JP3190318B2 - 周波数誤差推定装置および周波数誤差推定方法 - Google Patents
周波数誤差推定装置および周波数誤差推定方法Info
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星通信／移動体
衛星通信／移動体通信で用いられる受信機にて、局部発
振周波数と受信信号の搬送波周波数との周波数誤差を推
定する周波数誤差推定装置に関するものであり、特に、
周波数誤差の推定において、ドップラー周波数の時間変
動に対する追随性を損なわずに、高い推定精度を確保可
能な周波数誤差推定装置に関するものである。
衛星通信／移動体通信で用いられる受信機にて、局部発
振周波数と受信信号の搬送波周波数との周波数誤差を推
定する周波数誤差推定装置に関するものであり、特に、
周波数誤差の推定において、ドップラー周波数の時間変
動に対する追随性を損なわずに、高い推定精度を確保可
能な周波数誤差推定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の周波数誤差推定装置につい
て説明する。たとえば、移動体通信に用いられる受信機
には、低Ｃ／Ｎ伝搬路においても良好な検波特性が得ら
れる同期検波方式を用いるものがある。この同期検波方
式では、受信信号の搬送波周波数に同期した搬送波を再
生し、この搬送波に基づいて検波出力を得る。しかしな
がら、同期検波方式を採用する受信機においては、発振
器の精度や温度の変動等により発振周波数が変動し、そ
の結果、送受信間において周波数のずれ、すなわち、周
波数誤差が生じる。そして、このような周波数誤差が存
在する場合には、ＩＱ平面（実軸および虚軸で表現され
る複素平面）における信号点の位相が回転することにな
る。
て説明する。たとえば、移動体通信に用いられる受信機
には、低Ｃ／Ｎ伝搬路においても良好な検波特性が得ら
れる同期検波方式を用いるものがある。この同期検波方
式では、受信信号の搬送波周波数に同期した搬送波を再
生し、この搬送波に基づいて検波出力を得る。しかしな
がら、同期検波方式を採用する受信機においては、発振
器の精度や温度の変動等により発振周波数が変動し、そ
の結果、送受信間において周波数のずれ、すなわち、周
波数誤差が生じる。そして、このような周波数誤差が存
在する場合には、ＩＱ平面（実軸および虚軸で表現され
る複素平面）における信号点の位相が回転することにな
る。
【０００３】そこで、受信機では、この周波数誤差を少
なくして同期特性の向上を実現させるため、受信信号か
ら位相回転量を測定し、その測定結果から周波数誤差を
推定する周波数誤差推定装置が必要となる。
なくして同期特性の向上を実現させるため、受信信号か
ら位相回転量を測定し、その測定結果から周波数誤差を
推定する周波数誤差推定装置が必要となる。
【０００４】図８は、従来における周波数誤差推定装置
の構成を示すものであり、たとえば、“Doppler-Correc
ted Differential Detection of MPSK", IEEE Trans. C
ommun., Vol. COM-37, 2, pp99-109, Feb., 1989で示さ
れている構成である。図８において、１は受信信号であ
り、２１は受信信号１の変調成分を除去するＭ逓倍器で
あり、２２はＭ逓倍器２１の出力をＤシンボル間で遅延
検波するＤシンボル遅延検波器であり、１０１はＤシン
ボル遅延検波器２２の出力を平均化して雑音成分を抑圧
する平均化フィルタであり、２４は平均化フィルタ１０
１の出力から位相成分を計算する座標変換器であり、２
５は座標変換器２４の出力である位相成分から周波数誤
差を計算する除算器であり、２は除算器２５から出力さ
れる推定周波数誤差値である。
の構成を示すものであり、たとえば、“Doppler-Correc
ted Differential Detection of MPSK", IEEE Trans. C
ommun., Vol. COM-37, 2, pp99-109, Feb., 1989で示さ
れている構成である。図８において、１は受信信号であ
り、２１は受信信号１の変調成分を除去するＭ逓倍器で
あり、２２はＭ逓倍器２１の出力をＤシンボル間で遅延
検波するＤシンボル遅延検波器であり、１０１はＤシン
ボル遅延検波器２２の出力を平均化して雑音成分を抑圧
する平均化フィルタであり、２４は平均化フィルタ１０
１の出力から位相成分を計算する座標変換器であり、２
５は座標変換器２４の出力である位相成分から周波数誤
差を計算する除算器であり、２は除算器２５から出力さ
れる推定周波数誤差値である。
【０００５】また、図９は、上記平均化フィルタ１０１
の内部構成例であり、１次のＩＩＲ（Infinite Impulse
Response）フィルタである。図９において、１１１と
１１２は入力信号に特定の係数を乗算する乗算器であ
り、３２は二つの入力を加算する加算器であり、３３は
信号を１シンボルだけ遅延させる遅延器である。
の内部構成例であり、１次のＩＩＲ（Infinite Impulse
Response）フィルタである。図９において、１１１と
１１２は入力信号に特定の係数を乗算する乗算器であ
り、３２は二つの入力を加算する加算器であり、３３は
信号を１シンボルだけ遅延させる遅延器である。
【０００６】上記のように構成される従来の周波数誤差
推定回路は、受信信号をＤシンボル間で遅延検波するこ
とにより、周波数誤差による位相変化量を推定するＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定装置である。
推定回路は、受信信号をＤシンボル間で遅延検波するこ
とにより、周波数誤差による位相変化量を推定するＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定装置である。
【０００７】つぎに、上記図８および図９を用いて動作
原理を説明する。受信信号１：ｒ（ｎＴ）は、たとえ
ば、変調方式をＭ相ＰＳＫ(Phase Shift Keying)とする
と、式（１）で表される。 ｒ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ［ｊ｛θ（ｎＴ）＋ΔωｎＴ｝］ ・・・（１） ただし、式（１）において、受信信号１：ｒ（ｎＴ）
は、シンボル周期Ｔでサンプリングされた複素ベースバ
ンド信号とする。また、Ａ（ｎＴ）は振幅成分を表し、
Δωは角周波数誤差を表す。また、θ（ｎＴ）は変調成
分を表し、たとえば、２πｋ／Ｍ（ｋ＝０，１，…，Ｍ
−１）のＭ通りの値をとる。なお、ここでは、説明を簡
単にするために雑音成分はないものとしている。
原理を説明する。受信信号１：ｒ（ｎＴ）は、たとえ
ば、変調方式をＭ相ＰＳＫ(Phase Shift Keying)とする
と、式（１）で表される。 ｒ（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ［ｊ｛θ（ｎＴ）＋ΔωｎＴ｝］ ・・・（１） ただし、式（１）において、受信信号１：ｒ（ｎＴ）
は、シンボル周期Ｔでサンプリングされた複素ベースバ
ンド信号とする。また、Ａ（ｎＴ）は振幅成分を表し、
Δωは角周波数誤差を表す。また、θ（ｎＴ）は変調成
分を表し、たとえば、２πｋ／Ｍ（ｋ＝０，１，…，Ｍ
−１）のＭ通りの値をとる。なお、ここでは、説明を簡
単にするために雑音成分はないものとしている。
【０００８】Ｍ逓倍器２１では、受信信号１の変調成分
を除去するために変調多値数Ｍで逓倍する。逓倍後の信
号：ｒ１（ｎＴ）は、式（２）で表される。 ｒ１（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ［ｊＭ｛θ（ｎＴ）＋ΔωｎＴ｝］ ・・・（２） ただし、式（２）において、Ｍθ（ｎＴ）は２πの倍数
となるため無視できる。すなわち、式（２）は式（３）
に置き換えることができる。 ｒ１（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ（ｊＭΔωｎＴ） ・・・（３）
を除去するために変調多値数Ｍで逓倍する。逓倍後の信
号：ｒ１（ｎＴ）は、式（２）で表される。 ｒ１（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ［ｊＭ｛θ（ｎＴ）＋ΔωｎＴ｝］ ・・・（２） ただし、式（２）において、Ｍθ（ｎＴ）は２πの倍数
となるため無視できる。すなわち、式（２）は式（３）
に置き換えることができる。 ｒ１（ｎＴ）＝Ａ（ｎＴ）ｅｘｐ（ｊＭΔωｎＴ） ・・・（３）
【０００９】Ｄシンボル遅延検波器２２では、Ｍ逓倍器
２１からの出力：ｒ１（ｎＴ）をＤシンボル間で遅延検
波する。遅延検波後の信号：ｄ１（ｎＴ）は、式（４）
で表される。 ｄ１（ｎＴ）＝ｒ１（ｎＴ）ｒ１＊（ｎＴ−ＤＴ） ＝Ａ（ｎＴ）Ａ（ｎＴ−ＤＴ）ｅｘｐ（ｊＭＤΔωＴ） ・・・（４） ただし、式（４）において、ｒ１＊（ｎＴ−ＤＴ）はｒ
１（ｎＴ−ＤＴ）の共役複素数である。
２１からの出力：ｒ１（ｎＴ）をＤシンボル間で遅延検
波する。遅延検波後の信号：ｄ１（ｎＴ）は、式（４）
で表される。 ｄ１（ｎＴ）＝ｒ１（ｎＴ）ｒ１＊（ｎＴ−ＤＴ） ＝Ａ（ｎＴ）Ａ（ｎＴ−ＤＴ）ｅｘｐ（ｊＭＤΔωＴ） ・・・（４） ただし、式（４）において、ｒ１＊（ｎＴ−ＤＴ）はｒ
１（ｎＴ−ＤＴ）の共役複素数である。
【００１０】平均化フィルタ１０１では、Ｄシンボル遅
延検波器２２からの出力：ｄ１（ｎＴ）を平均化するこ
とにより、雑音成分を抑圧する。たとえば、平均化フィ
ルタとして、図９の１次ＩＩＲフィルタを用いる場合、
平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ）は、式
（５）で表される。 ｄ２（ｎＴ）＝αｄ１（ｎＴ）＋（１−α）ｄ２（ｎＴ−Ｔ） ・・・（５） ただし、式（５）において、第１項は、乗算器１１１に
おいて、入力信号：ｄ１（ｎＴ）に係数αを乗算した結
果、第２項は、乗算器１１２において、１シンボルだけ
遅延した平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ−
Ｔ）に係数１−αを乗算した結果である。
延検波器２２からの出力：ｄ１（ｎＴ）を平均化するこ
とにより、雑音成分を抑圧する。たとえば、平均化フィ
ルタとして、図９の１次ＩＩＲフィルタを用いる場合、
平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ）は、式
（５）で表される。 ｄ２（ｎＴ）＝αｄ１（ｎＴ）＋（１−α）ｄ２（ｎＴ−Ｔ） ・・・（５） ただし、式（５）において、第１項は、乗算器１１１に
おいて、入力信号：ｄ１（ｎＴ）に係数αを乗算した結
果、第２項は、乗算器１１２において、１シンボルだけ
遅延した平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ−
Ｔ）に係数１−αを乗算した結果である。
【００１１】ここで、サンプルタイミングをナイキスト
点と仮定した場合、すなわち、振幅成分を１と仮定した
場合、平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ）は、
式（６）で表される。 ｄ２（ｎＴ）＝ｅｘｐ（ｊＭＤΔωＴ） ・・・（６）
点と仮定した場合、すなわち、振幅成分を１と仮定した
場合、平均化フィルタ１０１の出力：ｄ２（ｎＴ）は、
式（６）で表される。 ｄ２（ｎＴ）＝ｅｘｐ（ｊＭＤΔωＴ） ・・・（６）
【００１２】座標変換器２４では、平均化フィルタ１０
１の出力：ｄ２（ｎＴ）を、直交座標から極座標に変換
し、位相成分ＭＤΔωＴを演算する。最後に、除算器２
５では、座標変換器２４の出力である位相成分：ＭＤΔ
ωＴを、ＭＤで除算し、１シンボル間の角周波数誤差Δ
ωＴを計算し出力する。
１の出力：ｄ２（ｎＴ）を、直交座標から極座標に変換
し、位相成分ＭＤΔωＴを演算する。最後に、除算器２
５では、座標変換器２４の出力である位相成分：ＭＤΔ
ωＴを、ＭＤで除算し、１シンボル間の角周波数誤差Δ
ωＴを計算し出力する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来の周波数誤差推定装置においては、精度よく周波数
誤差を推定するために、平均化フィルタにおける乗算器
の係数αをできるだけ小さく設定し、平均化効果を高め
る必要がある。一方、移動体衛星通信のように、受信信
号が大きなドップラーシフトを受け、さらに、ドップラ
ー周波数が時間的に変動するような場合には、周波数誤
差推定装置が、その変動に追随して周波数誤差を推定す
る必要がある。すなわち、この追随性を高めるために
は、平均化フィルタにおける乗算器の係数αをできるだ
け大きく設定する必要がある。
従来の周波数誤差推定装置においては、精度よく周波数
誤差を推定するために、平均化フィルタにおける乗算器
の係数αをできるだけ小さく設定し、平均化効果を高め
る必要がある。一方、移動体衛星通信のように、受信信
号が大きなドップラーシフトを受け、さらに、ドップラ
ー周波数が時間的に変動するような場合には、周波数誤
差推定装置が、その変動に追随して周波数誤差を推定す
る必要がある。すなわち、この追随性を高めるために
は、平均化フィルタにおける乗算器の係数αをできるだ
け大きく設定する必要がある。
【００１４】このように、従来の周波数誤差推定装置で
は、乗算器の係数αが固定されているため、周波数誤差
の推定精度とドップラー周波数の時間変動に対する追随
性とを、両立させることが困難である、という問題点が
あった。
は、乗算器の係数αが固定されているため、周波数誤差
の推定精度とドップラー周波数の時間変動に対する追随
性とを、両立させることが困難である、という問題点が
あった。
【００１５】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、受信機における周波数誤差の推定処理において、
ドップラー周波数による時間変動に対する追随性を損な
わずに、高い推定精度を確保可能な周波数誤差推定装置
および周波数誤差推定方法を得ることを目的とする。
って、受信機における周波数誤差の推定処理において、
ドップラー周波数による時間変動に対する追随性を損な
わずに、高い推定精度を確保可能な周波数誤差推定装置
および周波数誤差推定方法を得ることを目的とする。
【００１６】
【００１７】
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる周波数誤差推定
装置にあっては、受信機における局部発振周波数と、受
信信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する構成
とし、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記
受信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出
力に基づいて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段
（後述する実施の形態の周波数誤差推定器１１に相当）
と、第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値
の差分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィル
タの特性を変化させるフィルタ係数決定手段（フィルタ
係数決定器１２に相当）と、を備え、前記周波数誤差推
定手段は、前記受信信号の変調成分を除去する変調成分
除去手段（Ｍ逓倍器２１に相当）と、前記変調成分を除
去後の信号から第２のシンボル間で遅延検波を行うこと
により、位相変化情報を生成する位相変化情報生成手段
（Ｄシンボル遅延検波器２２に相当）と、前記フィルタ
係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音成分を抑圧す
る平均化フィルタ手段（平均化フィルタ２３に相当）
と、前記雑音成分抑圧後の信号に基づいて、周波数誤差
推定値を演算する周波数誤差演算手段（座標変換器２
４、除算器２５に相当）と、を備えることを特徴とす
る。
目的を達成するために、本発明にかかる周波数誤差推定
装置にあっては、受信機における局部発振周波数と、受
信信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する構成
とし、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記
受信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出
力に基づいて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段
（後述する実施の形態の周波数誤差推定器１１に相当）
と、第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値
の差分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィル
タの特性を変化させるフィルタ係数決定手段（フィルタ
係数決定器１２に相当）と、を備え、前記周波数誤差推
定手段は、前記受信信号の変調成分を除去する変調成分
除去手段（Ｍ逓倍器２１に相当）と、前記変調成分を除
去後の信号から第２のシンボル間で遅延検波を行うこと
により、位相変化情報を生成する位相変化情報生成手段
（Ｄシンボル遅延検波器２２に相当）と、前記フィルタ
係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音成分を抑圧す
る平均化フィルタ手段（平均化フィルタ２３に相当）
と、前記雑音成分抑圧後の信号に基づいて、周波数誤差
推定値を演算する周波数誤差演算手段（座標変換器２
４、除算器２５に相当）と、を備えることを特徴とす
る。
【００１９】この発明によれば、受信信号の雑音成分を
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数をできるだ
け小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動が速いと
きは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定し、周波数
誤差推定手段は、このフィルタ係数に基づいて、周波数
誤差を推定する。これにより、ドップラー周波数の時間
変動が遅いときには、フィルタにおける平均化効果が高
められ、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る。一方、ドップラー周波数の時間変動が速いときに
は、その変動に追随した上で、高精度に周波数誤差の推
定を行うことができる。
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数をできるだ
け小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動が速いと
きは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定し、周波数
誤差推定手段は、このフィルタ係数に基づいて、周波数
誤差を推定する。これにより、ドップラー周波数の時間
変動が遅いときには、フィルタにおける平均化効果が高
められ、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る。一方、ドップラー周波数の時間変動が速いときに
は、その変動に追随した上で、高精度に周波数誤差の推
定を行うことができる。
【００２０】つぎの発明にかかる周波数誤差推定装置に
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する構成とし、フ
ィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信号
に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基づ
いて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段（後述す
る実施の形態の周波数誤差推定器１１に相当）と、第１
のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に
基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性
を変化させるフィルタ係数決定手段（フィルタ係数決定
器１２に相当）と、を備え、前記周波数誤差推定手段
は、変調成分を除去後の受信信号から、所定のシンボル
間で遅延検波を行うことにより、位相変化情報を生成
し、さらに、前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化
情報の雑音成分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後
の信号に基づいて周波数誤差を推定する複数の遅延検波
形周波数誤差推定手段（Ｄシンボル遅延検波形周波数誤
差推定器５１ａ，５１ｂ，…５１ｃに相当）と、前記複
数の遅延検波形周波数誤差推定手段により、それぞれ異
なるシンボル間隔で遅延検波後に推定された複数の周波
数誤差の中から、所定の基準に基づいて、最適な周波数
誤差を選択する選択手段（選択器５２に相当）と、を備
えることを特徴とする。
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する構成とし、フ
ィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信号
に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基づ
いて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段（後述す
る実施の形態の周波数誤差推定器１１に相当）と、第１
のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に
基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性
を変化させるフィルタ係数決定手段（フィルタ係数決定
器１２に相当）と、を備え、前記周波数誤差推定手段
は、変調成分を除去後の受信信号から、所定のシンボル
間で遅延検波を行うことにより、位相変化情報を生成
し、さらに、前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化
情報の雑音成分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後
の信号に基づいて周波数誤差を推定する複数の遅延検波
形周波数誤差推定手段（Ｄシンボル遅延検波形周波数誤
差推定器５１ａ，５１ｂ，…５１ｃに相当）と、前記複
数の遅延検波形周波数誤差推定手段により、それぞれ異
なるシンボル間隔で遅延検波後に推定された複数の周波
数誤差の中から、所定の基準に基づいて、最適な周波数
誤差を選択する選択手段（選択器５２に相当）と、を備
えることを特徴とする。
【００２１】この発明によれば、受信信号の雑音成分を
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、最適な周波数
誤差を選択することにより、周波数不確定性を除去しな
がら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲が遅延検
波シンボル間隔の最も小さい遅延検波形周波数誤差推定
手段により決定され、推定精度が遅延検波シンボルの最
も大きい遅延検波形周波数誤差推定手段により決定され
る。これにより、広い推定範囲と高い推定精度とを同時
に実現することができる。
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、最適な周波数
誤差を選択することにより、周波数不確定性を除去しな
がら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲が遅延検
波シンボル間隔の最も小さい遅延検波形周波数誤差推定
手段により決定され、推定精度が遅延検波シンボルの最
も大きい遅延検波形周波数誤差推定手段により決定され
る。これにより、広い推定範囲と高い推定精度とを同時
に実現することができる。
【００２２】つぎの発明にかかる周波数誤差推定装置に
おいて、前記フィルタ係数決定手段は、前記周波数誤差
の推定値の差分値と、前記フィルタ係数と、を対応付け
た対応テーブルを予め備えておき、前記差分値を演算
後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応テーブル
から選択し、選択されたフィルタ係数の値に応じて前記
フィルタの特性を変化させることを特徴とする。
おいて、前記フィルタ係数決定手段は、前記周波数誤差
の推定値の差分値と、前記フィルタ係数と、を対応付け
た対応テーブルを予め備えておき、前記差分値を演算
後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応テーブル
から選択し、選択されたフィルタ係数の値に応じて前記
フィルタの特性を変化させることを特徴とする。
【００２３】この発明によれば、周波数誤差の推定値の
差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを予
め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数の
値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予
め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参照
し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択すること
ができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適なフ
ィルタ係数を選択することができる。
差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを予
め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数の
値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予
め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参照
し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択すること
ができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適なフ
ィルタ係数を選択することができる。
【００２４】つぎの発明にかかる周波数誤差推定装置に
おいて、前記フィルタ係数決定手段は、さらに、特定周
期のカウンタを備え、前記カウンタにより定められた周
期で前記フィルタ係数を更新させることを特徴とする。
おいて、前記フィルタ係数決定手段は、さらに、特定周
期のカウンタを備え、前記カウンタにより定められた周
期で前記フィルタ係数を更新させることを特徴とする。
【００２５】この発明によれば、フィルタ係数の更新
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
にフィルタ係数決定手段の安定性を向上させることがで
きる。
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
にフィルタ係数決定手段の安定性を向上させることがで
きる。
【００２６】
【００２７】
【００２８】つぎの発明にかかる周波数誤差推定方法に
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する工程におい
て、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受
信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力
に基づいて周波数誤差を推定する第１工程と、第１のシ
ンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に基づ
いて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性を変
化させる第２工程と、を備え、前記第１工程は、前記受
信信号の変調成分を除去する第３工程と、前記変調成分
を除去後の信号から第２のシンボル間で遅延検波を行う
ことにより、位相変化情報を生成する第４工程と、前記
フィルタ係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音成分
を抑圧する第５工程と、前記雑音成分抑圧後の信号に基
づいて、周波数誤差推定値を演算する第６工程と、を含
むことを特徴とする。
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する工程におい
て、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受
信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力
に基づいて周波数誤差を推定する第１工程と、第１のシ
ンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に基づ
いて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性を変
化させる第２工程と、を備え、前記第１工程は、前記受
信信号の変調成分を除去する第３工程と、前記変調成分
を除去後の信号から第２のシンボル間で遅延検波を行う
ことにより、位相変化情報を生成する第４工程と、前記
フィルタ係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音成分
を抑圧する第５工程と、前記雑音成分抑圧後の信号に基
づいて、周波数誤差推定値を演算する第６工程と、を含
むことを特徴とする。
【００２９】この発明によれば、受信信号の雑音成分を
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数をできるだ
け小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動が速いと
きは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定し、第１工
程では、このフィルタ係数に基づいて、周波数誤差を推
定する。これにより、ドップラー周波数の時間変動が遅
いときには、フィルタにおける平均化効果が高められ、
高精度に周波数誤差の推定を行うことができる。一方、
ドップラー周波数の時間変動が速いときには、その変動
に追随した上で、高精度に周波数誤差の推定を行うこと
ができる。
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数をできるだ
け小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動が速いと
きは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定し、第１工
程では、このフィルタ係数に基づいて、周波数誤差を推
定する。これにより、ドップラー周波数の時間変動が遅
いときには、フィルタにおける平均化効果が高められ、
高精度に周波数誤差の推定を行うことができる。一方、
ドップラー周波数の時間変動が速いときには、その変動
に追随した上で、高精度に周波数誤差の推定を行うこと
ができる。
【００３０】つぎの発明にかかる周波数誤差推定方法に
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する工程におい
て、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受
信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力
に基づいて周波数誤差を推定する第１工程と、第１のシ
ンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に基づ
いて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性を変
化させる第２工程と、を備え、前記第１工程は、変調成
分を除去後の受信信号から、所定のシンボル間で遅延検
波を行うことにより、位相変化情報を生成し、さらに、
前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化情報の雑音成
分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後の信号に基づ
いて周波数誤差を推定する複数の第７工程と、前記複数
の第７工程にて、それぞれ異なるシンボル間隔で遅延検
波後に推定された複数の周波数誤差の中から、所定の基
準に基づいて、最適な周波数誤差を選択する第８工程
と、を備えることを特徴とする。
おいて、受信機における局部発振周波数と、受信信号の
搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する工程におい
て、フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受
信信号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力
に基づいて周波数誤差を推定する第１工程と、第１のシ
ンボル間における前記周波数誤差の推定値の差分に基づ
いて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの特性を変
化させる第２工程と、を備え、前記第１工程は、変調成
分を除去後の受信信号から、所定のシンボル間で遅延検
波を行うことにより、位相変化情報を生成し、さらに、
前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化情報の雑音成
分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後の信号に基づ
いて周波数誤差を推定する複数の第７工程と、前記複数
の第７工程にて、それぞれ異なるシンボル間隔で遅延検
波後に推定された複数の周波数誤差の中から、所定の基
準に基づいて、最適な周波数誤差を選択する第８工程
と、を備えることを特徴とする。
【００３１】この発明によれば、受信信号の雑音成分を
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、最適な周波数
誤差を選択することにより、周波数不確定性を除去しな
がら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲が遅延検
波シンボル間隔の最も小さいときの第７工程により決定
され、推定精度が遅延検波シンボルの最も大きいときの
第７工程により決定される。これにより、広い推定範囲
と高い推定精度とを同時に実現することができる。
抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間変
動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップラ
ー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推定
精度とを両立させることができる。更に、最適な周波数
誤差を選択することにより、周波数不確定性を除去しな
がら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲が遅延検
波シンボル間隔の最も小さいときの第７工程により決定
され、推定精度が遅延検波シンボルの最も大きいときの
第７工程により決定される。これにより、広い推定範囲
と高い推定精度とを同時に実現することができる。
【００３２】つぎの発明にかかる周波数誤差推定方法に
おいて、前記第２工程は、前記周波数誤差の推定値の差
分値と、前記フィルタ係数と、を対応付けた対応テーブ
ルを予め用意しておく第９工程を含み、前記差分値を演
算後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応テーブ
ルから選択し、選択されたフィルタ係数の値に応じて前
記フィルタの特性を変化させることを特徴とする。
おいて、前記第２工程は、前記周波数誤差の推定値の差
分値と、前記フィルタ係数と、を対応付けた対応テーブ
ルを予め用意しておく第９工程を含み、前記差分値を演
算後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応テーブ
ルから選択し、選択されたフィルタ係数の値に応じて前
記フィルタの特性を変化させることを特徴とする。
【００３３】この発明によれば、周波数誤差の推定値の
差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを予
め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数の
値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予
め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参照
し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択すること
ができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適なフ
ィルタ係数を選択することができる。
差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを予
め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数の
値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予
め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参照
し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択すること
ができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適なフ
ィルタ係数を選択することができる。
【００３４】つぎの発明にかかる周波数誤差推定方法に
おいて、前記第２工程は、さらに、特定周期でカウント
を行う第１０工程を含み、前記カウントにより定められ
た周期で前記フィルタ係数を更新させることを特徴とす
る。
おいて、前記第２工程は、さらに、特定周期でカウント
を行う第１０工程を含み、前記カウントにより定められ
た周期で前記フィルタ係数を更新させることを特徴とす
る。
【００３５】この発明によれば、フィルタ係数の更新
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
に第２工程により求められるフィルタ係数の安定性を向
上させることができる。
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
に第２工程により求められるフィルタ係数の安定性を向
上させることができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる周波数誤
差推定装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明す
る。なお、この実施の形態によりこの発明が限定される
ものではない。
差推定装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明す
る。なお、この実施の形態によりこの発明が限定される
ものではない。
【００３７】実施の形態１．図１は、実施の形態１にか
かる周波数誤差推定装置の構成例を示すブロック図であ
る。図１において、１は受信信号であり、１１は局部発
振周波数と受信信号１の搬送波周波数との周波数誤差を
推定する周波数誤差推定器であり、２は推定周波数誤差
値であり、１２は推定周波数誤差値２に基づいて周波数
誤差推定器１１に含まれる平均化フィルタのフィルタ係
数情報を演算するフィルタ係数決定器であり、３はフィ
ルタ係数情報である。
かる周波数誤差推定装置の構成例を示すブロック図であ
る。図１において、１は受信信号であり、１１は局部発
振周波数と受信信号１の搬送波周波数との周波数誤差を
推定する周波数誤差推定器であり、２は推定周波数誤差
値であり、１２は推定周波数誤差値２に基づいて周波数
誤差推定器１１に含まれる平均化フィルタのフィルタ係
数情報を演算するフィルタ係数決定器であり、３はフィ
ルタ係数情報である。
【００３８】また、図２は、上記周波数誤差推定器１１
の内部構成例であり、たとえば、Ｄシンボル遅延検波形
周波数誤差推定器１１ａである。なお、本実施の形態に
おいて、先に説明した従来技術と同様の構成について
は、同一の符号を付して説明を省略する。図２に示すＤ
シンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａは、従来技
術にて説明したＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定回
路と同様の原理に基づいており、平均化フィルタ２３に
フィルタ係数情報３が入力されていることと、フィルタ
係数情報３により平均化フィルタ２３におけるフィルタ
特性が変化すること、が異なっている。
の内部構成例であり、たとえば、Ｄシンボル遅延検波形
周波数誤差推定器１１ａである。なお、本実施の形態に
おいて、先に説明した従来技術と同様の構成について
は、同一の符号を付して説明を省略する。図２に示すＤ
シンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａは、従来技
術にて説明したＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定回
路と同様の原理に基づいており、平均化フィルタ２３に
フィルタ係数情報３が入力されていることと、フィルタ
係数情報３により平均化フィルタ２３におけるフィルタ
特性が変化すること、が異なっている。
【００３９】また、図３は、上記平均化フィルタ２３の
内部構成例であり、従来技術にて先に説明した平均化フ
ィルタ１０１と同様に、１次のＩＩＲフィルタである。
図３に示す平均化フィルタ２３は、フィルタ係数情報３
が入力されていることと、乗算器１１１、１１２のかわ
りに乗算器３１、３４が設けられ、これらの乗算器３
１、３４の乗算器係数がフィルタ係数情報３に応じて変
化すること、が異なっている。
内部構成例であり、従来技術にて先に説明した平均化フ
ィルタ１０１と同様に、１次のＩＩＲフィルタである。
図３に示す平均化フィルタ２３は、フィルタ係数情報３
が入力されていることと、乗算器１１１、１１２のかわ
りに乗算器３１、３４が設けられ、これらの乗算器３
１、３４の乗算器係数がフィルタ係数情報３に応じて変
化すること、が異なっている。
【００４０】また、図４は、上記フィルタ係数決定器１
２の内部構成例である。図４において、４１は推定周波
数誤差値２の差分を演算する差分演算器であり、４２は
差分演算器４１の出力を平均化して雑音成分を抑圧する
平均化フィルタであり、４３は平均化フィルタ４２の出
力に基づいてフィルタ係数情報３を決定する係数決定器
である。
２の内部構成例である。図４において、４１は推定周波
数誤差値２の差分を演算する差分演算器であり、４２は
差分演算器４１の出力を平均化して雑音成分を抑圧する
平均化フィルタであり、４３は平均化フィルタ４２の出
力に基づいてフィルタ係数情報３を決定する係数決定器
である。
【００４１】以下、上記のように構成される本実施の形
態の周波数誤差推定装置の動作について説明する。ま
ず、受信信号１が周波数誤差推定器１１、すなわち、図
２に示すＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａ
に入力される。このとき、受信信号１を受け取ったＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａは、図８に示
すＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定回路と同様に動
作し（式（１）〜（５）に相当）、推定周波数誤差値２
を出力する。なお、平均化フィルタ２３の出力：ｄ２
（ｎＴ）を求めるための計算式としては、式（５）が用
いられ、ここでは、乗算器係数αがフィルタ係数情報３
によって変化することになる。
態の周波数誤差推定装置の動作について説明する。ま
ず、受信信号１が周波数誤差推定器１１、すなわち、図
２に示すＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａ
に入力される。このとき、受信信号１を受け取ったＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａは、図８に示
すＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定回路と同様に動
作し（式（１）〜（５）に相当）、推定周波数誤差値２
を出力する。なお、平均化フィルタ２３の出力：ｄ２
（ｎＴ）を求めるための計算式としては、式（５）が用
いられ、ここでは、乗算器係数αがフィルタ係数情報３
によって変化することになる。
【００４２】つぎに、フィルタ係数情報３をフィルタ係
数決定器１２で演算する動作について説明する。なお、
ここでは、ドップラー周波数の時間変動により周波数誤
差が時刻に比例して変化するものと仮定する。また、周
波数誤差推定器１１が出力する推定周波数誤差値２が最
適な（正しい）値と仮定する。したがって、推定周波数
誤差値２は、１シンボル間の角周波数誤差：ΔωＴとし
て出力され、式（７）で表される。 ΔωＴ＝ＡｎＴ＋Ｂ ・・・（７） このように、推定周波数誤差値２は、上式のとおり、時
刻：ｎＴに比例して変化する。すなわち、ドップラー周
波数の時間変動が速くなれば、それに伴って変数Ａの絶
対値が大きくなる。
数決定器１２で演算する動作について説明する。なお、
ここでは、ドップラー周波数の時間変動により周波数誤
差が時刻に比例して変化するものと仮定する。また、周
波数誤差推定器１１が出力する推定周波数誤差値２が最
適な（正しい）値と仮定する。したがって、推定周波数
誤差値２は、１シンボル間の角周波数誤差：ΔωＴとし
て出力され、式（７）で表される。 ΔωＴ＝ＡｎＴ＋Ｂ ・・・（７） このように、推定周波数誤差値２は、上式のとおり、時
刻：ｎＴに比例して変化する。すなわち、ドップラー周
波数の時間変動が速くなれば、それに伴って変数Ａの絶
対値が大きくなる。
【００４３】差分演算器４１では、推定周波数誤差値Δ
ωＴのＲシンボル間の差分を演算する。本実施の形態に
おいて、差分演算器４１の出力：Δωｄは、式（８）で
表される。 Δωｄ＝ＡＲＴ ・・・（８）
ωＴのＲシンボル間の差分を演算する。本実施の形態に
おいて、差分演算器４１の出力：Δωｄは、式（８）で
表される。 Δωｄ＝ＡＲＴ ・・・（８）
【００４４】平均化フィルタ４２では、差分演算器４１
の出力を平均化し、雑音成分を抑圧する。なお、ここで
は、平均化フィルタとして、図９に示す１次のＩＩＲフ
ィルタや、より高次のＩＩＲフィルタおよびＦＩＲ（Fi
nite Impulse Response）フィルタなどを用いればよ
い。また、上記に示すとおり、ここでは、雑音成分はな
いと仮定しているので、平均化フィルタ４２の出力は保
持され、そのまま式（８）で表される。
の出力を平均化し、雑音成分を抑圧する。なお、ここで
は、平均化フィルタとして、図９に示す１次のＩＩＲフ
ィルタや、より高次のＩＩＲフィルタおよびＦＩＲ（Fi
nite Impulse Response）フィルタなどを用いればよ
い。また、上記に示すとおり、ここでは、雑音成分はな
いと仮定しているので、平均化フィルタ４２の出力は保
持され、そのまま式（８）で表される。
【００４５】係数決定器４３では、平均化フィルタ４２
の出力：Δωｄの値に応じてフィルタ係数情報３を決定
する。ここでは、たとえば、フィルタ係数情報３を乗算
器３１の乗算器係数αとし、これに対して、乗算器３４
の乗算器係数を１−αとする。
の出力：Δωｄの値に応じてフィルタ係数情報３を決定
する。ここでは、たとえば、フィルタ係数情報３を乗算
器３１の乗算器係数αとし、これに対して、乗算器３４
の乗算器係数を１−αとする。
【００４６】具体的にいうと、係数決定器４３におい
て、ドップラー周波数の時間変動が遅いときは、変数Ａ
の絶対値が小さくなるのでΔωｄの絶対値も小さくな
り、ドップラー周波数の時間変動が速いときは、変数Ａ
の絶対値が大きくなるのでΔωｄの絶対値も大きくな
る。すなわち、Δωｄは、ドップラー周波数の時間変動
量を示す指標となる。このように、係数決定器４３で
は、Δωｄの絶対値が所定値より小さいときにαをでき
るだけ小さく設定し、逆に、Δωｄの絶対値が所定値よ
り大きいときにαをできるだけ大きく設定する。これに
より、ドップラー周波数の時間変動が遅いときは、平均
化フィルタ２３における平均化効果が高められ、高精度
に周波数誤差の推定を行うことができる。一方、ドップ
ラー周波数の時間変動が速いときは、その変動に追随し
た上で、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る。
て、ドップラー周波数の時間変動が遅いときは、変数Ａ
の絶対値が小さくなるのでΔωｄの絶対値も小さくな
り、ドップラー周波数の時間変動が速いときは、変数Ａ
の絶対値が大きくなるのでΔωｄの絶対値も大きくな
る。すなわち、Δωｄは、ドップラー周波数の時間変動
量を示す指標となる。このように、係数決定器４３で
は、Δωｄの絶対値が所定値より小さいときにαをでき
るだけ小さく設定し、逆に、Δωｄの絶対値が所定値よ
り大きいときにαをできるだけ大きく設定する。これに
より、ドップラー周波数の時間変動が遅いときは、平均
化フィルタ２３における平均化効果が高められ、高精度
に周波数誤差の推定を行うことができる。一方、ドップ
ラー周波数の時間変動が速いときは、その変動に追随し
た上で、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る。
【００４７】本実施の形態においては、上記設定する乗
算器係数αの具体例として、たとえば、図５に示すよう
な、Δωｄの絶対値と乗算器係数αとの対応テーブルを
準備する。この対応テーブルにおける乗算器係数αの値
は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予め
決定しておく。図５に示す対応テーブルの一例は、Δω
ｄの値に応じて、乗算器係数αを４段階に変えるもので
あり、０＜Ｗ１＜Ｗ２＜Ｗ３である。なお、ここでは、
４段階の対応テーブルを用いているが、４段階ではな
く、たとえば、２段階以上の任意の段階数で乗算器係数
αを変えることとしてもよい。
算器係数αの具体例として、たとえば、図５に示すよう
な、Δωｄの絶対値と乗算器係数αとの対応テーブルを
準備する。この対応テーブルにおける乗算器係数αの値
は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を予め
決定しておく。図５に示す対応テーブルの一例は、Δω
ｄの値に応じて、乗算器係数αを４段階に変えるもので
あり、０＜Ｗ１＜Ｗ２＜Ｗ３である。なお、ここでは、
４段階の対応テーブルを用いているが、４段階ではな
く、たとえば、２段階以上の任意の段階数で乗算器係数
αを変えることとしてもよい。
【００４８】したがって、係数決定器４３では、上記対
応テーブルを参照し、Δωｄの値に応じた乗算器係数α
を選択することができ、これにより、ドップラー周波数
の時間変動に応じた最適なαを選択することができる。
また、乗算器係数αの更新は、シンボル毎に行うことも
可能であるが、フィルタ係数決定器１２の安定性を考慮
すると、たとえば、カウンタを用い、特定の周期で行う
方がよい。この周期としては、たとえば、周波数誤差推
定器１１の収束時間以上がよい。
応テーブルを参照し、Δωｄの値に応じた乗算器係数α
を選択することができ、これにより、ドップラー周波数
の時間変動に応じた最適なαを選択することができる。
また、乗算器係数αの更新は、シンボル毎に行うことも
可能であるが、フィルタ係数決定器１２の安定性を考慮
すると、たとえば、カウンタを用い、特定の周期で行う
方がよい。この周期としては、たとえば、周波数誤差推
定器１１の収束時間以上がよい。
【００４９】以上のように、本実施の形態によれば、位
相変化情報の雑音成分を抑圧する平均化フィルタの特性
を、ドップラー周波数の時間変動量の大きさに応じて変
化させることにより、ドップラー周波数の時間変動の大
きさによらず、ドップラー周波数の時間変動に対する追
随性と周波数誤差の推定精度とを両立させることができ
る。
相変化情報の雑音成分を抑圧する平均化フィルタの特性
を、ドップラー周波数の時間変動量の大きさに応じて変
化させることにより、ドップラー周波数の時間変動の大
きさによらず、ドップラー周波数の時間変動に対する追
随性と周波数誤差の推定精度とを両立させることができ
る。
【００５０】実施の形態２．実施の形態２にかかる周波
数誤差推定装置は、図１に示す実施の形態における周波
数誤差推定回路と同様に構成され、周波数誤差推定器１
１の内部構成が異なっている。図６は、本実施の形態に
おける周波数誤差推定器１１の内部構成例であり、たと
えば、多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂである。
数誤差推定装置は、図１に示す実施の形態における周波
数誤差推定回路と同様に構成され、周波数誤差推定器１
１の内部構成が異なっている。図６は、本実施の形態に
おける周波数誤差推定器１１の内部構成例であり、たと
えば、多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂである。
【００５１】本実施の形態においては、周波数誤差推定
器１１として、たとえば、多重開ループ形周波数誤差推
定器１１ｂを用いることにより、実施の形態１に比べ、
広い推定範囲で、かつ高い推定精度を実現できる。な
お、多重開ループ形周波数誤差推定器については、“A
Multiple Open-Loop Frequency Estimation Based on D
ifferential Detection for MPSK", IEICE Trans. Comm
un., Vol. E82-B, 1, pp136-144, Jan., 1999に詳しく
述べられている。
器１１として、たとえば、多重開ループ形周波数誤差推
定器１１ｂを用いることにより、実施の形態１に比べ、
広い推定範囲で、かつ高い推定精度を実現できる。な
お、多重開ループ形周波数誤差推定器については、“A
Multiple Open-Loop Frequency Estimation Based on D
ifferential Detection for MPSK", IEICE Trans. Comm
un., Vol. E82-B, 1, pp136-144, Jan., 1999に詳しく
述べられている。
【００５２】図６において、５１ａ，５１ｂ，…，５１
ｃは、並列に設けられたＮ個のＤシンボル遅延検波形周
波数誤差推定器であり、それぞれが図２に示すＤシンボ
ル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａと同様に構成され
ている。これらのＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器５１ａ，５１ｂ，…，５１ｃは、図２のＤシンボル遅
延検波器２２における遅延検波シンボル間隔ＤがＤ１〜
ＤＮであり、それぞれ異なっている。また、５２は、Ｄ
シンボル遅延検波形周波数誤差推定器５１ａ，５１ｂ，
…，５１ｃより出力された推定周波数誤差値に基づい
て、最適な（正しいと思われる）推定周波数誤差値を出
力する選択器である。
ｃは、並列に設けられたＮ個のＤシンボル遅延検波形周
波数誤差推定器であり、それぞれが図２に示すＤシンボ
ル遅延検波形周波数誤差推定器１１ａと同様に構成され
ている。これらのＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器５１ａ，５１ｂ，…，５１ｃは、図２のＤシンボル遅
延検波器２２における遅延検波シンボル間隔ＤがＤ１〜
ＤＮであり、それぞれ異なっている。また、５２は、Ｄ
シンボル遅延検波形周波数誤差推定器５１ａ，５１ｂ，
…，５１ｃより出力された推定周波数誤差値に基づい
て、最適な（正しいと思われる）推定周波数誤差値を出
力する選択器である。
【００５３】以下、上記のように構成される本実施の形
態の周波数誤差推定装置の動作について説明する。ま
ず、受信信号１が周波数誤差推定器１１、すなわち、図
６に示す多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂに入力
される。受信信号１を受け取った多重開ループ形周波数
誤差推定器１１ｂでは、入力された受信信号１をＮ系統
に分岐し、それぞれを並列に設けられた遅延検波シンボ
ル間隔（Ｄ１〜ＤＮ）の異なるＤシンボル遅延検波形周
波数誤差推定器５１ａ，５１ｂ，…，５１ｃに入力す
る。
態の周波数誤差推定装置の動作について説明する。ま
ず、受信信号１が周波数誤差推定器１１、すなわち、図
６に示す多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂに入力
される。受信信号１を受け取った多重開ループ形周波数
誤差推定器１１ｂでは、入力された受信信号１をＮ系統
に分岐し、それぞれを並列に設けられた遅延検波シンボ
ル間隔（Ｄ１〜ＤＮ）の異なるＤシンボル遅延検波形周
波数誤差推定器５１ａ，５１ｂ，…，５１ｃに入力す
る。
【００５４】各Ｄシンボル遅延検波形周波数誤差推定器
では、異なったシンボル間隔で遅延検波を行い、周波数
誤差の推定処理を行う。なお、遅延検波シンボル間隔
は、Ｄ１＜Ｄ２＜…＜ＤＮとなるように設定する。本実
施の形態においては、たとえば、遅延検波シンボル間隔
が小さいときには、周波数誤差の推定範囲が広くなるが
推定精度は低くなる。一方、遅延検波シンボル間隔が大
きいときには、周波数誤差の推定範囲が狭くなるが推定
精度は高くなる。このように、本実施の形態の多重開ル
ープ形周波数誤差推定器１１ｂでは、遅延検波シンボル
間隔が最も小さいＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器５１ａから、遅延検波シンボル間隔が最も大きいＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定器５１ｃを、複数個並
列に設け、さらに、各出力を選択器５２にて選択するこ
とにより、広い推定範囲で、かつ高い推定精度を実現す
る。
では、異なったシンボル間隔で遅延検波を行い、周波数
誤差の推定処理を行う。なお、遅延検波シンボル間隔
は、Ｄ１＜Ｄ２＜…＜ＤＮとなるように設定する。本実
施の形態においては、たとえば、遅延検波シンボル間隔
が小さいときには、周波数誤差の推定範囲が広くなるが
推定精度は低くなる。一方、遅延検波シンボル間隔が大
きいときには、周波数誤差の推定範囲が狭くなるが推定
精度は高くなる。このように、本実施の形態の多重開ル
ープ形周波数誤差推定器１１ｂでは、遅延検波シンボル
間隔が最も小さいＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器５１ａから、遅延検波シンボル間隔が最も大きいＤシ
ンボル遅延検波形周波数誤差推定器５１ｃを、複数個並
列に設け、さらに、各出力を選択器５２にて選択するこ
とにより、広い推定範囲で、かつ高い推定精度を実現す
る。
【００５５】ここで、たとえば、三つのＤシンボル遅延
検波形周波数誤差推定器からなる多重開ループ形周波数
誤差推定器の動作について、具体的に説明する。この多
重開ループ形周波数誤差推定器において、遅延検波シン
ボル間隔：Ｄｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ））は、式（９）
のように設定する。 Ｄｉ＝２＾（ｉ−１） （ｉ＝１，２，３） ・・・（９） ただし、式（９）において、＾は、べき乗演算を表す。
検波形周波数誤差推定器からなる多重開ループ形周波数
誤差推定器の動作について、具体的に説明する。この多
重開ループ形周波数誤差推定器において、遅延検波シン
ボル間隔：Ｄｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ））は、式（９）
のように設定する。 Ｄｉ＝２＾（ｉ−１） （ｉ＝１，２，３） ・・・（９） ただし、式（９）において、＾は、べき乗演算を表す。
【００５６】したがって、実際の周波数誤差をπ／４と
したとき、三つのＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器に対する推定値の候補は、周波数不確定性により、図
７に示すように、それぞれ遅延検波シンボル間隔に相当
する１個（）、２個（△）、４個（□）となる。そし
て、この多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂは、選
択器５２により、まず、２個の候補（△）の中からに最
も近い△（図示の黒三角）を選択する。つぎに、４個の
候補（□）の中から先に選んだ△に最も近い□（図示の
黒四角）を選択する。これにより、多重開ループ形周波
数誤差推定器１１ｂでは、上記選択した□を周波数誤差
の推定値として出力することになる。
したとき、三つのＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器に対する推定値の候補は、周波数不確定性により、図
７に示すように、それぞれ遅延検波シンボル間隔に相当
する１個（）、２個（△）、４個（□）となる。そし
て、この多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂは、選
択器５２により、まず、２個の候補（△）の中からに最
も近い△（図示の黒三角）を選択する。つぎに、４個の
候補（□）の中から先に選んだ△に最も近い□（図示の
黒四角）を選択する。これにより、多重開ループ形周波
数誤差推定器１１ｂでは、上記選択した□を周波数誤差
の推定値として出力することになる。
【００５７】このように、多重開ループ形周波数誤差推
定器１１ｂでは、周波数不確定性を除去しながら動作す
るため、周波数推定誤差の推定範囲がＤ（Ｄ１）シンボ
ル遅延検波形周波数誤差推定器５１ａにより決定され、
推定精度がＤ（ＤＮ）シンボル遅延検波形周波数誤差推
定器５１ｃにより決定される。すなわち、本実施の形態
の多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂは、広い推定
範囲と高い推定精度を同時に実現することができる。
定器１１ｂでは、周波数不確定性を除去しながら動作す
るため、周波数推定誤差の推定範囲がＤ（Ｄ１）シンボ
ル遅延検波形周波数誤差推定器５１ａにより決定され、
推定精度がＤ（ＤＮ）シンボル遅延検波形周波数誤差推
定器５１ｃにより決定される。すなわち、本実施の形態
の多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂは、広い推定
範囲と高い推定精度を同時に実現することができる。
【００５８】また、多重開ループ形周波数誤差推定器１
１ｂの動作において、各Ｄシンボル遅延検波形周波数誤
差推定器における平均化フィルタ２３の乗算器係数α、
すなわち、式（５）に示される平均化フィルタ２３にお
ける計算式のαは、フィルタ係数情報３によって変化す
る。このとき、フィルタ係数情報３は、実施の形態１と
同様に、フィルタ係数決定器１２にて推定周波数誤差値
の差分に基づいて決定される。すなわち、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、αを小さく設定すること
により平均化効果を高め、高精度に周波数誤差の推定を
行うことができる。一方、ドップラー周波数の時間変動
が速いときは、αを大きく設定し、その変動に追随した
上で、高精度に周波数誤差の推定を行うことができる。
なお、ここでは、実施の形態１と同様に、図５に示すよ
うな対応テーブルを利用することとしてもよい。
１ｂの動作において、各Ｄシンボル遅延検波形周波数誤
差推定器における平均化フィルタ２３の乗算器係数α、
すなわち、式（５）に示される平均化フィルタ２３にお
ける計算式のαは、フィルタ係数情報３によって変化す
る。このとき、フィルタ係数情報３は、実施の形態１と
同様に、フィルタ係数決定器１２にて推定周波数誤差値
の差分に基づいて決定される。すなわち、ドップラー周
波数の時間変動が遅いときは、αを小さく設定すること
により平均化効果を高め、高精度に周波数誤差の推定を
行うことができる。一方、ドップラー周波数の時間変動
が速いときは、αを大きく設定し、その変動に追随した
上で、高精度に周波数誤差の推定を行うことができる。
なお、ここでは、実施の形態１と同様に、図５に示すよ
うな対応テーブルを利用することとしてもよい。
【００５９】以上のように、本実施の形態によれば、先
に説明した実施の形態１と同様に、位相変化情報の雑音
成分を抑圧する平均化フィルタの特性を、ドップラー周
波数の時間変動量の大きさに応じて変化させることによ
り、ドップラー周波数の時間変動の大きさによらず、ド
ップラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差
の推定精度とを両立させることができる。また、Ｄシン
ボル遅延検波形周波数誤差推定器を複数個並列に設ける
多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂを用いることに
より、より高い推定精度とより広い推定範囲とを同時に
実現することができる。
に説明した実施の形態１と同様に、位相変化情報の雑音
成分を抑圧する平均化フィルタの特性を、ドップラー周
波数の時間変動量の大きさに応じて変化させることによ
り、ドップラー周波数の時間変動の大きさによらず、ド
ップラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差
の推定精度とを両立させることができる。また、Ｄシン
ボル遅延検波形周波数誤差推定器を複数個並列に設ける
多重開ループ形周波数誤差推定器１１ｂを用いることに
より、より高い推定精度とより広い推定範囲とを同時に
実現することができる。
【００６０】以上、この発明を実施の形態１、２により
説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可
能であり、これらを発明の範囲から排除するものではな
い。
説明したが、この発明の主旨の範囲内で種々の変形が可
能であり、これらを発明の範囲から排除するものではな
い。
【００６１】
【００６２】
【発明の効果】 以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、受信信号の雑音成分を抑圧するフィルタの特性を、
ドップラー周波数の時間変動量の大きさに応じて変化さ
せることにより、ドップラー周波数の時間変動に対する
追随性と周波数誤差の推定精度とを両立させることが可
能な周波数誤差推定装置を得ることができる、という効
果を奏する。更に、 ドップラー周波数の時間変動が遅い
ときは、フィルタ係数をできるだけ小さく設定し、ドッ
プラー周波数の時間変動が速いときは、フィルタ係数を
できるだけ大きく設定し、周波数誤差推定手段は、この
フィルタ係数に基づいて、周波数誤差を推定する。これ
により、ドップラー周波数の時間変動が遅いときには、
フィルタにおける平均化効果が高められ、高精度に周波
数誤差の推定を行うことができる、という効果を奏す
る。一方、ドップラー周波数の時間変動が速いときに
は、その変動に追随した上で、高精度に周波数誤差の推
定を行うことができる、という効果を奏する。
ば、受信信号の雑音成分を抑圧するフィルタの特性を、
ドップラー周波数の時間変動量の大きさに応じて変化さ
せることにより、ドップラー周波数の時間変動に対する
追随性と周波数誤差の推定精度とを両立させることが可
能な周波数誤差推定装置を得ることができる、という効
果を奏する。更に、 ドップラー周波数の時間変動が遅い
ときは、フィルタ係数をできるだけ小さく設定し、ドッ
プラー周波数の時間変動が速いときは、フィルタ係数を
できるだけ大きく設定し、周波数誤差推定手段は、この
フィルタ係数に基づいて、周波数誤差を推定する。これ
により、ドップラー周波数の時間変動が遅いときには、
フィルタにおける平均化効果が高められ、高精度に周波
数誤差の推定を行うことができる、という効果を奏す
る。一方、ドップラー周波数の時間変動が速いときに
は、その変動に追随した上で、高精度に周波数誤差の推
定を行うことができる、という効果を奏する。
【００６３】つぎの発明によれば、受信信号の雑音成分
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定装置
を得ることができる、という効果を奏する。更に、最適
な周波数誤差を選択することにより、周波数不確定性を
除去しながら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲
が遅延検波シンボル間隔の最も小さい遅延検波形周波数
誤差推定手段により決定され、推定精度が遅延検波シン
ボルの最も大きい遅延検波形周波数誤差推定手段により
決定される。これにより、広い推定範囲と高い推定精度
とを同時に実現することができる、という効果を奏す
る。
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定装置
を得ることができる、という効果を奏する。更に、最適
な周波数誤差を選択することにより、周波数不確定性を
除去しながら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲
が遅延検波シンボル間隔の最も小さい遅延検波形周波数
誤差推定手段により決定され、推定精度が遅延検波シン
ボルの最も大きい遅延検波形周波数誤差推定手段により
決定される。これにより、広い推定範囲と高い推定精度
とを同時に実現することができる、という効果を奏す
る。
【００６４】つぎの発明によれば、周波数誤差の推定値
の差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを
予め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数
の値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を
予め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参
照し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択するこ
とができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適な
フィルタ係数を選択することができる、という効果を奏
する。
の差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを
予め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数
の値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を
予め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参
照し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択するこ
とができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適な
フィルタ係数を選択することができる、という効果を奏
する。
【００６５】つぎの発明によれば、フィルタ係数の更新
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
にフィルタ係数決定手段の安定性を向上させることがで
きる、という効果を奏する。
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
にフィルタ係数決定手段の安定性を向上させることがで
きる、という効果を奏する。
【００６６】
【００６７】つぎの発明によれば、受信信号の雑音成分
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定方法
を得ることができる、という効果を奏する。即ち、ドッ
プラー周波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数を
できるだけ小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動
が速いときは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定
し、第１工程では、このフィルタ係数に基づいて、周波
数誤差を推定する。これにより、ドップラー周波数の時
間変動が遅いときには、フィルタにおける平均化効果が
高められ、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る、という効果を奏する。一方、ドップラー周波数の時
間変動が速いときには、その変動に追随した上で、高精
度に周波数誤差の推定を行うことができる、という効果
を奏する。
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定方法
を得ることができる、という効果を奏する。即ち、ドッ
プラー周波数の時間変動が遅いときは、フィルタ係数を
できるだけ小さく設定し、ドップラー周波数の時間変動
が速いときは、フィルタ係数をできるだけ大きく設定
し、第１工程では、このフィルタ係数に基づいて、周波
数誤差を推定する。これにより、ドップラー周波数の時
間変動が遅いときには、フィルタにおける平均化効果が
高められ、高精度に周波数誤差の推定を行うことができ
る、という効果を奏する。一方、ドップラー周波数の時
間変動が速いときには、その変動に追随した上で、高精
度に周波数誤差の推定を行うことができる、という効果
を奏する。
【００６８】つぎの発明によれば、受信信号の雑音成分
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定方法
を得ることができる、という効果を奏する。即ち、最適
な周波数誤差を選択することにより、周波数不確定性を
除去しながら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲
が遅延検波シンボル間隔の最も小さいときの第７工程に
より決定され、推定精度が遅延検波シンボルの最も大き
いときの第７工程により決定される。これにより、広い
推定範囲と高い推定精度とを同時に実現することができ
る、という効果を奏する。
を抑圧するフィルタの特性を、ドップラー周波数の時間
変動量の大きさに応じて変化させることにより、ドップ
ラー周波数の時間変動に対する追随性と周波数誤差の推
定精度とを両立させることが可能な周波数誤差推定方法
を得ることができる、という効果を奏する。即ち、最適
な周波数誤差を選択することにより、周波数不確定性を
除去しながら動作するため、周波数推定誤差の推定範囲
が遅延検波シンボル間隔の最も小さいときの第７工程に
より決定され、推定精度が遅延検波シンボルの最も大き
いときの第７工程により決定される。これにより、広い
推定範囲と高い推定精度とを同時に実現することができ
る、という効果を奏する。
【００６９】つぎの発明によれば、周波数誤差の推定値
の差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを
予め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数
の値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を
予め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参
照し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択するこ
とができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適な
フィルタ係数を選択することができる、という効果を奏
する。
の差分値とフィルタ係数とを対応付けた対応テーブルを
予め準備する。この対応テーブルにおけるフィルタ係数
の値は、計算機シミュレーションなどにより最適な値を
予め決定しておく。これにより、上記対応テーブルを参
照し、差分値に応じたフィルタ係数を容易に選択するこ
とができ、ドップラー周波数の時間変動に応じた最適な
フィルタ係数を選択することができる、という効果を奏
する。
【００７０】つぎの発明によれば、フィルタ係数の更新
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
に第２工程により求められるフィルタ係数の安定性を向
上させることができる、という効果を奏する。
は、シンボル毎に行うことも可能であるが、ここでは、
カウンタを用いて特定の周期で行う。これにより、容易
に第２工程により求められるフィルタ係数の安定性を向
上させることができる、という効果を奏する。
【図１】 実施の形態１にかかる周波数誤差推定装置の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図２】 周波数誤差推定器１１の内部構成例を示す図
である。
である。
【図３】 平均化フィルタ２３の内部構成例を示す図で
ある。
ある。
【図４】 フィルタ係数決定器１２の内部構成例を示す
図である。
図である。
【図５】 対応テーブルの一例を示す図である。
【図６】 実施の形態２にかかる周波数誤差推定装置の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図７】 複数のＤシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器にて推定される周波数誤差の選択方法を示す図であ
る。
器にて推定される周波数誤差の選択方法を示す図であ
る。
【図８】 従来における周波数誤差推定装置の構成を示
す図である。
す図である。
【図９】 従来における平均化フィルタの内部構成例を
示す図である。
示す図である。
１ 受信信号、２ 推定周波数誤差値、３ フィルタ係
数情報、１１ 周波数誤差推定器、１１ａ，５１ａ，５
１ｂ，５１ｃ Ｄシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器、１１ｂ 多重開ループ形周波数誤差推定器、１２
フィルタ係数決定器、２１ Ｍ逓倍器、２２ Ｄシンボ
ル遅延検波器、２３ 平均化フィルタ、２４ 座標変換
器、２５ 除算器、３１，３４ 乗算器、３２ 加算
器、３３ 遅延器、４１ 差分演算器、４２ 平均化フ
ィルタ、４３ 係数決定器、５２ 選択器。
数情報、１１ 周波数誤差推定器、１１ａ，５１ａ，５
１ｂ，５１ｃ Ｄシンボル遅延検波形周波数誤差推定
器、１１ｂ 多重開ループ形周波数誤差推定器、１２
フィルタ係数決定器、２１ Ｍ逓倍器、２２ Ｄシンボ
ル遅延検波器、２３ 平均化フィルタ、２４ 座標変換
器、２５ 除算器、３１，３４ 乗算器、３２ 加算
器、３３ 遅延器、４１ 差分演算器、４２ 平均化フ
ィルタ、４３ 係数決定器、５２ 選択器。
Claims (8)
- 【請求項１】 受信機における局部発振周波数と、受信
信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する周波数
誤差推定装置において、 フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信
号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基
づいて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段と、 第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差
分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの
特性を変化させるフィルタ係数決定手段と、 を備え、 前記周波数誤差推定手段は、 前記受信信号の変調成分を除去する変調成分除去手段
と、 前記変調成分を除去後の信号から第２のシンボル間で遅
延検波を行うことにより、位相変化情報を生成する位相
変化情報生成手段と、 前記フィルタ係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音
成分を抑圧する平均化フィルタ手段と、 前記雑音成分抑圧後の信号に基づいて、周波数誤差推定
値を演算する周波数誤差演算手段と、 を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。 - 【請求項２】 受信機における局部発振周波数と、受信
信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する周波数
誤差推定装置において、 フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信
号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基
づいて周波数誤差を推定する周波数誤差推定手段と、 第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差
分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの
特性を変化させるフィルタ係数決定手段と、 を備え、 前記周波数誤差推定手段は、 変調成分を除去後の受信信号から、所定のシンボル間で
遅延検波を行うことにより、位相変化情報を生成し、さ
らに、前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化情報の
雑音成分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後の信号
に基づいて周波数誤差を推定する複数の遅延検波形周波
数誤差推定手段と、 前記複数の遅延検波形周波数誤差推定手段により、それ
ぞれ異なるシンボル間隔で遅延検波後に推定された複数
の周波数誤差の中から、所定の基準に基づいて、最適な
周波数誤差を選択する選択手段と、 を備えることを特徴とする周波数誤差推定装置。 - 【請求項３】 前記フィルタ係数決定手段は、前記周波
数誤差の推定値の差分値と、前記フィルタ係数と、を対
応付けた対応テーブルを予め備えておき、前記差分値を
演算後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応テー
ブルから選択し、選択されたフィルタ係数の値に応じて
前記フィルタの特性を変化させることを特徴とする請求
項１または２に記載の周波数誤差推定装置。 - 【請求項４】 前記フィルタ係数決定手段は、さらに、
特定周期のカウンタを備え、前記カウンタにより定めら
れた周期で前記フィルタ係数を更新させることを特徴と
する請求項３に記載の周波数誤差推定装置。 - 【請求項５】 受信機における局部発振周波数と、受信
信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する周波数
誤差推定方法にあって、 フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信
号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基
づいて周波数誤差を推定する第１工程と、 第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差
分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの
特性を変化させる第２工程と、 を備え、 前記第１工程は、 前記受信信号の変調成分を除去する第３工程と、 前記変調成分を除去後の信号から第２のシンボル間で遅
延検波を行うことにより、位相変化情報を生成する第４
工程と、 前記フィルタ係数に基づいて、前記位相変化情報の雑音
成分を抑圧する第５工程と、 前記雑音成分抑圧後の信号に基づいて、周波数誤差推定
値を演算する第６工程と、 を含むことを特徴とする周波数誤差推定方法。 - 【請求項６】 受信機における局部発振周波数と、受信
信号の搬送波周波数と、の周波数誤差を推定する周波数
誤差推定方法にあって、 フィルタに入力されるフィルタ係数に応じて前記受信信
号に含まれる雑音成分を抑圧し、該フィルタの出力に基
づいて周波数誤差を推定する第１工程と、 第１のシンボル間における前記周波数誤差の推定値の差
分に基づいて、フィルタ係数を演算し、前記フィルタの
特性を変化させる第２工程と、 を備え、 前記第１工程は、 変調成分を除去後の受信信号から、所定のシンボル間で
遅延検波を行うことにより、位相変化情報を生成し、さ
らに、前記フィルタ係数に基づいて前記位相変化情報の
雑音成分を抑圧し、その後、前記雑音成分抑圧後の信号
に基づいて周波数誤差を推定する複数の第７工程と、 前記複数の第７工程にて、それぞれ異なるシンボル間隔
で遅延検波後に推定された複数の周波数誤差の中から、
所定の基準に基づいて、最適な周波数誤差を選択する第
８工程と、 を備えることを特徴とする周波数誤差推定方法。 - 【請求項７】 前記第２工程は、前記周波数誤差の推定
値の差分値と、前記フィルタ係数と、を対応付けた対応
テーブルを予め用意しておく第９工程を含み、前記差分
値を演算後、該差分値に応じたフィルタ係数を前記対応
テーブルから選択し、選択されたフィルタ係数の値に応
じて前記フィルタの特性を変化させることを特徴とする
請求項５または６のいずれか一つに記載の周波数誤差推
定方法。 - 【請求項８】 前記第２工程は、さらに、特定周期でカ
ウントを行う第１０工程を含み、前記カウントにより定
められた周期で前記フィルタ係数を更新させることを特
徴とする請求項７に記載の周波数誤差推定方法。
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