JP2637222B2 - 等化器 - Google Patents

等化器

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JP2637222B2
JP2637222B2 JP1050222A JP5022289A JP2637222B2 JP 2637222 B2 JP2637222 B2 JP 2637222B2 JP 1050222 A JP1050222 A JP 1050222A JP 5022289 A JP5022289 A JP 5022289A JP 2637222 B2 JP2637222 B2 JP 2637222B2
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    • H04L2025/03401PSK
    • H04L2025/03407Continuous phase

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、強い多重通路干渉の存在の下で動作するよ
うに定められている種類の無線受信機用の等化器に関す
る。
[従来の技術] 移動電話は、例えば、携帯用無線電話機を含むが、こ
の携帯用無線電話機の受信機は、基地局からの伝送信号
を多数の信号通路を経由して受信する。この伝送信号
は、通常、周波数変調信号であり、また、その搬送周波
数は高い。多重通路干渉は、搬送波を変調するのに使用
される原データの4ビットまでと等価な遅延に等しい長
さの信号パスを生じ得る。特に、この範囲におけるディ
ジタル・データまたは音声通信は、多くの場合、ガウス
最小シフト・キーイング(GMSK)型のものである。受信
機は、受信した伝送信号を復調して多重通路干渉の存在
によって歪んだIおよびQベースバンドGMSK信号を供給
するベースバンド周波数変換装置を含む。
伝送されるべきデータはパケット内に配列され、ま
た、各パケットは、アドレスと所定のデータ・シーケン
スとを含むヘッダーとともに伝送される。この所定のデ
ータ・シーケンスは、「チャンネル・インパルス応答」
(多重通路干渉による信号歪み)を評価するのに用いら
れる。
チャンネル・インパルスが決定されると、先行ビット
に依存する後続の伝送データビットは、確率に基づいて
再現され得る。
ビタビ・アルゴリズムを使用して、受信されたGMSK信
号をあらゆる可能な信号と比較することが可能であると
ともに、最尤信号(最もそれらしい信号)を確率に基づ
いて選択することが可能である。この最尤信号は、元の
信号であると仮定される。
[発明が解決しようとする問題点] ビタビ・アルゴリズムを用いて完全な比較を行う装置
は、複雑かつ高価であり、また、必要とするサイズおよ
び電力からいっても、特に移動電話に使用されるような
受信機において、多重通路干渉の問題を商業的に解決す
るようには思われない。
本発明の目的は、上述の欠点を解消する無線受信機用
の等化器を提供することにある。
[問題を解決するための手段] 本発明の等化器は、ベースバンドのディジタル標本を
受信信号から生成する変換装置と、前記受信信号のチャ
ンネル歪みの評価を行う評価手段とを含む無線受信機用
の等化器において、信号集合が記憶される記憶装置と、
前記記憶された信号集合を変形するために、前記歪み評
価を前記記憶された信号集合に適用する適用手段と、予
め決められた信号標本に応じて信号集合を選択する選択
手段と、前記選択された変形された信号集合のメトリッ
クを発生するメトリック発生手段と、前記受信信号の現
在の標本の最尤値を決定するため、ビタビ・アルゴリズ
ムに従って、発生されたメトリックを処理する処理装置
とを含むことを特徴とする。
[実施例] 以下に説明する実施例においては、音声またはデータ
信号は、ガウス最小シフト・キーイング(GMSK)を使用
する公知のシステムによって、パケットの形で伝送され
るものと仮定する。このようなシステムにおいては、伝
送されるべき情報は、ディジタル形式のものであるか、
またはディジタル形式に変換される。また、伝送される
べき情報は、ガウス形フィルタを通過させられる。個々
のビットは、1つ以上の先行ビットに従って変調され
る。このように変調された信号は符号化され(または、
ガウス形フィルタを通過する前に符号化され)、高周波
の搬送波を変調(たとえば、周波数変調)するのに用い
られる。ディジタル化されフィルタされ符号化された情
報を変調成分として有する変調された搬送波は、たとえ
ば移動電話基地局送信機によって、時分割多重伝送シス
テムの各タイムスロット内の各パケットにより、伝送さ
れる。
従来技術に関して述べたように、各パケットは、アド
レスと所定のビット・シーケンスとからなるヘッダーを
含む。本発明による等化器を有する受信機は、この所定
のビット・シーケンスの符号化されガウス形フィルタを
通過させられたバージョンをその中に記憶している。し
たがって、記憶されたバージョンは、所定のビット・シ
ーケンスに対応する伝送信号のその部分の干渉のないバ
ージョンを構成する。
記憶されたバージョンと受信されたバージョンとが比
較されると、チャンネル・インパルス応答の評価が得ら
れる。チャンネル・インパルス応答は、上述したよう
に、建物からの信号反射によって生じる多重通路干渉に
よる歪みである。この多重通路干渉は、主に、受信信号
に重畳された反射信号の異なる経路長による信号エコー
(遅延信号)からなる。異なる経路長は、Tをビット間
隔とすると、4Tまでの遅延(すなわち、データの4ビッ
トまでの遅延)を生じさせ得る。
本発明は、多重通路干渉によって生起された歪んだ信
号から所望の信号を抽出することを目的とする。
第1図を参照すると、歪んだ受信信号は、受信機のア
ンテナからRF−ベースバンド周波数変換装置10(以下、
「周波数変換装置10」と称する。)に送られる。周波数
変換装置10において、搬送波がその入力信号から取り除
かれる。周波数変換装置10は、IおよびQベースバンド
歪みGMSK信号を出力する。
各パケットにおいて、歪んだ受信信号の最初の部分
は、所定のビット・シーケンスに対応する。歪んだベー
スバンドGMSK信号はビット周波数で標本化され、その標
本はアナログ−ディジタル変換装置12でアナログ値から
ディジタル値へ変換される。チャンネル・インパルス応
答評価装置14が設けられている。所定のビット・シーケ
ンスの各標本のディジタル値は、アナログ−ディジタル
変換装置12からチャンネル・インパルス応答評価装置14
に送られ、チャンネル・インパルス応答評価装置14に記
憶された干渉のない信号のディジタル値と比較される。
比較は、チャンネル・インパルス応答の評価を決定させ
得る。評価されたチャンネル・インパルス応答h(t)
は、たたみ込み演算装置16に送られる。
記号記憶装置18は、信号シーケンスを記憶する。フル
・ビタビ・プロセッサ(full Viterbi processor)に対
して、7ビット・ワードを仮定すると、27すなわち128
個の信号シーケンスが信号記憶装置18に記憶される。こ
れらの信号シーケンスは、7ビットのすべての可能な組
み合わせの一つをそれぞれ表している。本願発明によれ
ば、全128シーケンスを表すのにたった32個の信号シー
ケンスで十分である。ガウス形フィルタリングを用いる
と、信号シーケンス内の第1番目以降の各ビットは先行
ビットに依存するために、この低減が達成され得る。+
T→−4T(Tはビット区間)の期間にわたって、ビット
は以下の依存性を有する。
期 間 影響されるビット 依存するビット 0→+T a+1 a0,a-1,a-2 −T→0 a0 a-1,a-2,a-3 −2T→−T a-1 a-2,a-3,a-4 −3T→−2T a-2 a-3,a-4,a-5 −4T→−3T a-3 a-4,a-5,a-6 ビットa0とビットa-6とはシーケンスのうちたった一
つのサブシーケンス・ビットに影響を与えるのに対し
て、ビットa-1からビットa-5までは少なくとも2つのサ
ブシーケンス・ビットに影響を与えることが分かる。12
8要素のすべての組の信号シーケンスを十分に近似する3
2組の信号シーケンスを作成するのに、ビットa0および
ビットa-6の影響を完全に無視するよりも、平均化技術
を用いた方がよい。
信号シーケンスがs(t,)で示される場合には、n
=0とn=−4に対する近似波形は、s(t,)を次の
ように変形することによって形成される。
a)n=0 ここで、g0(t)=<exp(j2πh a0q(t))>a0 (<>a0は、a0の平均を示す) φ′は再定義した位相状態 b)n=−4 g-4(t)=<exp(jπh a-6{q(t+6T)−1/
2})>a-6 関数q(t)は、次の形を有する。
t≦0のとき q(t)=0 2T<tのとき q(t)=1/2 ここで、f(u)はデータ記号に対するガウス形低域
通過フィルタの応答である。
上述の平均化技術を用いることにより、ガウス形フィ
ルタを通過した128ディジタル信号シーケンスを32信号
シーケンスで表すことができる。本願発明の好ましい実
施例においては、信号記憶装置18は、たった16信号シー
ケンスの波形のディジタル表現を保持する。なお、他の
16信号シーケンスは、以下に述べるようにして得ること
ができる。
上述したように、変形されたデータ・シーケンスはs
(t,)で示され、ここで、は、減少された5ビット
・データ・シーケンスである。ビタビ・アルゴリズムを
適用する前に、信号集合c(t,)を形成するために
は、データ・シーケンスをチャンネル・インパルス応答
h(t)でたたみ込む必要がある。これは、たたみ込み
演算装置16における複素数たたみ込みによって影響され
る。信号集合の絶対値の2乗(|c(t,)|2)を作成す
ることも必要である。
たたみ込み演算装置16の出力信号は信号選択装置20に
送られる。信号選択装置20では、適当な信号集合c(t,
)が選択され、メトリック発生装置22へ送られる。
アナログ−ディジタル変換装置12の出力(すなわち、
標本化されディジタル化された歪んだGMSK信号)もま
た、メトリック発生装置22へ送られる。発生される必要
なメトリック「()は、次式により与えられる。
ここで、r(t)=I(t)+jQ(t):受信信号 シーケンスは、上述したように平均化されることに
より減少されているので、検出は現在の記号というより
もむしろ伝送された直前の記号について開始される。す
なわち、N個の記号のパスメモリ長に対して、ビタビ・
アルゴリズムは完全状態の場合の記号an-(N+1)ではなく
記号an-Nの評価を与える(ここで、anは現在の記号を示
す。)。
上述したように、たった16個の信号シーケンスが信号
記憶装置18に格納され、また、たたみ込み演算装置16に
おいてこれらの16個の信号シーケンスs(t,)をチャ
ンネル・インパルス応答h(t)でたたみ込むことだけ
が必要である。他の16個の信号シーケンスは、シーケン
スs(t,)の虚数部をたたみ込む異なる符号を有する
項目を加算することによって、発生される。これは、数
学的には、次のように書ける。
反対の符号を有するシーケンスを−aで表すことにす
ると、これらのシーケンスに対する信号は、次のように
発生される。
Re{c(t,)} =Re{s(t,)}Re{h(t)}−Im{s(t,
)} Im{h(t)} (1.2) Im{c(t,)} =Im{s(t,)}Re{h(t)}+Re{s(t,
)] Im{h(t)} (1.3) さらに、(式1.1におけるように)信号集合の絶対値
に対する0.5の乗算は、もし記憶された被変調データが
次の形をとるならば、行う必要がない。
ここで、重要な点は、 することである。
信号集合は、標本化されディジタル化されたベースバ
ンドGMSK信号とともに、信号選択装置20からメトリック
発生装置22のメトリック計算器23へ送られる。メトリッ
ク発生装置22は、上述したように、縮小状態ビタビ・ア
ルゴリズム処理装置24(以下、「処理装置24」と称す
る。)において用いられるメトリックを生成する。
メトリックを計算する際に、1つの標本/記号を使用
することが必要なだけである。したがって、有限時間イ
ンパルス応答(FIR)フィルタ処理または相関処理は、
信号乗算で済む。メトリック発生処理における累積位相
の効果は、信号集合の実数部および虚数部の双方と相関
されるIデータおよびQデータを必要とすることであ
る。したがって、4つの相関器が1つのメトリックを発
生するために用いられる。しかしながら、累積位相は、
0,π/2,π,3π/2の値をとるため、相関器25において2
つの相関を行う必要があるだけである。どちらの対をと
るかは、位相状態に依存する。メトリックに対する式1.
1を拡張し、かつ、累積位相を0とすると、上述した処
理が次のようになることは、容易にわかる。
処理装置24の説明で後で述べるように、どちらの信号
をメトリックの発生に使用するかの選択は、状態パス記
憶装置26の内容に依存する。状態パス記憶装置26(第2
図参照)は、メモリ27,28(第4図参照)内の(受信ビ
ットan-6に対応する)am-5までの予め仮定された信号の
値と、状態位相記憶装置29内の蓄積位相(2πを法とす
る)とを保持する。与えられたシーケンスに対するメ
トリック発生処理を第2図から第4図に示す。
第4図を参照すると、たたみ込み演算装置16からのた
たみ込みされた信号集合c(t,)は、第1の選択器30
へ送られる。第1の選択器30では、状態パス記憶装置26
のメモリ27から供給される値am-4に応じて、信号集合の
半分が取り除かれる。数学的に上で示したように、状態
パス記憶装置26のメモリ28からの入力am-5と状態位相記
憶装置29からの蓄積位相とは、相関器/整合フィルタ25
(第3図参照)へターミナルAを介して送られる乗算係
数を決定する出力を供給するために、加算される。同じ
出力が、選択された信号集合の実数部および虚数部を選
択するための第2の選択器31に送られる。第2の選択器
31の出力は、ターミナルBに送られる。第1の選択器30
はまた、メトリック計算器23の最終加算器にターミルC
を介して送られる信号絶対値選択器33用の出力を供給す
る(第2図および第4図参照)。
メトリック計算器23(第2図および第3図参照)で
は、乗算係数が、ベースバンドGMSK信号の標本化されデ
ィジタル化されたI値およびQ値がそれぞれ送られる各
相関器/整合フィルタ25へターミナルAから送られる。
2つの相関器25の出力は加算され、メトリックの第1の
部分が計算される処理装置32へ送られる。処理装置32の
出力は最終加算器に送られ、そこで、選択された信号絶
対値が処理装置24へ出力される前に加算される。処理装
置24で処理されたのち、出力は、状態パス記憶装置26へ
フィードバックされる最尤信号になる。
メトリック発生装置22で発生されたメトリックは、第
5図に示すような状態格子図に基づいて確率を決定する
処理装置24へ送られる。
16個の信号が与えられると、伝送信号の蓄積位相を計
算するための位相状態集合を含む格子の状態の数は64で
ある。この累積位相Oは、(2πを法として縮小される
とき)4つの値0,π/2,π,3π/2のうちの1つの値をと
ることができる。ここで述べた縮小状態等化器は、位相
状態を含んでいない。その代わり、格子内の各状態ごと
に、蓄積位相がパス記憶の内容に基づいて計算される。
メトリック発生処理についてのこのことの裏の意味は、
上述された。状態の数をさらに減らすため、シーケンス
(シーケンス)の部分集合がビタビ処理で用いられ
る。シーケンスは、4記号の長さであり、したがっ
て、第5図に示されるように格子図には8つの状態があ
る。
位相状態が取り除かれ、かつ、シーケンスの長さを
短くするため適用された上述したような平均化技術を用
いることにより、16状態等化器が結果として生じる。こ
の場合、ビタビ・アルゴリズムは次の作業を行う。選択
処理が、メトリックの最大化に係わるシーケンスの数を
一定に保つために用いられる。これは、記号am-4(ここ
で、am=an-1)においてのみ異なるシーケンスc(t,
)をとり、かつ、最大のメトリックを有するシーケン
スを選択することを伴う。これは、そのような組み合わ
せのすべてにわたって実行され、生き残っているメトリ
ックのうち最大のものが記号am-N+1に関する決定の基準
を形成する。
状態の数を8に減らすため、上に概説した処理に次の
ような変更がなされる。すなわち、記号am-4においての
み異なるシーケンスをとる代わりに、記号am-3において
のみ異なる4記号長のシーケンスだけが、メトリックの
最大化に関連させられる。
16状態等化器では、格子における各状態で、2つの可
能な遷移が存在する。各遷移ごとに、受信機において、
次の記号区間内でメトリックを発生するために用いられ
る信号c(t,)が存在する。8状態の場合、記号am-3
に応じて、4つの可能な遷移が存在する。次の記号区間
に対するメトリックを発生するのに用いる2つの信号を
決定するために、パス記憶の内容が検討され、したがっ
て、記号am-3の性質について早い決定がなされる。
処理されたメトリックの値が評価され、最大の処理さ
れたメトリックは最尤信号と等価である。これは、さら
に処理されるために出力され、音声および/またはデー
タ通信を構成するデータビット流れを与える。
平均化はあらゆる可能な7ビット値を5ビット値に減
少するために用いられるので、また、信号選択を制御す
るためにパス記憶の内容を使用するので、縮小状態処理
装置が可能である。
【図面の簡単な説明】
第1図は、本発明による等化器を含む受信機の部分ブロ
ック線図、 第2図は、第1図の等化器を形成するメトリック発生装
置の概略ブロック線図、 第3図は、第2図のメトリック発生装置のメトリック計
算器の概略ブロック線図、 第4図は、第2図のメトリック発生装置の信号選択器の
概略ブロック線図、 第5図は、8状態格子線図である。 [符号の説明] 10……RF−ベースバンド周波数変換装置 12……アナログ−ディジタル変換装置 14……チャンネル・インパルス応答評価装置 16……たたみ込み演算装置 18……信号記憶装置 20……信号選択装置 22……メトリック発生装置 23……メトリック計算器 24……縮小ビタビ・アルゴリズム処理装置 25……相関器 26……状態パス記憶装置

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】ベースバンドのディジタル標本を受信信号
    から生成する変換装置(10,12)と、前記受信信号のチ
    ャンネル歪みの評価を行う評価手段(14)とを含む、無
    線受信機用の等化器において、 信号集合が記憶される記憶装置(18)と、 前記記憶された信号集合を変形するために、前記歪み評
    価を前記記憶された信号集合に適用する適用手段と、 予め決められた信号標本に応じて信号集合を選択する選
    択手段(20)と、 前記選択された変形された信号集合のメトリックを発生
    するメトリック発生手段(22)と、 前記受信信号の現在の標本の最尤値を決定するため、ビ
    タビ・アルゴリズムに従って、発生されたメトリックを
    処理する処理装置(24)とを含むことを特徴とする等化
    器。
  2. 【請求項2】前記評価手段(14)が、既知のデータ・シ
    ーケンスと歪んだ信号として受信された前記既知のデー
    タ・シーケンスとを比較して、前記評価を導出する比較
    手段を含むことを特徴とする請求項1記載の等化器。
  3. 【請求項3】前記記憶装置(18)に保持された前記記憶
    された信号集合が、あらゆる可能な7ビット・シーケン
    スの平均値を表示する5ビット・シーケンスであること
    を特徴とする請求項1または2記載の等化器。
  4. 【請求項4】前記選択手段(20)が、状態パス記憶装置
    (26)を含み、 先行する決定された標本が記憶され、 前記選択手段が、前記状態パス記憶装置(26)の内容に
    応じて前記メトリックを発生するのに用いるため、記号
    am-4(ここで、amはan-1と時間的に等価な仮定された信
    号であり、また、anは前記受信信号の前記現在のディジ
    タル標本である)においてのみ異なる16個の前記記憶さ
    れた信号集合の部分集合を選択するように配置されてい
    ることを特徴とする請求項3記載の等化器。
  5. 【請求項5】前記選択手段(20)が、前記等化器を8状
    態等化器に縮小するために記号am-3に応じた選択も行う
    ことを特徴とする請求項4記載の等化器。
JP1050222A 1988-03-05 1989-03-03 等化器 Expired - Lifetime JP2637222B2 (ja)

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GB8805305 1988-03-05
GB8805305A GB2215567B (en) 1988-03-05 1988-03-05 Improvements in or relating to equalisers

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EP (1) EP0332290B1 (ja)
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