法を採用した。
本方法では、信号Ｉ1，Ｑ1がデータとパイロット信号が
多重化された信号となり、データ及びパイロット信号が
共に拡散符号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散される。図６
にそのよう多重化信号の無線周波数帯域信号を示した。
９４はパイロット信号の部分、９５はデータの部分であ
る。
同信号をデータと時分割で多重化する方法を採用した。
本方法では、信号Ｉ1，Ｑ1がデータとパイロット信号が
多重化された信号となり、データ及びパイロット信号が
共に拡散符号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDで拡散される。図６
にそのよう多重化信号の無線周波数帯域信号を示した。
９４はパイロット信号の部分、９５はデータの部分であ
る。
【００４４】基地局１のアンテナで受信された信号は、
検波回路前半部５１（図１左下）において、サーキュレ
ータ５８を経て無線周波直交復調器６２に供給される。
復調器６２の出力信号は、低域瀘波器６４により高調波
成分が除去され信号Ｉ1’，Ｑ1’となる。復調器６２に
発振器６１から搬送波ＣBを供給した。信号Ｉ1’，
Ｑ1’は、次に説明する検波回路の後半部において逆拡
散と位相補正を受けて信号Ｉ1，Ｑ1に復元される。
検波回路前半部５１（図１左下）において、サーキュレ
ータ５８を経て無線周波直交復調器６２に供給される。
復調器６２の出力信号は、低域瀘波器６４により高調波
成分が除去され信号Ｉ1’，Ｑ1’となる。復調器６２に
発振器６１から搬送波ＣBを供給した。信号Ｉ1’，
Ｑ1’は、次に説明する検波回路の後半部において逆拡
散と位相補正を受けて信号Ｉ1，Ｑ1に復元される。
【００４５】図７に基地局１の検波回路後半部を示す。
図７において、８０は、受信信号逆拡散部、９１は拡散
符号発生部、８２はアキュムレータ、８３は、前段階位
相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2を抽出する位相補正信
号抽出部、８４は、抽出部８３の信号ＣＯＳφ2，ＳＩ
Ｎφ2を受けて位相補正信号ＣＯＳφ、ＳＩＮφを出力
する平均化部、８５は、シンボルレートに変換された信
号からデータ部分の信号を抽出するデータ抽出部、１０
３は抽出されたデータを平均化部８４の平均化遅延時間
だけ遅延させるデータ遅延部、８８は、遅延部１０３出
力のデータの位相回転を行ない、信号Ｉ1，Ｑ1を出力す
る位相補正部を示す。
図７において、８０は、受信信号逆拡散部、９１は拡散
符号発生部、８２はアキュムレータ、８３は、前段階位
相補正信号ＣＯＳφ2，ＳＩＮφ2を抽出する位相補正信
号抽出部、８４は、抽出部８３の信号ＣＯＳφ2，ＳＩ
Ｎφ2を受けて位相補正信号ＣＯＳφ、ＳＩＮφを出力
する平均化部、８５は、シンボルレートに変換された信
号からデータ部分の信号を抽出するデータ抽出部、１０
３は抽出されたデータを平均化部８４の平均化遅延時間
だけ遅延させるデータ遅延部、８８は、遅延部１０３出
力のデータの位相回転を行ない、信号Ｉ1，Ｑ1を出力す
る位相補正部を示す。
【００４６】受信信号逆拡散部８０は、受信信号
Ｉ1’，Ｑ1’の各々を拡散符号発生部９１出力の拡散符
号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDの双方で逆拡散する。得られた
チップレートの四信号は、アキュムレータ８２でシンボ
ルレートに変換され、信号Ａ1〜信号Ａ4となる。信号Ａ
1に信号Ａ4を加算した信号（パイロット信号のcos成分
が含まれる）及び信号Ａ3に信号Ａ2を減算した信号（パ
イロット信号のsin成分が含まれる）が位相補正信号抽
出部８３に供給される。抽出部８３は、時分割多重化さ
れている同信号からパイロット信号部分のみの信号を抽
出し、前段階の位相補正信号ＣＯＳφ2、ＳＩＮφ2を出
力する。平均化部８４は、同信号の複数シンボルを平均
化し、データの位相回転に用いる位相補正信号ＣＯＳ
φ，ＳＩＮφを出力する。
Ｉ1’，Ｑ1’の各々を拡散符号発生部９１出力の拡散符
号信号ＰＮ-ID，ＰＮ-QDの双方で逆拡散する。得られた
チップレートの四信号は、アキュムレータ８２でシンボ
ルレートに変換され、信号Ａ1〜信号Ａ4となる。信号Ａ
1に信号Ａ4を加算した信号（パイロット信号のcos成分
が含まれる）及び信号Ａ3に信号Ａ2を減算した信号（パ
イロット信号のsin成分が含まれる）が位相補正信号抽
出部８３に供給される。抽出部８３は、時分割多重化さ
れている同信号からパイロット信号部分のみの信号を抽
出し、前段階の位相補正信号ＣＯＳφ2、ＳＩＮφ2を出
力する。平均化部８４は、同信号の複数シンボルを平均
化し、データの位相回転に用いる位相補正信号ＣＯＳ
φ，ＳＩＮφを出力する。
【００４７】前記信号Ａ1〜Ａ4は、更にデータ抽出部８
５に送られる。抽出部８５は、時分割多重化されている
同信号からデータ部分のみの信号を抽出する。得られた
四信号からなるデータは、データ遅延部１０３に送られ
る。遅延部１０３は、供給された四信号の各々を遅延さ
せ、データＤ1’〜Ｄ4’を出力する。位相補正部８８の
回路構成は、図１７に示したものと同一である。
５に送られる。抽出部８５は、時分割多重化されている
同信号からデータ部分のみの信号を抽出する。得られた
四信号からなるデータは、データ遅延部１０３に送られ
る。遅延部１０３は、供給された四信号の各々を遅延さ
せ、データＤ1’〜Ｄ4’を出力する。位相補正部８８の
回路構成は、図１７に示したものと同一である。
【００４８】本実施例において、補正信号ＳＩＮφ，Ｃ
ＯＳφによる位相回転の値を次のように設定した。図８
にシンボル単位で表した受信信号の構成を示す。ｈシン
ボルのパイロット信号とｊシンボルのデータを交互に配
列している。まず平均化部８４においてパイロット信号
９８のｈシンボルの平均化とパイロット信号１００のｈ
シンボルの平均化をそれぞれ行う。それらの値からそれ
ぞれφh1，φh2の位相回転量が求まる。そして、データ
９９のシンボル毎の位相回転量として、ｓ番目（ｓ＝１
〜ｊ）のシンボルに対し φh1（１−ｓ／ｈ）＋φh2（ｓ／ｈ） とした。このように、データの前後のパイロット信号を
反映させて位相回転させた。このため、データを後のパ
イロット信号が受信されるまで遅延させる必要がある。
従って、平均化遅延時間、即ち遅延部１０３の遅延時間
は、データ９９のｊシンボル分の期間にパイロット信号
１００のｈシンボル分の期間を加えた時間とした。
ＯＳφによる位相回転の値を次のように設定した。図８
にシンボル単位で表した受信信号の構成を示す。ｈシン
ボルのパイロット信号とｊシンボルのデータを交互に配
列している。まず平均化部８４においてパイロット信号
９８のｈシンボルの平均化とパイロット信号１００のｈ
シンボルの平均化をそれぞれ行う。それらの値からそれ
ぞれφh1，φh2の位相回転量が求まる。そして、データ
９９のシンボル毎の位相回転量として、ｓ番目（ｓ＝１
〜ｊ）のシンボルに対し φh1（１−ｓ／ｈ）＋φh2（ｓ／ｈ） とした。このように、データの前後のパイロット信号を
反映させて位相回転させた。このため、データを後のパ
イロット信号が受信されるまで遅延させる必要がある。
従って、平均化遅延時間、即ち遅延部１０３の遅延時間
は、データ９９のｊシンボル分の期間にパイロット信号
１００のｈシンボル分の期間を加えた時間とした。
【００４９】以上に説明した上り回線において、移動端
末機２の無線周波直交変調器６６（図１右下）に電圧制
御発振器６３出力の高精度化した搬送波ＣMを供給して
いるので、基地局１において周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができた。そのことか
ら更に、移動端末機２が標準よりもビットレートの低い
データを送信する場合に、拡散符号のピッチレートを変
えずに一定とする拡散方式を採用することが可能となっ
た。データのビットレートが標準の場合の拡散比をｋと
して、ビットレートがその１／ｂ（ｂ≧１）の場合の拡
散比をｂｋに変化させる。
末機２の無線周波直交変調器６６（図１右下）に電圧制
御発振器６３出力の高精度化した搬送波ＣMを供給して
いるので、基地局１において周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができた。そのことか
ら更に、移動端末機２が標準よりもビットレートの低い
データを送信する場合に、拡散符号のピッチレートを変
えずに一定とする拡散方式を採用することが可能となっ
た。データのビットレートが標準の場合の拡散比をｋと
して、ビットレートがその１／ｂ（ｂ≧１）の場合の拡
散比をｂｋに変化させる。
【００５０】図９に、ビットレートが異なる場合の送信
信号を示す。図９の横方向に時間、縦方向に送信電力を
とり、１６０は、標準ビットレートを拡散比ｋで伝送す
る場合、１６１は、その１／２のビットレートのデータ
を拡散比２ｋで伝送し、電力を標準ビットレートの場合
の１／２で送信する場合、１６２は、１／４のビットレ
ートを拡散比４ｋ、電力１／４で送信する場合、１６３
は、１／８のビットレートを拡散比８ｋ、電力１／８で
送信する場合をそれぞれ示した。このようにビットレー
トの異なるデータを伝送する場合、回路構成を変更する
ことなく回路定数をデータのビットレートに応じて変更
してＣＤＭＡ通信を実施した。
信号を示す。図９の横方向に時間、縦方向に送信電力を
とり、１６０は、標準ビットレートを拡散比ｋで伝送す
る場合、１６１は、その１／２のビットレートのデータ
を拡散比２ｋで伝送し、電力を標準ビットレートの場合
の１／２で送信する場合、１６２は、１／４のビットレ
ートを拡散比４ｋ、電力１／４で送信する場合、１６３
は、１／８のビットレートを拡散比８ｋ、電力１／８で
送信する場合をそれぞれ示した。このようにビットレー
トの異なるデータを伝送する場合、回路構成を変更する
ことなく回路定数をデータのビットレートに応じて変更
してＣＤＭＡ通信を実施した。
【００５１】＜実施例２＞上り回線において、パイロッ
ト信号用の拡散符号を移動端末機の個々に別に割り当
て、同符号を使ってパイロット信号を送信する例を実施
した。データの送信は、図１の右半分に示した変調回路
１１を用いて行なった。パイロット信号は、図示してい
ないが、シンボルレートがデータの場合と同じ拡散符号
信号ＰＮ-IPからなる信号ＩPと拡散符号信号ＰＮ-DPか
らなる信号ＱPをもって構成される。両者は、データの
無線周波直交変調に用いるのと同じ搬送波ＣMによって
無線周波直交変調を受け、相互に直交する信号となって
データと同じ無線周波数帯域で送信される。
ト信号用の拡散符号を移動端末機の個々に別に割り当
て、同符号を使ってパイロット信号を送信する例を実施
した。データの送信は、図１の右半分に示した変調回路
１１を用いて行なった。パイロット信号は、図示してい
ないが、シンボルレートがデータの場合と同じ拡散符号
信号ＰＮ-IPからなる信号ＩPと拡散符号信号ＰＮ-DPか
らなる信号ＱPをもって構成される。両者は、データの
無線周波直交変調に用いるのと同じ搬送波ＣMによって
無線周波直交変調を受け、相互に直交する信号となって
データと同じ無線周波数帯域で送信される。
【００５２】図１０に移動端末機２が送信する無線周波
数帯域の信号を示した。同図において、９６はパイロッ
ト信号、９７はデータのそれぞれ無線周波数帯域信号を
示した。パイロット信号は、データに比べて小さい電力
で送信した。この送信信号を受信する基地局１を図１の
左下に示した検波回路前半部及び図２に示した検波回路
後半部を用いて構成した。
数帯域の信号を示した。同図において、９６はパイロッ
ト信号、９７はデータのそれぞれ無線周波数帯域信号を
示した。パイロット信号は、データに比べて小さい電力
で送信した。この送信信号を受信する基地局１を図１の
左下に示した検波回路前半部及び図２に示した検波回路
後半部を用いて構成した。
【００５３】移動端末機２の変調回路１１において、無
線周波直交変調に高精度化した搬送波ＣMを用いている
ので、基地局１において、周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができる。
線周波直交変調に高精度化した搬送波ＣMを用いている
ので、基地局１において、周波数誤差の問題が回避さ
れ、安定した検波を実現することができる。
【００５４】＜実施例３＞前段階の位相補正信号をデー
タの位相回転変動から求め、パイロット信号を用いずに
周波数制御を行なうＣＤＭＡ方式移動通信システムの例
を実施した。本実施例では、基地局１において送信する
データに対してＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keyin
g）変調を施した。同変調を経て信号ＩB，ＱBを得た。
同信号に対する基地局１の変調回路及び移動端末機２の
検波回路前半部は、図１に示したものと同一である。移
動端末機２の検波回路後半部を図１１に示す。同図にお
いて、４５は仮判定部、ＣＯＳφ’，ＳＩＮφ’は、デ
ータから抽出した仮判定部４５への入力信号、ＣＯＳ
φ”，ＳＩＮφ”は、仮判定部４５出力の前段階位相補
正信号を示す。
タの位相回転変動から求め、パイロット信号を用いずに
周波数制御を行なうＣＤＭＡ方式移動通信システムの例
を実施した。本実施例では、基地局１において送信する
データに対してＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keyin
g）変調を施した。同変調を経て信号ＩB，ＱBを得た。
同信号に対する基地局１の変調回路及び移動端末機２の
検波回路前半部は、図１に示したものと同一である。移
動端末機２の検波回路後半部を図１１に示す。同図にお
いて、４５は仮判定部、ＣＯＳφ’，ＳＩＮφ’は、デ
ータから抽出した仮判定部４５への入力信号、ＣＯＳ
φ”，ＳＩＮφ”は、仮判定部４５出力の前段階位相補
正信号を示す。
【００５５】同図のデータ逆拡散部４２、拡散符号発生
部２５、アキュムレータ４４、平均化部４３、データ遅
延部４８、位相補正部４９、周波数制御部７０は、実施
例１の図３及び図４で用いたのと機能が同一のものであ
る。信号ＣＯＳφ”，ＳＩＮφ”は、電圧制御発振器６
３（図１参照）の制御信号AFCを生成する周波数制御部
７０に供給され、同時に位相補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮ
φを生成する平均化部４３に供給される。
部２５、アキュムレータ４４、平均化部４３、データ遅
延部４８、位相補正部４９、周波数制御部７０は、実施
例１の図３及び図４で用いたのと機能が同一のものであ
る。信号ＣＯＳφ”，ＳＩＮφ”は、電圧制御発振器６
３（図１参照）の制御信号AFCを生成する周波数制御部
７０に供給され、同時に位相補正信号ＣＯＳφ，ＳＩＮ
φを生成する平均化部４３に供給される。
【００５６】図１１に示した移動端末機２の検波回路後
半部において、検波回路前半部５２（図１右半分）出力
の信号ＩB’，ＱB’は、データ逆拡散部４２においてそ
れぞれ信号ＩB用拡散符号信号ＰＮ-ID及び信号ＱB用拡
散符号信号ＰＮ-QDで逆拡散された後キュムレータ４４
でチップレートからシンボルレートに変換され、信号Ｄ
1〜Ｄ4となる。信号Ｄ1に信号Ｄ4が加算されてデータの
cos成分信号ＣＯＳφ’が取り出され、信号Ｄ3に信号Ｄ
2が減算されてデータのsin成分信号ＳＩＮφ’が取り出
される。信号ＣＯＳφ’，ＳＩＮφ’は、仮判定部４５
に供給される。
半部において、検波回路前半部５２（図１右半分）出力
の信号ＩB’，ＱB’は、データ逆拡散部４２においてそ
れぞれ信号ＩB用拡散符号信号ＰＮ-ID及び信号ＱB用拡
散符号信号ＰＮ-QDで逆拡散された後キュムレータ４４
でチップレートからシンボルレートに変換され、信号Ｄ
1〜Ｄ4となる。信号Ｄ1に信号Ｄ4が加算されてデータの
cos成分信号ＣＯＳφ’が取り出され、信号Ｄ3に信号Ｄ
2が減算されてデータのsin成分信号ＳＩＮφ’が取り出
される。信号ＣＯＳφ’，ＳＩＮφ’は、仮判定部４５
に供給される。
【００５７】データは、シンボル毎に"１”，"０”の変
化又は無変化を繰り返すものであるから（なお、パイロ
ット信号は変化せず常に一定である）、信号ＣＯＳ
φ’，ＳＩＮφ’がデータの変化によって１シンボルで
位相が共に同時に反転している場合に、同位相反転をも
とに戻し、同入力信号をあたかも位相が変化せず一定で
あるような信号をつくると、パイロット信号を用いて得
たのと同等の前段階の位相補正信号を得ることができ
る。仮判定部４５は、そのような信号生成の機能を持た
せたものである。
化又は無変化を繰り返すものであるから（なお、パイロ
ット信号は変化せず常に一定である）、信号ＣＯＳ
φ’，ＳＩＮφ’がデータの変化によって１シンボルで
位相が共に同時に反転している場合に、同位相反転をも
とに戻し、同入力信号をあたかも位相が変化せず一定で
あるような信号をつくると、パイロット信号を用いて得
たのと同等の前段階の位相補正信号を得ることができ
る。仮判定部４５は、そのような信号生成の機能を持た
せたものである。
【００５８】図１２に仮判定部４５の回路構成を示す。
同図において、１８２，１８３，１８９は、遅延時間が
１シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）、１８４，１８
５は乗算器、１８０は加算器、１８６は符号（サイン）
抽出部、１８１は排他的論理和ゲート、１８７，１８８
は符号反転部を示す。
同図において、１８２，１８３，１８９は、遅延時間が
１シンボルの期間の遅延ゲート（Ｄs）、１８４，１８
５は乗算器、１８０は加算器、１８６は符号（サイン）
抽出部、１８１は排他的論理和ゲート、１８７，１８８
は符号反転部を示す。
【００５９】信号ＣＯＳφ’とその１シンボル前のＣＯ
Ｓφ’との積が加算器１８０に供給され、同時に信号Ｓ
ＩＮφ’とその１シンボル前のＳＩＮφ’との積が加算
器１８０に供給される。続いて、加算結果が符号（サイ
ン）抽出部１８６に供給される。同部から信号ＣＯＳ
φ，’ＳＩＮφ’の同時位相反転の有無が出力される。
Ｓφ’との積が加算器１８０に供給され、同時に信号Ｓ
ＩＮφ’とその１シンボル前のＳＩＮφ’との積が加算
器１８０に供給される。続いて、加算結果が符号（サイ
ン）抽出部１８６に供給される。同部から信号ＣＯＳ
φ，’ＳＩＮφ’の同時位相反転の有無が出力される。
【００６０】抽出部１８６の出力信号は、排他的論理和
ゲート１８１に供給され、また同ゲートには１シンボル
前の同ゲート出力信号が入力される。同ゲートは、１シ
ンボルの前後で、同時位相反転が無から有に又はその逆
の場合に"１”を出力し、位相反転が前後でいずれも無
又は有（１シンボルの前後で連続して有であればもとに
戻ったことになる)の場合に"０”を出力する。符号反転
部１８７，１８８は、排他的論理和ゲート１８１の出力
が"１”のときに、入力信号ＣＯＳ’φ，ＳＩＮ’φを
共に同時に反転して出力し、"０”のときには反転せ
ず、そのまま出力する。以上の結果、信号ＣＯＳφ’，
ＳＩＮφ’がそれぞれ前段階位相補正信号ＣＯＳφ”，
ＳＩＮφ”になる。
ゲート１８１に供給され、また同ゲートには１シンボル
前の同ゲート出力信号が入力される。同ゲートは、１シ
ンボルの前後で、同時位相反転が無から有に又はその逆
の場合に"１”を出力し、位相反転が前後でいずれも無
又は有（１シンボルの前後で連続して有であればもとに
戻ったことになる)の場合に"０”を出力する。符号反転
部１８７，１８８は、排他的論理和ゲート１８１の出力
が"１”のときに、入力信号ＣＯＳ’φ，ＳＩＮ’φを
共に同時に反転して出力し、"０”のときには反転せ
ず、そのまま出力する。以上の結果、信号ＣＯＳφ’，
ＳＩＮφ’がそれぞれ前段階位相補正信号ＣＯＳφ”，
ＳＩＮφ”になる。
【００６１】周波数制御部７０の構成及び動作は、実施
例１，２の場合と同じであり、補正信号ＣＯＳφ”，Ｓ
ＩＮφ”から電圧制御発信器６３を制御する制御信号AF
Cを出力することができる。本実施例によって、逆拡散
後のデータの位相回転の補正と周波数制御発振器６３の
精度確保をパイロット信号を用いた場合と同様とするこ
とができ、基地局１及び端末移動端末機２における安定
な検波と、移動端末機２における拡散比選択のデータ送
信を実現することができた。
例１，２の場合と同じであり、補正信号ＣＯＳφ”，Ｓ
ＩＮφ”から電圧制御発信器６３を制御する制御信号AF
Cを出力することができる。本実施例によって、逆拡散
後のデータの位相回転の補正と周波数制御発振器６３の
精度確保をパイロット信号を用いた場合と同様とするこ
とができ、基地局１及び端末移動端末機２における安定
な検波と、移動端末機２における拡散比選択のデータ送
信を実現することができた。
【００６２】なお、実施例１〜実施例３において、拡散
前の変調にＱＰＳＫ変調方式又はＢＰＳＫ変調方式を採
用したが、本発明は、無線周波変復調に用いる搬送波を
高精度化するものであるから、拡散前の変調方式に依存
せずに用いることが可能である。従って、拡散前にどの
ような変調方式が採用されても差し支えなく、同期検波
及び遅延検波のいずれにおいても安定な検波を実現する
ことができる。
前の変調にＱＰＳＫ変調方式又はＢＰＳＫ変調方式を採
用したが、本発明は、無線周波変復調に用いる搬送波を
高精度化するものであるから、拡散前の変調方式に依存
せずに用いることが可能である。従って、拡散前にどの
ような変調方式が採用されても差し支えなく、同期検波
及び遅延検波のいずれにおいても安定な検波を実現する
ことができる。
【００６３】
【発明の効果】本発明によれば、逆拡散して得られるパ
イロット信号を用いて周波数誤差を検出し、同誤差が零
になるように搬送波の周波数が制御されるので、移動端
末機においてビット誤りが少ない安定した検波を実現す
ることができる。また、同じ搬送波を用いて無線直交変
調が行なわれるので、基地局においても、ビット誤りが
少ない安定した検波を実現することができる。更に、移
動端末機からビットレートが低いデータを送信する場合
に、拡散比をビットレートに応じて選択することが可能
となる。これによって、回路を複雑にする拡散比一定化
の処理を回避することができる。以上により、実用性を
高めた高性能のＣＤＭＡ方式移動通信システムの構築が
可能となる。
イロット信号を用いて周波数誤差を検出し、同誤差が零
になるように搬送波の周波数が制御されるので、移動端
末機においてビット誤りが少ない安定した検波を実現す
ることができる。また、同じ搬送波を用いて無線直交変
調が行なわれるので、基地局においても、ビット誤りが
少ない安定した検波を実現することができる。更に、移
動端末機からビットレートが低いデータを送信する場合
に、拡散比をビットレートに応じて選択することが可能
となる。これによって、回路を複雑にする拡散比一定化
の処理を回避することができる。以上により、実用性を
高めた高性能のＣＤＭＡ方式移動通信システムの構築が
可能となる。
【図１】本発明に係るＣＤＭＡ方式検波回路及びそれを
用いた移動通信システムの第１の実施例を説明するため
の回路構成図。
用いた移動通信システムの第１の実施例を説明するため
の回路構成図。
【図２】第１の実施例の基地局における送信信号のパイ
ロット信号とデータの関係を示す図。
ロット信号とデータの関係を示す図。
【図３】第１の実施例に用いる検波回路後半部を説明す
るための回路構成図。
るための回路構成図。
【図４】第１の実施例に用いる周波数制御部を説明する
ための回路構成図。
ための回路構成図。
【図５】第１の実施例に用いる周波数制御部を説明する
ための回路構成図。
ための回路構成図。
【図６】第１の実施例の移動端末機における送信信号の
パイロット信号とデータの関係を示す図。
パイロット信号とデータの関係を示す図。
【図７】第１の実施例の基地局の検波回路後半部を説明
するための回路構成図。
するための回路構成図。
【図８】第１の実施例の移動端末機における送信信号の
パイロット信号とデータの関係を示す図。
パイロット信号とデータの関係を示す図。
【図９】第１の実施例の移動端末機のデータの伝送を説
明するための図。
明するための図。
【図１０】本発明の第２の実施例の移動端末機における
送信信号のパイロット信号とデータの関係を示す図。
送信信号のパイロット信号とデータの関係を示す図。
【図１１】本発明の第３の実施例の基地局に用いる検波
回路後半部を説明するための回路構成図。
回路後半部を説明するための回路構成図。
【図１２】図１１に示した検波回路後半部に使用する仮
判定部を説明するための回路構成図。
判定部を説明するための回路構成図。
【図１３】従来の基地局の変調回路及び移動局の検波回
路前半部を説明するための回路構成図。
路前半部を説明するための回路構成図。
【図１４】受信点の位相回転を示す図。
【図１５】従来の移動端末機の検波回路後半部を説明す
るための回路構成図。
るための回路構成図。
【図１６】検波回路後半部に用いる平均化部を説明する
ため回路構成図。
ため回路構成図。
【図１７】検波回路後半部に用いるデータ遅延部を説明
するため回路構成図。
するため回路構成図。
【図１８】検波回路後半部に用いる位相補正部を説明す
るため回路構成図。
るため回路構成図。
【図１９】従来の移動端末機のデータの伝送を説明する
ための図。
ための図。
１…基地局 ２…移動端末機 １１，５１…変調回路 １２，５２…検波回路前半部 ２１…パイロット信号逆拡散部 ２５，９１…拡散符号発生部 ４２…データ逆拡散部 ４３，８４…平均化部 ４５…仮判定部 ４９，８８…位相補正部 ５４，６６…無線周波直交変調器 ５７，６２…無線周波直交復調器 ６０…水晶発振器 ６１…温度補償型水晶発振器 ６３…電圧制御発振器 ７０…周波数制御部 ８０…受信信号逆拡散部 ８３…位相補正信号抽出部 ８５…データ抽出部 １８６，７１０，７１１…符号抽出部 １８７，１８８…符号反転部 ７０９，７１８…積分器 ＰＮ-ID，ＰＮ-QD…データ用拡散符号信号 ＰＮ-IP，ＰＮ-QP…パイロット信号用拡散符号信号 ＣB，ＣM…搬送波 AFC…制御信号 Ｉ…同相成分信号 Ｑ…直交成分信号 Ｉ’…検波回路前半部出力の同相成分信号 Ｑ’…検波回路前半部出力の直交成分信号 ＣＯＳφ，ＳＩＮφ…位相補正信号
Claims (6)
- 【請求項１】データとともにパイロット信号が送信さ
れ、受信したパイロット信号の逆拡散後の信号から位相
補正信号を抽出し、受信データの位相誤差を同補正信号
により補正して検波を行なうＣＤＭＡ（Code Division
Multiple Access：符号分割多元接続）方式の通信シス
テムにおいて、無線周波帯域の受信信号を復調する無線
周波直交復調器に搬送波を供給する電圧制御発振器と、
前記位相補正信号を出力する平均化部に供給される前段
階位相補正信号から周波数誤差を検出して前記発振器の
周波数を制御するための制御信号を同誤差から生成する
周波数制御部とを備えた検波方式を有する移動端末機
と、複数の当該移動端末機と共に上り回線及び下り回線
を形成する基地局とをもって構成されることを特徴とす
るＣＤＭＡ方式移動通信システム。 - 【請求項２】前記周波数制御部は、前段階位相補正信号
と同信号の所定の遅延時間前の信号とから周波数誤差に
基づく位相変化分を抽出する回路と、同位相変化分を積
分して結果を前記制御信号として出力する積分回路とで
構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＣＤ
ＭＡ方式移動通信システム。 - 【請求項３】前記所定の遅延時間は、前記平均化部の平
均化に要する遅延時間を越えない範囲に設定されている
ことを特徴とする請求項２に記載のＣＤＭＡ方式移動通
信システム。 - 【請求項４】前記移動端末機は、前記電圧制御発振器か
ら搬送波を供給される無線周波直交変調器(無線周波数
帯域の送信信号を出力する変調器)を備えていることを
特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一に記載のＣ
ＤＭＡ方式移動通信システム。 - 【請求項５】前記移動端末機は、拡散比をデータのビッ
トレートに応じて変化して設定し、チップレートが一定
である送信信号を生成するものであることを特徴とする
請求項４に記載のＣＤＭＡ方式移動通信システム。 - 【請求項６】無線周波数帯域の受信信号を復調する無線
周波直交復調器に搬送波を供給する電圧制御発振器と、
同発振器の周波数を制御するための制御信号を生成する
周波数制御部と、同制御部に供給する入力信号を生成す
る仮判定部とを備え、同仮判定部に供給される入力信号
は、逆拡散後のデータのcos成分とsin成分からなり、仮
判定部は、同成分の符号が１シンボル後に反転している
場合に同成分の符号を個別に反転して出力し、反転がな
い場合には同成分を個別にそのまま出力するものであ
り、周波数制御部は、仮判定部出力の信号と同信号の所
定の遅延時間前の信号とから周波数誤差に基づく位相変
化分を抽出し、同位相変化分の積分結果を前記制御信号
として出力するものである検波方式を有する移動端末機
と、複数の当該移動端末機と共に上り回線及び下り回線
を形成する基地局とをもって構成されることを特徴とす
るＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分
割多元接続）方式移動通信システム。
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