JPH09247059A - フェージング等化器 - Google Patents
フェージング等化器Info
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- JPH09247059A JPH09247059A JP8051358A JP5135896A JPH09247059A JP H09247059 A JPH09247059 A JP H09247059A JP 8051358 A JP8051358 A JP 8051358A JP 5135896 A JP5135896 A JP 5135896A JP H09247059 A JPH09247059 A JP H09247059A
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Abstract
避するフェージング等化器を提供する。 【解決手段】直交検波出力であるシンボル系列をI
(n),Q(n)(n:自然数)、想定最大フェージン
グ周波数をFmax とし、無線周波数の搬送波の位相、振
幅またはその両方に情報をのせて伝送される変調波を復
調するフェージング等化器において、1/(2Fmax )
以下の時間間隔でシンボル系列より信号をサンプルする
シンボル抽出器と、仮定した送信信号、尤度判定された
信号及び抽出したシンボルからフェージングベクトル系
列Fv (n)を計算するN個のフェージンング推定器
と、フェージンング推定器により推定したフェージング
を用いてシンボル系列のフェージング補償を行うN個の
補償器と、N個のフェージング補償されたシンボル系列
より1個の系列を選択する選択器を有する。
Description
器に関する。特に、移動体通信などのレイリー(一様)
フェージング環境で通信を行う受信器の復調器部に用い
られるフェージング等化器に関する。
タ通信などの高品質(小さな誤り率)伝送が要求されて
いる。しかしながら移動しながらの通信においては、ド
ップラーシフトによる一様フェージングの影響を受け
る。したがって、たとえ平均受信信号レベル(S/N)
の高い通信においても、回線品質が向上せず、データ伝
送効率は改善しなかった。
(n)、Q(n)〔n、自然数〕とし、このシンボル系
列と同期したシンボルレートRS の整数倍の周波数のク
ロックをSCLK とし、想定する最大フェージング周波数
( またはドップラー周波数とも呼ぶ) をFmax として考
える。
グに比較的強い遅延検波方式が採用されてきた。送信側
で1/(2Fmax )以下の間隔で既知信号を挿入し、受
信側でこの既知信号を利用してフェージング補償を行う
方式が存在していた。
波方式を用いた場合には平均受信レベルが高くても回線
品質(ビット誤り率)が向上しない(誤り率のフロア現
象)という問題があった。
方式では、誤り率のフロア現象は回避できるが、既知信
号の分だけ伝送効率が減少するという問題があった。
挿入なしに誤り率のフロア現象を回避するフェージング
等化器を提供することにある。
する請求項1のフェージング等化器は、直交検波出力で
あるシンボル系列をI(n),Q(n)(n:自然
数)、想定最大フェージング周波数をFmax とし、無線
周波数の搬送波の位相、振幅またはその両方に情報をの
せて伝送される変調波を復調するフェージング等化器に
おいて、1/(2Fmax )以下の時間間隔でシンボル系
列より信号をサンプルするシンボル抽出器と、仮定した
送信信号、尤度判定された信号及び抽出したシンボルか
らフェージングベクトル系列Fv (n)を計算するN個
(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)のフェージン
ング推定器と、該フェージンング推定器により推定した
フェージングを用いてシンボル系列のフェージング補償
を行うN個の補償器と、N個のフェージング補償された
シンボル系列より1個の系列を選択する選択器を有す
る。
交検波出力であるシンボル系列をI(n),Q(n)
(n:自然数)、想定最大フェージング周波数をFmax
とし、無線周波数の搬送波の位相、振幅またはその両方
に情報をのせて伝送される変調波を復調するフェージン
グ等化器において、1/(2Fmax )以下の時間間隔で
シンボル系列より信号をサンプルするシンボル抽出器
と、仮定した送信信号、尤度判定された信号及び抽出し
たシンボルからフェージングベクトル系列Fv (n)を
計算するN個(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)
のフェージンング推定器と、該フェージンング推定器に
より推定したフェージングを用いてシンボル系列のフェ
ージング補償を行うN個の補償器と、該尤度判定された
信号を元にフェージング推定を行う第二のフェージング
推定器と、該第二のフェージング推定器からの推定デー
タから該直交検波出力であるシンボル系列に対し、フェ
ージング補償を行う第二の補償器とを有する。
1のフェージング等化器において、更に、受信信号レベ
ルを測定する信号レベル検出器と、該検出信号レベルと
設定値とを比較する第一の比較器と、フェージング周波
数を検出するフェージング検出器と、該検出したフェー
ジング周波数と設定値とを比較する第二の比較器と、前
記選択器からのフェージング補償シンボル系列と、直交
検波出力のシンボル系列とを選択出力する第二の選択器
を有する。
2のフェージング等化器において、更に、受信信号レベ
ルを測定する信号レベル検出器と、該検出信号レベルと
設定値とを比較する第一の比較器と、フェージング周波
数を検出するフェージング検出器と、該検出したフェー
ジング周波数と設定値とを比較する第二の比較器と、前
記第二の補償器からのフェージング補償シンボル系列
と、直交検波出力のシンボル系列とを選択出力する第二
の選択器を有する。
波出力であるシンボル系列をI(n),Q(n)(n:
然数)、想定最大フェージング周波数をFmax とし、無
線周波数の搬送波の位相、振幅またはその両方に情報を
のせて伝送される変調波を復調するフェージング等化器
において、1/(2Fmax )以下の時間間隔でシンボル
系列より信号をサンプルするシンボル抽出器と、仮定し
た送信信号、尤度判定された信号及び抽出したシンボル
からフェージングベクトル系列Fv (n)を計算するN
個(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)のフェージ
ンング推定器と、該フェージンング推定器により推定し
たフェージングを用いてシンボル系列のフェージング補
償を行うN個の補償器と、該補償器に入力するI
(n),Q(n)のタイミングを合わせる第一の遅延器
と、N個のフェージング補償されたシンボル系列より1
個の系列を選択する選択器と、該N個のフェージング補
償されたシンボル系列と該選択器に対する選択信号との
タイミングを合わせるN個の第二の遅延器と、該選択器
に対する選択信号を発生させる最尤判定器とを有する。
1、2、3または5のフェージング等化器において、前
記シンボル抽出器は、複数段のD−FFで構成される。
6において、前記N個のフェージンング推定器の各々
は、前記複数段のD−FFの各々の出力と、前記シンボ
ル系列のサンプリング信号との割り算を求める割り算回
路と、フィルタのインパルス応答を格納するROMと、
該割り算回路の出力と該ROMからのインパルス応答と
を掛け算する掛け算回路とを有する。
7のフェージング等化器において、前記N個のフェージ
ンング推定器に対し、1つの共通な前記ROMが設けら
れる。
7のフェージング等化器において、前記割り算回路と前
記掛け算回路が共通な乗除算回路で構成される。
て図面を参照して説明する。尚、図において同一または
類似のものには、同一の参照番号及び参照記号を付して
説明する。
って、本発明の理解の為に、従来技術において、まず誤
り率のフロア現象が発生する理由をQPSK(Qurdratu
re Phase Shift Keying ) 変調方式を例にして説明す
る。次に既知信号が挿入されていれば誤り率のフロア現
象を回避できる理由も同様に説明する。 〔誤り率のフロア現象の発生理由〕フェージングがなか
った場合のQPSK復調器の直交検波器出力のシンボル
系列をi(n)、q(n)とし、フェージングベクトル
をfv (n)〔但し、nは自然数〕とすると、I
(n),Q(n)は以下の式(1) 〜(3) のように記述で
きる。ここでは雑音はない(S/Nは十分に大きい)と
仮定する。
d (n)は次の式(4) 、(5) に示すように記述できる。
入すると、以下の式(6) 、(7) を得る。
てもfv (n)/fv (n−1)の位相成分が±π/4
の範囲になければ、Id (n),Qd (n)両方もしく
は、どちらか一方が誤る。したがって、S/Nを向上さ
せても誤り率が改善されない現象(誤り率のフロア現
象)が説明できる。 〔既知信号挿入により誤り率のフロア現象が回避できる
理由〕まず、1/(2Fmax )以下の間隔で既知信号が
挿入されているとする。つぎに、説明を簡単にするため
に既知信号が等間隔で挿入されているとする。したがっ
て、送信系列内の既知信号は式(8)のように記述でき
る。
ある。これよりフェージングfv (mk)が確定でき
る。
の定理より、このfv(mk)を式(10)で示すように、
適当な低域フィルタに入力することによって、全てのf
v (n)が求まる。
( )は低域のフィルタのインパルス応答である。式(1
0)は無限大の積和回数(フェージング推定に必要なサン
プル数r=∞)が必要であるが、無視できる程度で演算
を打ち切れば良い。
v (n)を式(2)、(3)に代入すればi(n),q(n)
を得ることができ、誤り率のフロア現象を回避できる。
ただし、実際には雑音があるため、上述の議論で求める
ことが可能になったfv (n)は真のFv (n)の推定
値である。 〔既知信号なしで誤り率のフロア現象を回避できる理
由〕本発明により、既知信号なしで誤り率のフロア現象
を回避できる理由は説明を簡単にするために、式(10)に
必要な積和回数を3回(r=3、−1<h<1)と仮定
する。したがって、式(10)は次の式(11)のようになる。
は、fv (mk)は未知である。したがって、本発明で
は最初に、送信可能なすべての信号パターンに対してf
v (mk)を求める。QPSK変調の場合は送信可能な
信号は(1+j),(−1+j),(−1−j),(1
−j)の4種類であるから、これらを用いて算出したf
v (mk)をそれぞれfv (0,mk),fv (1,m
k),fv (2,mk),fv (3,mk)とする。
合わせを代入すると43 通りのfvが計算できる。ここ
で、fv (v0,m(k−1),fv (v1,mk),
fv(v2,m(k+1))を用いて計算したf
v (n)をfv (v0,v1,v2,n)(但し、v
0,v1,v2,v3は、それぞれ0or1or2or
3)と記述する。
式(1)に代入すればm(k−1)<n<mk−1のi
(n),q(n)が算出できる。それらを、それぞれi
(v0,v1,v2,n),q(v0,v1,v2,
n)と記述する。したがって、最も尤度を大きくするv
0,v1,v2(これをv0’,v1’,v2’とす
る)が決定できれば、最も尤度の大きいi(n),q
(n)(=i(v0’,v1’,v2’,n),q(v
0’,v1’,v2’,n))が選択できることにな
る。
め、信号点i(v0,v1,v2,n),q(v0,v
1,v2,n)から最も近いQPSKの信号点までの距
離d(v0,v1,v2,n)を以下の式(12)のように
計算する。
利用してもほぼ同等の特性を得ることを本発明者等は確
認した。
間内距離Mb (v0,v1,v2,k)〕を以下の式(1
4)のように求める。
大きいので、最小のMb を与えるv0,v1,v2がv
0’,v1’,v2’となる。したがって(v0’,v
1’,v2’,n),q(v0’,v1’,v2’,
n)をm(k−1)<n<mk−1の範囲で出力として
選択すれば、誤り率のフロア現象を回避できる。
度や180度の位相不確定性を有している。(例えばQ
PSKの場合は90度の位相不確定性がある)ので、式
(11)より以下の式(15)の関係を得る。
り以下の式(16)の関係を得る。
が16通りとなる。そのため及びデータの連続性により
v0としては、前時点のv1’を使用すればよい。
タの長い連続性を利用する。具体的には区間内距離Mb
を積算した経路内距離Mp を定義し、Mp が最小となる
経路(最大尤度経路)を決定すれば良い。経路内距離は
以下の式(17)で求める。
が最大尤度経路となり、その場合のi(n),q(n)
をm(i−c−1)<n<m(i−c)−1の範囲で出
力として選択すれば良い。ただしcはc=∞(i=∞)
の時に最尤となるが、実用上は適当な大きさでほぼ同じ
特性が得られる。
には多くの計算量を必要とするので、ビタビアルゴリス
ム(トレリス線図)を適用する。次にビタビアルゴリス
ムの本発明への応用について述べる。
にはDi-1 =4i-1 の経路内距離を求め、最小値を探さ
なければならない。これは現実には実現不可能である。
そこで以下に説明するようにしてビタビアルゴリズムを
応用する。
nction(*)}は*に可能な全ての値を挿入した
ときの最小値を示す)は式(14)、(16)で16通りの区間
内距離を計算し最小値を求めることと同じである。した
がって以下に示す(i)〜(iii)の順序で求められ
る。 (i)各経路内距離を式(18)のように求める。ただしM
min(w0,w1)=0とする。
れの最小値min{Mp (*,0,0) }、min{Mp (*,
0,1) }、min{Mp (*,0,2) }、min{Mp (*,0,
3) }を算出し、次式(19)のようにMmin を更新する。
ら最小値 min{Mp (*0,*1,*2)}=min{Mmin (0,*3)}を
求める。
離を次の式(20)、(21)のように求める。
2)のように更新する。
min{Mmin(0,*4) }を求める。
距離は式(20)、(22)が示すように4通りの中からの選択
となる。即ち4サンプル時点においても、3サンプル時
点と同様に16通りの区間内距離を求めるだけで、最小
経路内距離が計算できる。
同型なことに着目すれば、5サンプル時点の最小経路内
距離を求める計算もそれ以降の時点での計算も同様に行
える。
通りの経路内距離の計算だけを行えば何時でも最小経路
内距離が算出できる。以下に一般形で示す。 (i)i+1サンプル時点を考え、(1) 式、(14)と(19)
より各経路内距離を次式(23)、(24)のように求める。
る。
に求める。
小値を選択することからACS(Add Compare Select)
と呼ばれる。しかし式(26)で算出できるのは最小経路内
距離とその経路のwiだけであり、wi-C-1, wi-c ,
wi-c+1 ではない。そこで式(25)を求めた時に Pm (wi-1, wi , i-2)= wi-2 ・・(27) のように小グループ内での選択の経過を記憶しておく必
要がある。そしてこのPm(パスメモリ)をc回過去に
逆上る(トレースバック)ことにより、最尤経路のw
i-c-1,wi-c , wi-c+1 を求め、最尤経路(最小経路内
距離を持つ経路)の出力{i(wi-c-1,wi-c ,wi-c+1,
n),q(wi-c-1,wi-c ,wi-c+1,n);m(i-c-1) <
n<m(i−c)−1}が決定できる。ただし、式(25)
はwi-1=0の場合であるから、 Pm(0,wi ,i−2)=wi-2 ・・(28) だけしか求まらないので、wi-1 ≠0の場合は、以下の
式(29)で求める。
ためのフェージング等化器の第1の構成例について説明
する。図1は、その第1の構成例である。
記の説明より明らかな如く、全ての送信信号の組合わせ
として16通りの演算が必要であり、したがってN=1
6である。)フェージング演算回路0〜(N−1)を有
し、その出力の内、1の出力を尤度判定器3の出力によ
り選択出力する選択器4を有する。
−1)の構成は同じであり、フェージング等化器の入力
端に、図示しない直交検波器からの出力であるシンボル
系列I(n),Q(n)が入力される。このシンボル系
列I(n),Q(n)から抽出器1によってI(m
k)、Q(mk)をサンプルする。このサンプルデータ
から同一構成のN個のフェージング推定器20〜2(N
−1)によって、全てのfv (v0,v1,v2,n)を計算
する。
る。したがって、以下の説明文中のv0 は前時点のv1'
に等しい。ここでv0 (=v1') の初期値は任意である。
(n)〔m(k−1)<n <mk−1〕と、式(2) 、
(3) からi(v0,v1,v2,n),q(v0,v1,v2,n)
をN個の補償器30〜3(N−1)でそれぞれ算出す
る。
必要なので、第一の遅延器(a)2でI(n)、Q
(n)を遅らせることにより、fv (v0,v1,v2,n)
との補償器30〜3(N−1)の入力タイミングを合わ
せる。
器30〜3(N−1)からの出力i(v0,v1,v2,
n),q(v0,v1,v2,n)と式(12)、(14)、(17)から
v1'、v2'を決定する。決定されたv1'、v2'を有する
i(v0,v1', v2',n),q(v0,v1', v2',n)
を最後に選択器4によって選択出力する。
なので、補償器30〜3(N−1)のそれぞれに接続さ
れる遅延器(b)40〜4(N−1)でi(v0,v1,v
2,n),q(v0,v1,v2,n)を遅らせ、尤度判定器3
が出力する選択信号との選択器4の入力タイミングを合
わせる。
クロックSCLK 及びリセット信号Resetに基づき、上記
各部に対する動作クロック及びタイミング信号を生成す
る回路である。
な一実施例であり、図2は抽出器1とフェージング推定
器20〜2(N−1)と補償器30〜3(N−1)と選
択器4及び遅延器(a)2、(b)40〜4(N−1)
の実施例ブロック図である。尚、ここでNは、上記演算
が16通りであることよりN=16として考える。
ック図である。これは、区間内距離Mb を用いるもので
あり、経路内距離Mp を用いた尤度判定器については後
に説明する。図4は制御器5の実施例ブロック図であ
る。図5はこれらの動作タイムチャートであり、同じ参
照番号及び参照記号は図2〜図4と対応する部位のタイ
ムチャートを示す。
り、フェージング推定に必要なサンプル数r=3であ
り、シンボル信号点数D=4(QPSKを想定)であ
り、Sclk=2Rs である。また図中I(n)+jQ
(N)と表現している信号は実回路上では、受信信号の
実軸成分I(n)の値をとるバスと虚軸成分Q(n)の
値をとるバスの2種類からなる。
11〜13で構成されており、制御器5で作成したクロ
ック(clk/32)によりD−FF10でラッチされた入力デ
ータI(n)+jQ(n)をサンプリングする。
は、3段のD−FF11〜13の出力がそれぞれ入力さ
れる割算器201〜203、割算器201〜203の出
力がそれぞれ入力されるかけ算器211〜213、かけ
算器211〜213の出力を加算する加算器200、フ
ィルタのインパルス応答が格納され、それぞれの出力が
かけ算器211〜213に入力されるROM221〜2
23及び、加算器200の出力をリタイミングするD−
FF230を有して構成される。
号がともに1+jである場合である。まず割算器20
1、202、203で式(9) の計算を行い、fv (mk)を
出力している。次に、この出力とROM201、20
2、203の出力{a()}との積和演算{式(10)}
を、かけ算器211〜213および加算器200で行
う。
される。同様に残りのN−1=15個の同じ構成のフェ
ージング推定器21〜2(N−1)によりfv (v1',
0,1,n) 〜fv (v1',3,3,n) が出力され
る。
(=16)個のフェージング推定器で同じ値を使用する
ので、図6に示す実施例構成のように、どれか1個に搭
載しておけば良い。また図6の例では、割算回路201
〜203とかけ算回路211〜213を共有化した構成
231〜233を有している。
器で構成されている。この割算で{I(n)+jQ
(n)}/fV (v1',v1', v2 ,n){式 (1)}の
計算を行う。ついで、i(v1',v1,v2 ,n)+jq
(v1',v1,v2 ,n)を出力する。選択器4は、16
入力1出力の選択機能を有する。この選択器4によっ
て、16個のi(v1',v1,v2 ,n)+jq(v1',
v1,v2 ,n)の中から最尤の1 個を選択出力する。
1+v2となっている。選択信号は尤度判定器3より0
〜15の値で送られる。同様にこの選択信号の値(0〜
15)はそれぞれ4×v1’+v2’と対応している。
する。補償器30〜3(N−1)に対応してN個の同じ
構成の最尤判定回路300〜30(N−1)を有する。
最尤判定回路300を例に取り説明すると、補償器30
の出力i(v1',v1,v2 ,n)+jq(v1',v1,v
2 ,n)は、D−FF311でリタイミングされ、判定
器312への入力となる。この判定器312は最近傍の
信号点を出力するものである。
4信号点のうちの1点である。これは次の表1に示すよ
うにi(v1',v1,v2 ,n)+jq(v1',v1,v2
,n)のそれぞれの成分〔実軸I(n),虚軸Q
(n)〕の符号だけで決まる。
,n){式 (12) }を出力する。この値を積算器で1
区間(m個)積算することにより区間内距離Mb (v0
,v1,v2 ,k){式(14)}を出力する。積算器は加
算器314と選択器315と2個のD−FF316、3
18で構成されている。この積算器は図5のタイムチャ
ートの対応する参照番号または記号を付して示されるよ
うに動作する。
Mb (v1',v1,v2 ,k)の中から最小値を持つもの
を選びだし、その入力番号4×v1'+v2 ' (v1'は更
新したものである)を出力する。
路320及びD−FF321により計算し出力する。ま
た、出力値は図14のタイムイチャートの如くリタイミ
ングされ、D−FF32からの、最尤出力の選択信号(s
el out)となる。
る。システムクロックSclk をマスタクロックとしてタ
イミングを生成するものである。まず分周器51により
システムクロックSclk から同期している2種類のクロ
ックを出力する。1つは2分周したシンボル周波数〔I
(n)+jQ(n)と同期している〕のクロック(clk)
であり、他は64分周した抽出器1用のサンプル周波数
のクロック(clk/32)である。
させ、カウント値をタイミングROM53のアドレスと
する。これにより1サンプル区間内のタイミングを生成
する。2個のNAND回路55、56はクロック(clk/3
2 2) 及び、(clk/32 3)の立ち上がりをクロック(c
lk), (clk/32) と一致させるものである。これらは図5
のタイムチャートの如く動作する。
判定器3を利用する実施例であり、c=3の場合であ
る。図10は動作タイミングチャートである。
と大部分の構成は同じである。相違点は選択器4の出力
と尤度判定器3の出力(Rv )を掛け算器6で掛け合わ
せ最終出力を決定する点にある。これは経路内距離の場
合には、第1の実施例のようにv1'がすぐに求まらない
ためv0 が決定できないからである。
くVS =1+j(v0 =0)の固定値となっている。
路内距離Mp を用いた尤度判定器3が構成される。そし
て図8は、既に説明した図3における区間内距離Mb を
計算する部分のみを抜き出して示したものである。図9
の回路は、ビタビアルゴリズムにおけるACS部90と
パスメモリとトレースバック部からなっている。ACS
部90は最初の加算器900〜903と、次の比較及び
選択器904と、比較及び選択器904の出力をリタイ
ミングするD−FF905、906から構成される。
アルポート(Dual−Port) RAM91とその書き込みア
ドレスを出力するカウンタ92から構成される。トレー
スバック部は、比較器93、選択器94、デュアルポー
ト(Dual−Port) RAM91の読み出しカウンタ93、
D−FF95、96を含むシフトレジスタ及び、最終出
力(sel out)をリタイミングするD−FF97等で構成
される。
離Mb を計算する部分からの出力を最初の4個の加算器
900〜903に入力し、式(23)の4通りの値を求め
る。次にの比較及び選択器904において、式(25)の右
辺min関数を計算し、その値とその時のwi-2 を出力
する。最後にこれら出力をD−FF906でリタイミン
グする。
ルポート(Dual−Port) RAM91を主体とする。本実
施例ではc=3であるからwi-4 までが記憶されていれ
ば良いので、式(28)は以下のように書き換えられる。
い) である。したがって、{(i-2+ α).mod.3 }は書き
込みカウンタの値となる。デュアルポート(Dual−Por
t) RAM91の入出力ポート(data0〜data3)はwi を
示している。
式(31)となる。
t) RAM91の読み出し値(2bit)にwi-1 (2
bit)を加算回路95で加算する。
の最小値を与えるwi-1,wi を出力する。この値を元に
してデュアルポート(Dual−Port) RAM91に接続さ
れた選択器94が、図11のタイムチャートに示す如
く、最小経路内距離を実現するwi-4,wi-3,wi-2 を出
力する。
あるので、経路は16通りしかないので、最終的にw
i-3 −wi-4 wi-2 −wi-4 が sel_out となり、Rv
が回転ベクトルとなる。
5の構成例であり、図4の制御部5の構成と比較する
時、図9のD−FF905、906、97に供給される
クロックCLK/32_4,CLK/32_5 等のNAND回路57、
58が追加されている。
て距離の和をとっているが、mが大きい場合は間引き計
算をしても特性は余り劣化しない。ここでは実施例とし
て、1シンボルおきに距離を求める場合を考える。する
と式(14)は、以下の式(32)のように書換えられる。
図3の構成と比較すると、図12に示す構成では、2個
のD−FF311及び316のクロック周波数が半分に
出来る。
第2の構成例である。図1の第1の構成例との相違は次
の点にある。即ち、尤度判定器3の入力となるN個の補
償器30〜3(N−1)の出力を遅延器40〜4(N−
1)を用いて保存しない。
4による選択処理は行えない。その代わり図13に示す
如く尤度判定器3の出力v0', v1', v2'をフェージン
グ推定器16に入力して、fv (v0', v1', v2',
n) を計算する。
を求める時間が必要である。このために抽出器1の出力
を遅延器15で遅らせ、フェージング推定器16の入力
タイミングを合わせる。そして、このフェージング推定
器16の出力を補償器17に入力することによりi(v
0', v1', v2', n), q( v0', v1', v2',n)を
得る。
v (v0', v1', v2',n) を求める時間が必要なの
で、遅延器2の出力をさらに遅延器14で遅延させ、補
償器17の入力タイミングを合わせる様にしている。
ロック図である。図2と略同様の構成であるが、補償器
30〜3(N−1)の出力を記憶しておく遅延器40〜
4(N−1)とそれに接続される選択器4がない。
力と補償器30〜3(N−1)の入力をそれぞれ遅延器
7、8により記憶し、(pdata,rdata) として出力する。
19の後段の構成が異なる。図15に示す如く、v1',
v2'は第1の実施例の図3と同じであるが、v1'を2段
のD−FF320、321で遅延させた信号をv0'とし
て出力する。
用いたVs と本質的に同じものである。したがって、こ
のv0', v1', v2'によりフェージング推定と補償を行
えば、図2のi(n)+jq(n)と同じものが算出で
きる。
と図14からの(pdata,rdata )を用いて、フェージン
グ推定と補償を行い図2のi(n)+jq(n)と同じ
ものを算出する。
第3の構成例を図17に示す。図1の構成例とを比較す
ると、フェージング等化器の出力とフェージング補償を
していない信号{I(n)+jQ(jn)}とを最後に
選択器9によって選択する。選択信号は以下に示す3条
件の論理加算をとり、真のときに{I(n)+jQ
(n)}を選択する。またこの選択器9への入力信号
(図中a,b)のタイミングを遅延器91で合わせ、選
択信号(図中sel)のタイミングを遅延器98で合わ
せている。
波数が設定した周波数の範囲外にある(フェージング周
波数が小さい場合は、フェージング補償の有無の差がほ
とんどない、またフェージング周波数が大きすぎると補
償しきれない場合がある。)ことである。
したレベルより小さい(平均受信レベルが小さい場合は
フェージング補償の有無の差がほとんどなく、ときには
フェージング補償しない方が少し良い特性となる。)こ
とである。
り替えとする(使用者が利用環境を考慮し、使用者の判
断で切り替える。)ことである。
成との相違は、上記3条件によるフェージング周波数
と、受信レベルと、手動スイッチだけであるから、フェ
ージング等化器自体の構成は、第1の実施例構成と同じ
である。したがって、ここでは、フェージング周波数検
出器93と受信レベル検出器94について説明する。
があるので、移動速度を観測データとして利用すればフ
ェージング周波数検出器が構成できる。受信レベル検出
器は中間周波数帯のアンプが出力するRSSI(Radio S
igal Stregth Indicator) を利用すれば実現できる。ま
た他の実施例として図17で示したOR回路97の出力
が高いレベルにある時、補償器40〜4(N−1)の出
力が選択されないので、その電源またはクロックを停止
する構成も可能である。
フェージング等化器によれば伝送効率を犠牲にすること
なく、フェージングを推定することが可能となる効果を
有し、これを用いてフェージング補償が出来る。また、
ビット誤り率(BER)のフロア現象を回避出来、かか
るフェージング等化器を用いて受信装置の性能向上が図
られる。
ためのものであり、したがって、本発明はこれら実施例
に限定されるものではない。本発明の保護の範囲は、特
許請求の範囲の記載によって定められ、特許請求の範囲
と均等の範囲にあるものも本発明の保護の範囲に含まれ
る。
ロック図である。
ク図(最尤判定器及び制御器を除く)である。
ブロック図である。
ック図である。
る。
定器及び制御器を除く)である。
ブロック図である。
な実施例ブロック図である。
ロック図である。
ある。
例ブロック図である。
である。
ロック図(最尤判定器及び制御器を除く)である。
施例ブロック図である。
ブロック図である。
である。
Claims (9)
- 【請求項1】直交検波出力であるシンボル系列をI
(n),Q(n)(n:自然数)、想定最大フェージン
グ周波数をFmax とし、無線周波数の搬送波の位相、振
幅またはその両方に情報をのせて伝送される変調波を復
調するフェージング等化器において、 1/(2Fmax )以下の時間間隔でシンボル系列より信
号をサンプルするシンボル抽出器と、 仮定した送信信号、尤度判定された信号及び抽出したシ
ンボルからフェージングベクトル系列Fv (n)を計算
するN個(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)のフ
ェージンング推定器と、 該フェージンング推定器により推定したフェージングを
用いてシンボル系列のフェージング補償を行うN個の補
償器と、 N個のフェージング補償されたシンボル系列より1個の
系列を選択する選択器を有することを特徴とするフェー
ジング等化器。 - 【請求項2】直交検波出力であるシンボル系列をI
(n),Q(n)(n:自然数)、想定最大フェージン
グ周波数をFmax とし、無線周波数の搬送波の位相、振
幅またはその両方に情報をのせて伝送される変調波を復
調するフェージング等化器において、 1/(2Fmax )以下の時間間隔でシンボル系列より信
号をサンプルするシンボル抽出器と、 仮定した送信信号、尤度判定された信号及び抽出したシ
ンボルからフェージングベクトル系列Fv (n)を計算
するN個(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)のフ
ェージンング推定器と、 該フェージンング推定器により推定したフェージングを
用いてシンボル系列のフェージング補償を行うN個の補
償器と、 該尤度判定された信号を元にフェージング推定を行う第
二のフェージング推定器と、 該第二のフェージング推定器からの推定データから該直
交検波出力であるシンボル系列に対し、フェージング補
償を行う第二の補償器とを有することを特徴とするフェ
ージング等化器。 - 【請求項3】請求項1において、更に、 受信信号レベルを測定する信号レベル検出器と、 該検出信号レベルと設定値とを比較する第一の比較器
と、 フェージング周波数を検出するフェージング検出器と、 該検出したフェージング周波数と設定値とを比較する第
二の比較器と、 前記選択器からのフェージング補償シンボル系列と、直
交検波出力のシンボル系列とを選択出力する第二の選択
器を有することを特徴とするフェージング等化器。 - 【請求項4】請求項2において、更に受信信号レベルを
測定する信号レベル検出器と、 該検出信号レベルと設定値とを比較する第一の比較器
と、 フェージング周波数を検出するフェージング検出器と、 該検出したフェージング周波数と設定値とを比較する第
二の比較器と、 前記第二の補償器からのフェージング補償シンボル系列
と、直交検波出力のシンボル系列とを選択出力する第二
の選択器を有することを特徴とするフェージング等化
器。 - 【請求項5】直交検波出力であるシンボル系列をI
(n),Q(n)(n:然数)、想定最大フェージング
周波数をFmax とし、無線周波数の搬送波の位相、振幅
またはその両方に情報をのせて伝送される変調波を復調
するフェージング等化器において、 1/(2Fmax )以下の時間間隔でシンボル系列より信
号をサンプルするシンボル抽出器と、 仮定した送信信号、尤度判定された信号及び抽出したシ
ンボルからフェージングベクトル系列Fv (n)を計算
するN個(全ての送信信号の組み合わせ数に対応)のフ
ェージンング推定器と、 該フェージンング推定器により推定したフェージングを
用いてシンボル系列のフェージング補償を行うN個の補
償器と、 該補償器に入力するI(n),Q(n)のタイミングを
合わせる第一の遅延器と、 N個のフェージング補償されたシンボル系列より1個の
系列を選択する選択器と、 該N個のフェージング補償されたシンボル系列と該選択
器に対する選択信号とのタイミングを合わせるN個の第
二の遅延器と、 該選択器に対する選択信号を発生させる最尤判定器と、 を有することを特徴とするフェージング等化器。 - 【請求項6】請求項1、2、3または5において、 前記シンボル抽出器は、複数段のD−FFで構成される
ことを特徴とするフェージング等化器。 - 【請求項7】請求項6において、前記N個のフェージン
ング推定器の各々は、 前記複数段のD−FFの各々の出力と、前記シンボル系
列のサンプリング信号との割り算を求める割り算回路
と、 フィルタのインパルス応答を格納するROMと、 該割り算回路の出力と該ROMからのインパルス応答と
を掛け算する掛け算回路とを有することを特徴とするフ
ェージング等化器。 - 【請求項8】請求項7において、 前記N個のフェージンング推定器に対し、1つの共通な
前記ROMが設けられることを特徴とするフェージング
等化器。 - 【請求項9】請求項7において、 前記割り算回路と前記掛け算回路が共通な乗除算回路で
構成されることを特徴とするフェージング等化器。
Priority Applications (2)
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JP05135896A JP3512296B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | フェージング等化器 |
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JPH09247059A true JPH09247059A (ja) | 1997-09-19 |
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ID=12884721
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JP05135896A Expired - Fee Related JP3512296B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | フェージング等化器 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1996
- 1996-03-08 JP JP05135896A patent/JP3512296B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-07 US US08/745,085 patent/US5999579A/en not_active Expired - Lifetime
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US5999579A (en) | 1999-12-07 |
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