JP3148834B2 - ディジタル変調信号用キャリヤ再生方法および装置 - Google Patents
ディジタル変調信号用キャリヤ再生方法および装置Info
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- JP3148834B2 JP3148834B2 JP50537597A JP50537597A JP3148834B2 JP 3148834 B2 JP3148834 B2 JP 3148834B2 JP 50537597 A JP50537597 A JP 50537597A JP 50537597 A JP50537597 A JP 50537597A JP 3148834 B2 JP3148834 B2 JP 3148834B2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
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- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L2027/0046—Open loops
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- H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
- H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は通信システムにおけるキャリヤ再生に関する
発明である。
発明である。
背景技術 本発明は一般に通信システムに適用でき、特に、EIA/
TIAドキュメントIS−54−Ｂ「セルラ・システム・デュ
アルモード移動局−基地局互換性標準（Rev.B）」と互
換性を有するTDMA（時分割多元接続）セルラ通信システ
ムに適用できる。
TIAドキュメントIS−54−Ｂ「セルラ・システム・デュ
アルモード移動局−基地局互換性標準（Rev.B）」と互
換性を有するTDMA（時分割多元接続）セルラ通信システ
ムに適用できる。
簡単化のために、そのようなシステムは、下記では単
にIS−54システムと記す。そのようなシステムにおい
て、データは、情報シーケンスが後に続く14シンボル同
期ワードを含むタイムスロットによって通信される。こ
の同期ワードは、とりわけキャリヤ再生を容易にするた
めに使用される。キャリヤ再生を行う方法は、システム
の性能に直接影響を及ぼす。
にIS−54システムと記す。そのようなシステムにおい
て、データは、情報シーケンスが後に続く14シンボル同
期ワードを含むタイムスロットによって通信される。こ
の同期ワードは、とりわけキャリヤ再生を容易にするた
めに使用される。キャリヤ再生を行う方法は、システム
の性能に直接影響を及ぼす。
セルラ通信システムにおいて、キャリヤ再生は、フェ
ージングおよび干渉またはノイズによって難しくなる。
従来のPLL（位相ロックループ）キャリヤ再生システム
は無線通信システムにおいてかなりよく理解され広く使
用されているけれども、それらは、セルラ通信システム
で生じる雑音（低いSNR（SN比））およびフェージング
チャネル環境においては、満足なものではない。
ージングおよび干渉またはノイズによって難しくなる。
従来のPLL（位相ロックループ）キャリヤ再生システム
は無線通信システムにおいてかなりよく理解され広く使
用されているけれども、それらは、セルラ通信システム
で生じる雑音（低いSNR（SN比））およびフェージング
チャネル環境においては、満足なものではない。
本発明の目的は、受信信号中の既知の同期ワードを用
いたキャリヤ再生において使用するための改善された方
法および装置を提供するものである。
いたキャリヤ再生において使用するための改善された方
法および装置を提供するものである。
発明の概要 本発明は、受信信号中の既知の同期ワードを用いてキ
ャリヤ再生を行う方法を提供し、その方法は、最小二乗
推定を用いて、シンボル・レートの２倍でサンプルされ
た同期ワードのシンボルからキャリヤ位相の情報を含む
複素フェージング係数を推定し、平均値算出プロセスを
用いて前記複素フェージング係数からキャリヤ位相を推
定するステップを有する。
ャリヤ再生を行う方法を提供し、その方法は、最小二乗
推定を用いて、シンボル・レートの２倍でサンプルされ
た同期ワードのシンボルからキャリヤ位相の情報を含む
複素フェージング係数を推定し、平均値算出プロセスを
用いて前記複素フェージング係数からキャリヤ位相を推
定するステップを有する。
複素フェージング係数を推定するステップは、同期ワ
ードの既知のシンボル、および同期ワードに隣接した未
知のシンボルに対するゼロ値を用いて、ワンステップ最
適推定を実行するステップを含む。
ードの既知のシンボル、および同期ワードに隣接した未
知のシンボルに対するゼロ値を用いて、ワンステップ最
適推定を実行するステップを含む。
キャリヤ位相を推定するステップは、複素フェージン
グ係数の反復平均を供給するステップ、複素フェージン
グ係数の移動平均を供給するステップを含む。後者で
は、振幅係数および複素フェージング係数の周波数偏移
が推定され、カルマンフィルタ利得は、推定されたキャ
リヤ位相、振幅係数および周波数偏移から反復的に決定
される。
グ係数の反復平均を供給するステップ、複素フェージン
グ係数の移動平均を供給するステップを含む。後者で
は、振幅係数および複素フェージング係数の周波数偏移
が推定され、カルマンフィルタ利得は、推定されたキャ
リヤ位相、振幅係数および周波数偏移から反復的に決定
される。
本発明は、既知の同期ワードを含む受信信号からキャ
リヤ再生を行う装置を提供し、この装置は、最小二乗推
定を用いて、キャリヤ位相の情報を含む複素フェージン
グ係数を、シンボル・レートの２倍でサンプリングされ
た同期ワードのシンボルから推定するために、受信信号
のサンプルおよびサンプリング遅延信号に応答する線形
変換装置と、前記複素フェージング係数の平均を生成す
るための平均化装置と、キャリヤ再生のために、推定キ
ャリヤ位相を形成するための平均の引き数を生成する装
置とを備える。これらの装置は、好ましくは、少なくと
も１つのディジタル信号処理装置によって構成される。
リヤ再生を行う装置を提供し、この装置は、最小二乗推
定を用いて、キャリヤ位相の情報を含む複素フェージン
グ係数を、シンボル・レートの２倍でサンプリングされ
た同期ワードのシンボルから推定するために、受信信号
のサンプルおよびサンプリング遅延信号に応答する線形
変換装置と、前記複素フェージング係数の平均を生成す
るための平均化装置と、キャリヤ再生のために、推定キ
ャリヤ位相を形成するための平均の引き数を生成する装
置とを備える。これらの装置は、好ましくは、少なくと
も１つのディジタル信号処理装置によって構成される。
最小二乗推定と拡張カルマンフィルタリングはよく知
られている。たとえば、M.H.A.デビスとR.B.ビンターの
「確率論的モデルと制御」、Chapman and Hall,London,
1985。
られている。たとえば、M.H.A.デビスとR.B.ビンターの
「確率論的モデルと制御」、Chapman and Hall,London,
1985。
図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面を参照して以下の記述からよく
理解される。
理解される。
図１は、ディジタル無線通信受信機の一部のブロック
図を示す図である。
図を示す図である。
図２、３および４は、本発明の実施の形態のキャリヤ
再生装置を示す図である。
再生装置を示す図である。
図５と６は、キャリヤ再生装置の特性を示す図であ
る。
る。
発明の実施の形態 まず第１に、IS−54システムのモデルを示し、次に、
本発明の実施の形態のキャリヤ再生方法につい説明載す
る。
本発明の実施の形態のキャリヤ再生方法につい説明載す
る。
これらの方法を実行するキャリヤ再生装置の物理的な
構造およびそれらの関連する特性を図面で説明する。
構造およびそれらの関連する特性を図面で説明する。
この詳細な記述は特にIS−54システムに関連するが、
これは一つの例であって、この本発明は他の通信システ
ムにも適用できる。
これは一つの例であって、この本発明は他の通信システ
ムにも適用できる。
信号と観察モデル IS−54システムはπ/4シフトDQPSK（差分直交位相シ
フトキー）信号シンボルを使用しており、このシンボル
は以下の式（１）で記載される： ここで、ｋは正整数であり、シンボルsk,wkは実数およ
び虚数部θｋとθ＊ ｋを有するバイナリ情報を表わされ
る複素数値である。
フトキー）信号シンボルを使用しており、このシンボル
は以下の式（１）で記載される： ここで、ｋは正整数であり、シンボルsk,wkは実数およ
び虚数部θｋとθ＊ ｋを有するバイナリ情報を表わされ
る複素数値である。
θk,θ＊ ｋ∈｛−１、１｝（すなわち、θｋとθ＊ ｋ
は、値−１と１のセットの１つであり、すなち、−１か
１）；およびいかなるｋに対しても｜θk|＝１（すなわ
ち、θｋの振幅は１である）。
は、値−１と１のセットの１つであり、すなち、−１か
１）；およびいかなるｋに対しても｜θk|＝１（すなわ
ち、θｋの振幅は１である）。
サンプリングは通常をシンボルレートの２倍で行われ
るので、受信信号サンプルの離散的な観察モデルは次の
式（２）表わされる。
るので、受信信号サンプルの離散的な観察モデルは次の
式（２）表わされる。
ここで、y2k-1とy2kは、２つのシンボルスペースｋ中
の複素信号サンプルであり、ｉとｍは、モデル中のシン
ボル間干渉（ISI）に寄与するシンボルの数である2mを
有する整数であろ。Ｔはシンボル間隔、τはシンボルス
ペースｋ中のサンプリング遅延（最大と実際のサンプリ
ングタイムの間の周期）であり、−T/2からT/2の範囲に
ある。U2k-1とU2kは、シンボルスペースｋの間の未知の
複素フェージング係数であり、ｇ（ｔ）は、チャネルフ
ィルタ（送信および受信フィルタの組み合わせ）のイン
パルスレスポンスであり、次の式で表わされる。
の複素信号サンプルであり、ｉとｍは、モデル中のシン
ボル間干渉（ISI）に寄与するシンボルの数である2mを
有する整数であろ。Ｔはシンボル間隔、τはシンボルス
ペースｋ中のサンプリング遅延（最大と実際のサンプリ
ングタイムの間の周期）であり、−T/2からT/2の範囲に
ある。U2k-1とU2kは、シンボルスペースｋの間の未知の
複素フェージング係数であり、ｇ（ｔ）は、チャネルフ
ィルタ（送信および受信フィルタの組み合わせ）のイン
パルスレスポンスであり、次の式で表わされる。
ここで、αは、フィルタ・ロールオフ係数、η2k-1と
η2kは、ゼロ平均を有する複素数ガウスランダム変数で
あり、変数２σ２ η、σ２ ηはそれぞれノイズの実数部
および虚数部の変数である。
η2kは、ゼロ平均を有する複素数ガウスランダム変数で
あり、変数２σ２ η、σ２ ηはそれぞれノイズの実数部
および虚数部の変数である。
これらの式は信号と観察モデルを表わし、キャリヤ再
生アルゴリズムを派生するために使用される。以下にこ
れについて説明する。
生アルゴリズムを派生するために使用される。以下にこ
れについて説明する。
キャリヤ再生方法 都合上、ｍ＝２とし、複素フェージング係数U2k-1とU
2kはシンボル空間の間は同じものであると仮定する。そ
の各々は、振幅係数Akとキャリヤ位相シフトejxkの積で
表わされる。2k-1および2kの代わりに、それぞれシンボ
ルスペースｋ中の奇数サンプルに対する添字o,k、およ
び偶数サンプルに対する添字e,kを用いて、式（２）と
（３）は次の式（４）と（５）のようになる。
2kはシンボル空間の間は同じものであると仮定する。そ
の各々は、振幅係数Akとキャリヤ位相シフトejxkの積で
表わされる。2k-1および2kの代わりに、それぞれシンボ
ルスペースｋ中の奇数サンプルに対する添字o,k、およ
び偶数サンプルに対する添字e,kを用いて、式（２）と
（３）は次の式（４）と（５）のようになる。
ゼロ平均を有する複素数ガウスランダム変数であるη
o,k、ηe,kを用いて、相関特性は式（６）および（７）
で表わされる。
o,k、ηe,kを用いて、相関特性は式（６）および（７）
で表わされる。
ここで、ｎは整数、主要なシンボル「’」は共役転置
を示す。
を示す。
キャリヤ再生方法の目的は、同期ワードの間、すなわ
ち、ｋの値は１からｎ＝14（同期ワード中のシンボルの
数）の間、受信信号サンプルｙo,k、およびｙe,k、から
位相xkを推定するものである。
ち、ｋの値は１からｎ＝14（同期ワード中のシンボルの
数）の間、受信信号サンプルｙo,k、およびｙe,k、から
位相xkを推定するものである。
これは、以下に述べる２つの段階において実行され
る。第１の段階は、複素フェージング係数の推定および
第２の段階は平均化算出方法である。
る。第１の段階は、複素フェージング係数の推定および
第２の段階は平均化算出方法である。
複素フェージング係数の推定 上述のように、複素フェージング係数は、Akejxkの形
で表わされる。カッコ［ ］はマトリックスを表わし、
［ ］Ｔはマトリクスの共役転置を表す。
で表わされる。カッコ［ ］はマトリックスを表わし、
［ ］Ｔはマトリクスの共役転置を表す。
Dk,Sk,Ge,G0,Tk,Yk,λｋを次のようにおけば、式
（８）が得られる。
（８）が得られる。
ここでDkは、複素フェージング係数であり、これは振
幅係数Akおよびキャリヤ位相xkのの情報を表わし、λｋ
は、次の相関マトリクスを有するノイズ・ベクトルであ
る： ここで、再び、主要シンボル「’」は共役転置を示す。
幅係数Akおよびキャリヤ位相xkのの情報を表わし、λｋ
は、次の相関マトリクスを有するノイズ・ベクトルであ
る： ここで、再び、主要シンボル「’」は共役転置を示す。
Tk、すなわち、τとSkが知られていると仮定すると、
最小二乗基準に基づく複素フェーディング係数Dkの１ス
テップ最適推定Ｄ∧ ｋ（推定置は山形シンボル∧で示さ
れる。∧は式中ではＤの上部に位置するが、文中では表
記の都合上、Ｄの右上に上付き記号「∧」として表記さ
れる）は式（９）で得られる。
最小二乗基準に基づく複素フェーディング係数Dkの１ス
テップ最適推定Ｄ∧ ｋ（推定置は山形シンボル∧で示さ
れる。∧は式中ではＤの上部に位置するが、文中では表
記の都合上、Ｄの右上に上付き記号「∧」として表記さ
れる）は式（９）で得られる。
サンプリング遅延τは、タイミング再生のプロセス中
で推定される。Sk、ここではベクトルTkは、３からＮ−
２までのｋの値だけについてよく知られている。という
のは、同期ワードシンボルは知られているが、同期ワー
ドに隣接するシンボルは知られていない。式（９）にお
ける推定のために、同期ワードも前の２つの未知のシン
ボルおよび同期ワードの後の２つの未知のシンボルは０
値である。すなわち、 S1＝［00s1s2s3］; S2＝［0s1s2s3s4］； S13＝［s11s12s13s140］;and S14＝［s12s13s1400］ 平均値算出プロセス キャリヤ再生のために、キャリヤ位相xkの推定ｘ∧ ｋ
は、平均値算出プロセスを用いて複素フェージング係数
の推定Ｄ∧ ｋから得られる。以下に述べられる本発明の
他の実施の形態においては、平均値算出プロセスは、反
復平均または動的平均を行い、または、動的な平均値算
出プロセ カルマンフィルタリングによって構成され
る。
で推定される。Sk、ここではベクトルTkは、３からＮ−
２までのｋの値だけについてよく知られている。という
のは、同期ワードシンボルは知られているが、同期ワー
ドに隣接するシンボルは知られていない。式（９）にお
ける推定のために、同期ワードも前の２つの未知のシン
ボルおよび同期ワードの後の２つの未知のシンボルは０
値である。すなわち、 S1＝［00s1s2s3］; S2＝［0s1s2s3s4］； S13＝［s11s12s13s140］;and S14＝［s12s13s1400］ 平均値算出プロセス キャリヤ再生のために、キャリヤ位相xkの推定ｘ∧ ｋ
は、平均値算出プロセスを用いて複素フェージング係数
の推定Ｄ∧ ｋから得られる。以下に述べられる本発明の
他の実施の形態においては、平均値算出プロセスは、反
復平均または動的平均を行い、または、動的な平均値算
出プロセ カルマンフィルタリングによって構成され
る。
反復平均および移動平均 シンボルｋの複素変数をFkと表わすと、この変数は、
推定Ｄ∧ ｋから得られ、従って、キャリヤ位相推定ｘ∧
ｋは、ｘ∧ ｋ＝arg（Fk）によって与えられる。反復平
均を得るために、Fk式（10）のように定義される。
推定Ｄ∧ ｋから得られ、従って、キャリヤ位相推定ｘ∧
ｋは、ｘ∧ ｋ＝arg（Fk）によって与えられる。反復平
均を得るために、Fk式（10）のように定義される。
ここで、０≦ｈ≦１、およびｈは平均化メモリ係数で
ある。ｈの好ましい値は、シンボル（ｈは１に向う）の
より大きい数にわたる平均化と異なるシンボル（ｈは０
に向う）間の位相変動の推定ノイズ効果の累積的効果の
減少との間で、シミュレーションによって決定できる。
ある。ｈの好ましい値は、シンボル（ｈは１に向う）の
より大きい数にわたる平均化と異なるシンボル（ｈは０
に向う）間の位相変動の推定ノイズ効果の累積的効果の
減少との間で、シミュレーションによって決定できる。
IS−54システム中の同期ワードのシンボルの比較的小
さい数で、前の係数は支配的に見え、ｈ＝１の値は、最
適になるよに見える。しかし、より小さい値（すなわ
ち、ｈ＝0.75またはｈ＝0.5）は、代わりに使用され、
特に、システム中では、より長い同期ワードまたは高い
SNRを有することが好ましい。
さい数で、前の係数は支配的に見え、ｈ＝１の値は、最
適になるよに見える。しかし、より小さい値（すなわ
ち、ｈ＝0.75またはｈ＝0.5）は、代わりに使用され、
特に、システム中では、より長い同期ワードまたは高い
SNRを有することが好ましい。
移動平均のために、平均化は、シンボルｋ、ここでは
シンボルｋ上に中心がある2L＋１シンボルの移動窓の各
側（前後）のシンボルの整数Ｌと同様にシンボルｋ上で
行われる。窓中の各シンボルは所望の重み付け係数で与
えられる。
シンボルｋ上に中心がある2L＋１シンボルの移動窓の各
側（前後）のシンボルの整数Ｌと同様にシンボルｋ上で
行われる。窓中の各シンボルは所望の重み付け係数で与
えられる。
この場合には、Fkは式（11）によって定義される。
ここで、wiは、推定Di用の重み付け係数であり、ｉ＜
１およびｉ＞Ｎの場合、wi＝0,D∧ ｉ＝０となる。たと
えば、窓を通して等しい重み付けをする重み付け構成に
おいては、種々の窓サイズはＬ＝５によって決定され、
窓の中心からの距離に対して線形に減少し、または窓の
中心からの距離に対して２次のオーダで減少する。これ
らの、重み付け構成は、非ゼロ重み付け係数を有する重
み付け係数W0iW1i、W2iを用いて次の式のように表わさ
れる。
１およびｉ＞Ｎの場合、wi＝0,D∧ ｉ＝０となる。たと
えば、窓を通して等しい重み付けをする重み付け構成に
おいては、種々の窓サイズはＬ＝５によって決定され、
窓の中心からの距離に対して線形に減少し、または窓の
中心からの距離に対して２次のオーダで減少する。これ
らの、重み付け構成は、非ゼロ重み付け係数を有する重
み付け係数W0iW1i、W2iを用いて次の式のように表わさ
れる。
wi＝W0i＝１ wi＝W1i＝（１−（|i−k|/2L）） wi＝W2i＝（１−（|i−k|/2L））２ これらの各場合において、窓の中央のシンボルｋは、
１の重み付けを有する。最適の重み付け構成（使用され
る以外の構成）はシミュレーションによって決定でき
る。Ｌ＝５を有するIS−54システム中の同期ワードに対
して、最良の結果は、重み付け係数W0i＝１のときに生
成されるように見える。
１の重み付けを有する。最適の重み付け構成（使用され
る以外の構成）はシミュレーションによって決定でき
る。Ｌ＝５を有するIS−54システム中の同期ワードに対
して、最良の結果は、重み付け係数W0i＝１のときに生
成されるように見える。
カルマンフィルタリング ワンステップ推定Ｄ∧ ｋは、式（12）によって与えら
れる： ここで、μｋはゼロ平均および変数２σ２ μｋ＝２σ2
Dkを有するガウスプロセスである。
れる： ここで、μｋはゼロ平均および変数２σ２ μｋ＝２σ2
Dkを有するガウスプロセスである。
Ｄ∧ ｋを新たな観察変数ykとして書き直し、振幅係数
Akと周波数偏移Δxkを、観察の間一定であると仮定する
と、新たな観察モデルは、式（13）によって定義され
る： ここで、ξｋは受信信号のゼロ平均と変数２σ２ ξモデ
ル化位相ジッタを有するガウスプロセスである。
Akと周波数偏移Δxkを、観察の間一定であると仮定する
と、新たな観察モデルは、式（13）によって定義され
る： ここで、ξｋは受信信号のゼロ平均と変数２σ２ ξモデ
ル化位相ジッタを有するガウスプロセスである。
式（14）を代入すると： 式（13）の新たな観察モデルは、式（15）ようになり： 以下の式（16）のように簡潔な形式に書き直すことがで
きる。
きる。
ｆ（Φk-1,ξｋ）を点（Φ∧ k,0）で変数Φk-1とξ
k-1上で第１のオーダのテーラ級数形式で展開すると、
次の式が得られる。
k-1上で第１のオーダのテーラ級数形式で展開すると、
次の式が得られる。
ヤコビマトリックスは、次の式（17）で表される。
従って、線形間接モデルは式（18）で表される： ここで： カルマンフィルタリング理論を式（18）のモデルに適用
すると、間接的変数Φｋに対する反復推定アルゴリズム
が式（19）にように得られる： ここで、Ｉは、単位行列であり、初期入力条件は次のよ
うに与えられる： 式（14）の間接変数Φ∧ ｋを用いて、推定振幅係数Ａ∧
ｋ、推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋ、および推定周波数偏移Δ
ｘ∧ ｋが式（20），（21），（22）から得られる。
すると、間接的変数Φｋに対する反復推定アルゴリズム
が式（19）にように得られる： ここで、Ｉは、単位行列であり、初期入力条件は次のよ
うに与えられる： 式（14）の間接変数Φ∧ ｋを用いて、推定振幅係数Ａ∧
ｋ、推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋ、および推定周波数偏移Δ
ｘ∧ ｋが式（20），（21），（22）から得られる。
動的平均値算出プロセスを構成するカルマンフィルタ
リングプロセスの実行は、上述のように、サンプル毎
に、全体でほぼ40の複素加算／乗算と１つの実数除算が
必要である。好ましくは、ディジタル信号処理（DSP）
集積回路で実行される。カルマンフィルタリングプロセ
スは、キャリヤ再生ために必要なキャリヤ位相と同様
に、振幅係数と周波数偏移の推定を供給できるメリット
がある。しかし、反復平均プロセスと移動平均プロセス
より多くの計算を必要とし、これも同、様にDSP集積回
路において実行される。
リングプロセスの実行は、上述のように、サンプル毎
に、全体でほぼ40の複素加算／乗算と１つの実数除算が
必要である。好ましくは、ディジタル信号処理（DSP）
集積回路で実行される。カルマンフィルタリングプロセ
スは、キャリヤ再生ために必要なキャリヤ位相と同様
に、振幅係数と周波数偏移の推定を供給できるメリット
がある。しかし、反復平均プロセスと移動平均プロセス
より多くの計算を必要とし、これも同、様にDSP集積回
路において実行される。
具体的回路 図１は、ディジタル無線通信受信機のブロック図を示
す図である。図１において、ディジタル無線通信信号
は、RF（無線周波数）回路20を介してダウンコンバータ
22に供給される。ダウンコンバータ22では、サンプラ24
によってT/2のサンプリング周期を有するシンボルレー
トの２倍でサンプリングされる信号が発生され、サンプ
ルは、Ａ−Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ26に
よってディジタル形式に変換される。ディジタル化され
たサンプルは、再生された推定サンプリング遅延τ∧ ｋ
に従って、補間回路28によって補間され、推定最適サン
プリングで、次の処理のために、サンプルYkを発生す
る。推定サンプリング遅延τ∧ ｋは、シンボルｋに対し
てサンプリング遅延τを示す。補間回路28に代わるもの
として、推定サンプリング遅延τ∧ ｋは、サンプラ24の
サンプリングタイムを直接制御するために用いられる。
補間回路28は、ディジタル回路30の一部を構成し、好ま
しくは、DSP集積回路内に置かれ、フレーム同期および
タイミング再生装置32、キャリヤ再生装置34、および残
留位相訂正器36を含む。補間回路28からのサンプルY
kは、ブロック32、34および36の入力信号として供給さ
れる。フレーム同期およびタイミング装置32は、簡単な
方法で推定サンプリング遅延τ∧ ｋを発生できるが、こ
こでは説明を省略する。
す図である。図１において、ディジタル無線通信信号
は、RF（無線周波数）回路20を介してダウンコンバータ
22に供給される。ダウンコンバータ22では、サンプラ24
によってT/2のサンプリング周期を有するシンボルレー
トの２倍でサンプリングされる信号が発生され、サンプ
ルは、Ａ−Ｄ（アナログ／ディジタル）コンバータ26に
よってディジタル形式に変換される。ディジタル化され
たサンプルは、再生された推定サンプリング遅延τ∧ ｋ
に従って、補間回路28によって補間され、推定最適サン
プリングで、次の処理のために、サンプルYkを発生す
る。推定サンプリング遅延τ∧ ｋは、シンボルｋに対し
てサンプリング遅延τを示す。補間回路28に代わるもの
として、推定サンプリング遅延τ∧ ｋは、サンプラ24の
サンプリングタイムを直接制御するために用いられる。
補間回路28は、ディジタル回路30の一部を構成し、好ま
しくは、DSP集積回路内に置かれ、フレーム同期および
タイミング再生装置32、キャリヤ再生装置34、および残
留位相訂正器36を含む。補間回路28からのサンプルY
kは、ブロック32、34および36の入力信号として供給さ
れる。フレーム同期およびタイミング装置32は、簡単な
方法で推定サンプリング遅延τ∧ ｋを発生できるが、こ
こでは説明を省略する。
ダウンコンバータ22における不完全さ、信号反射、お
よび受信器の移動によるドップラー効果は、残留または
エラー・キャリヤ位相成分を有するキャリヤ再生装置34
に供給される信号を発生し、それは、上述の平均値算出
プロセスの一つに従ってキャリヤ再生装置34によって発
生された推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋに従って残留キャリヤ
位相訂正器36によって除去される。この目的で、キャリ
ヤ再生装置34は、装置32から推定サンプリング遅延τ∧
ｋが供給される。上述のように、キャリヤ再生の効果
は、通信システムの性能に直接影響を与える。正確なキ
ャリヤ再生は、特に非コーヒレント検波に3dBの特性改
良を与える同期検波を用いる通信システムに必要であ
る。しかし、本発明は両方の場合にキャリヤ再生を容易
にする。
よび受信器の移動によるドップラー効果は、残留または
エラー・キャリヤ位相成分を有するキャリヤ再生装置34
に供給される信号を発生し、それは、上述の平均値算出
プロセスの一つに従ってキャリヤ再生装置34によって発
生された推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋに従って残留キャリヤ
位相訂正器36によって除去される。この目的で、キャリ
ヤ再生装置34は、装置32から推定サンプリング遅延τ∧
ｋが供給される。上述のように、キャリヤ再生の効果
は、通信システムの性能に直接影響を与える。正確なキ
ャリヤ再生は、特に非コーヒレント検波に3dBの特性改
良を与える同期検波を用いる通信システムに必要であ
る。しかし、本発明は両方の場合にキャリヤ再生を容易
にする。
図２は、上述の平均値算出プロセスに従ってキャリヤ
を再生するキャリヤ再生装置34の一部であるDSP装置を
示す図である。この装置は、それぞれT/2の遅延を供給
する遅延装置40と42、サンプリング周期Ｔを有するサン
プラ44と46、線形変換器4B、点線内に示される反復平均
化装置50、および、arg（）関数を供給するARG装置52を
含む。反復平均化装置50は、加算器54、１シンボル周期
Ｔの遅延を供給する遅延装置56は、および乗算器58を含
む。
を再生するキャリヤ再生装置34の一部であるDSP装置を
示す図である。この装置は、それぞれT/2の遅延を供給
する遅延装置40と42、サンプリング周期Ｔを有するサン
プラ44と46、線形変換器4B、点線内に示される反復平均
化装置50、および、arg（）関数を供給するARG装置52を
含む。反復平均化装置50は、加算器54、１シンボル周期
Ｔの遅延を供給する遅延装置56は、および乗算器58を含
む。
各シンボルサンプルYkは、遅延装置40と42中で連続的
に遅延され、その出力は、それぞれサンプラ44と46によ
って再サンプリングされ、上記（４）と（５）で説明し
た受信同期ワードサンプルｙo,kおよびｙe,kを出力す
る。線形変換装置48は、これらのサンプルｙo,k、ｙe,k
および推定サンプリング遅延ｘが供給され、ワンステッ
プ最小二乗推定を行い、上述の式（９）に従って、複素
フェージング係数の推定Ｄ∧ ｋを発生する。反復平均化
装置50は、上述の式（10）に従って複素変数Fkを発生す
る。ARG装置52は、この複素変数Ｆｋの引数にを決定
し、上述のキャリヤ位相の所望の推定ｘ∧ ｋを供給す
る。ARG装置52は、たとえば、メモリ中に計算装置また
はルックアップ・テーブルを含むように構成される。
に遅延され、その出力は、それぞれサンプラ44と46によ
って再サンプリングされ、上記（４）と（５）で説明し
た受信同期ワードサンプルｙo,kおよびｙe,kを出力す
る。線形変換装置48は、これらのサンプルｙo,k、ｙe,k
および推定サンプリング遅延ｘが供給され、ワンステッ
プ最小二乗推定を行い、上述の式（９）に従って、複素
フェージング係数の推定Ｄ∧ ｋを発生する。反復平均化
装置50は、上述の式（10）に従って複素変数Fkを発生す
る。ARG装置52は、この複素変数Ｆｋの引数にを決定
し、上述のキャリヤ位相の所望の推定ｘ∧ ｋを供給す
る。ARG装置52は、たとえば、メモリ中に計算装置また
はルックアップ・テーブルを含むように構成される。
反復平均化装置50において、加算器54の入力は、複素
フェージング係数と加算器54の前出力のFk-1の現在の推
定Ｄ∧ ｋが供給され、遅延装置56においてＴだけ遅延さ
れ、乗算器58において係数ｈが乗算され、式（10）に従
って現在の出力Fkを出力する。ここで、ｈ＝１の場合
は、乗算器58は省略できる。
フェージング係数と加算器54の前出力のFk-1の現在の推
定Ｄ∧ ｋが供給され、遅延装置56においてＴだけ遅延さ
れ、乗算器58において係数ｈが乗算され、式（10）に従
って現在の出力Fkを出力する。ここで、ｈ＝１の場合
は、乗算器58は省略できる。
図２における反復平均化装置50は、移動平均化装置、
たとえば、図３に示すような装置によって置き換えるこ
とができ、上述の式（11）に従って移動平均化装置を用
いてキャリヤ再生を実行する。図３の移動平均化装置
は、シフトレジスタ60を含み、遅延段階を有するシリア
ル−パラレル変換器として動作し、各々は、遅延Ｔを供
給し、移動平均窓内で、図２中の線形変換装置48によっ
て供給される複素フェージング係数の並列出力推定Ｄ∧
k+L〜Ｄ∧ k-Lの2L＋１個を供給する。
たとえば、図３に示すような装置によって置き換えるこ
とができ、上述の式（11）に従って移動平均化装置を用
いてキャリヤ再生を実行する。図３の移動平均化装置
は、シフトレジスタ60を含み、遅延段階を有するシリア
ル−パラレル変換器として動作し、各々は、遅延Ｔを供
給し、移動平均窓内で、図２中の線形変換装置48によっ
て供給される複素フェージング係数の並列出力推定Ｄ∧
k+L〜Ｄ∧ k-Lの2L＋１個を供給する。
図３の移動平均化装置は、さらに2L＋１の乗算器62を
含み、その各々は、上述のように、選択された重み付け
装置の各々に対応して出力された複数の出力で乗算さ
れ、加算器64は、2L＋１の乗算結果を加算して、複素変
数Fkを発生し、それは、図２のARG装置52に供給され
る。全ての重み付け器中の重み付け係数W0が１の場合
は、乗算器62は省略できる。
含み、その各々は、上述のように、選択された重み付け
装置の各々に対応して出力された複数の出力で乗算さ
れ、加算器64は、2L＋１の乗算結果を加算して、複素変
数Fkを発生し、それは、図２のARG装置52に供給され
る。全ての重み付け器中の重み付け係数W0が１の場合
は、乗算器62は省略できる。
図３の移動平均化装置50の代わりに、他の所望の反復
平均化装置（ローパス・フィルタは積分器）を使用する
こともできる。特に、平均化装置50とARG装置52は、以
下に図４で述べるカルマンフィルタ装置70によって置き
換えることができる。カルマンフィルタリングは、動的
平均値算出プロセス（すなわち、カルマンフィルタの利
得は、動的に反復的な方法で変化する）であり、他のど
のような動的平均値算出プロセスを使用することもでき
る。さらに、カルマンフィルタは一定の利得係数を有し
てもよく、それにより、以下に述べる装置70のように、
各シンボルに対してカルマンフィルタの利得計算を避け
ることができる。
平均化装置（ローパス・フィルタは積分器）を使用する
こともできる。特に、平均化装置50とARG装置52は、以
下に図４で述べるカルマンフィルタ装置70によって置き
換えることができる。カルマンフィルタリングは、動的
平均値算出プロセス（すなわち、カルマンフィルタの利
得は、動的に反復的な方法で変化する）であり、他のど
のような動的平均値算出プロセスを使用することもでき
る。さらに、カルマンフィルタは一定の利得係数を有し
てもよく、それにより、以下に述べる装置70のように、
各シンボルに対してカルマンフィルタの利得計算を避け
ることができる。
図４は、カルマンフィルタリング装置70を示す図であ
る。このカルマンフィルタリング装置70は、図２の平均
化装置50とARG装置52の代わりに使用することができ
る。カルマンフィルタリングプロセスに対する上述の表
記と一致して、図２中の線形変換装置48の出力Ｄ
∧ ｋは、入力ykとしてカルマンフィルタリング装置70に
加えられる。カルマンフィルタリング装置70は、減算器
71、乗算器72〜74、加算器75と76、遅延装置77と78、１
シンボル周期Ｔの遅延を供給する遅延装置77と78、非線
形変換装置79と80、およびカルマンフィルタ利得計算装
置81を含む。
る。このカルマンフィルタリング装置70は、図２の平均
化装置50とARG装置52の代わりに使用することができ
る。カルマンフィルタリングプロセスに対する上述の表
記と一致して、図２中の線形変換装置48の出力Ｄ
∧ ｋは、入力ykとしてカルマンフィルタリング装置70に
加えられる。カルマンフィルタリング装置70は、減算器
71、乗算器72〜74、加算器75と76、遅延装置77と78、１
シンボル周期Ｔの遅延を供給する遅延装置77と78、非線
形変換装置79と80、およびカルマンフィルタ利得計算装
置81を含む。
入力ykは、減算器71の付加的入力に供給され、遅延装
置77の出力は、減算器71の減算入力に供給され、減算器
71の出力は、乗算器72と73に供給され、利得計算装置81
から現在のシンボルｋに対して供給される各カルマンフ
ィルタ利得Kk（１）とKk（２）によって乗算される。乗
算器72の出力は、加算器75の入力の一つに供給され、他
の入力は、乗算器74の出力から供給される。加算器75の
出力は、推定間接変数Φ∧ ｋの推定成分Φ∧ ｋ（１）＝
Ｄ∧ ｋ（上述の式（14））を構成し、非線形変換装置79
の入力および遅延装置77に供給される。遅延装置77の出
力は、同じく乗算器74の１つの入力に供給される。乗算
器73の出力は、加算器76の１つの入力に供給される。加
算器76の出力は、推定間接変数Φ∧ ｋの推定成分Φ∧ ｋ
（２）＝ｚ∧ ｋ（上述の式（14））を構成する、加算器
76の出力は、非線形変換装置80の入力および遅延装置78
に供給される。遅延装置78の出力は、乗算器74のもう一
つの入力に、および、加算器76のもう一つの入力に供給
される。
置77の出力は、減算器71の減算入力に供給され、減算器
71の出力は、乗算器72と73に供給され、利得計算装置81
から現在のシンボルｋに対して供給される各カルマンフ
ィルタ利得Kk（１）とKk（２）によって乗算される。乗
算器72の出力は、加算器75の入力の一つに供給され、他
の入力は、乗算器74の出力から供給される。加算器75の
出力は、推定間接変数Φ∧ ｋの推定成分Φ∧ ｋ（１）＝
Ｄ∧ ｋ（上述の式（14））を構成し、非線形変換装置79
の入力および遅延装置77に供給される。遅延装置77の出
力は、同じく乗算器74の１つの入力に供給される。乗算
器73の出力は、加算器76の１つの入力に供給される。加
算器76の出力は、推定間接変数Φ∧ ｋの推定成分Φ∧ ｋ
（２）＝ｚ∧ ｋ（上述の式（14））を構成する、加算器
76の出力は、非線形変換装置80の入力および遅延装置78
に供給される。遅延装置78の出力は、乗算器74のもう一
つの入力に、および、加算器76のもう一つの入力に供給
される。
このように、カルマンフィルタリング装置70は、複素
フェージング係数に基づいて拡張カルマンフィルタリン
グを実行し、推定間接係数Φ∧ ｋを発生する。推定間接
Φ∧ ｋは、上述の式（19）の３行目の式に従った２つの
推定成分Φ∧ ｋ（１）およびΦ∧ ｋ（２）から構成され
る。非線形変換装置79は、上述の式（20）に従って推定
係数Φ∧ ｋから推定振幅係数Ａ∧ ｋを発生し、上述の式
（21）に従って推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋを発生する。非
線形変換装置80は、上述の式（22）に従ってと発生す
る。これらの推定は、利得計算装置81に供給され、上述
の式（19）の第２の式に従って、カルマンフィルタ利得
Kk+1（１）とKk+1（２）を計算し、次のシンボルｋ＋１
を反復するために使用される。図２のARG装置52と同じ
ように、非線形変換装置79と80は、メモリ中の計算装置
またはルックアップ・テーブルを含む。
フェージング係数に基づいて拡張カルマンフィルタリン
グを実行し、推定間接係数Φ∧ ｋを発生する。推定間接
Φ∧ ｋは、上述の式（19）の３行目の式に従った２つの
推定成分Φ∧ ｋ（１）およびΦ∧ ｋ（２）から構成され
る。非線形変換装置79は、上述の式（20）に従って推定
係数Φ∧ ｋから推定振幅係数Ａ∧ ｋを発生し、上述の式
（21）に従って推定キャリヤ位相ｘ∧ ｋを発生する。非
線形変換装置80は、上述の式（22）に従ってと発生す
る。これらの推定は、利得計算装置81に供給され、上述
の式（19）の第２の式に従って、カルマンフィルタ利得
Kk+1（１）とKk+1（２）を計算し、次のシンボルｋ＋１
を反復するために使用される。図２のARG装置52と同じ
ように、非線形変換装置79と80は、メモリ中の計算装置
またはルックアップ・テーブルを含む。
上述の説明からすれば、推定キャリヤ位相xkだけがキ
ャリヤ再生のために必要であるが、カルマンフィルタリ
ングプロセスは、また、推定振幅係数Ａ∧ ｋと推定周波
数偏位Δｘ∧ ｋを発生し、それは、他の目的のために使
用できる。どの方法が使用されようが、キャリヤ再生プ
ロセスは、単独で、タイミング再生および／またはフレ
ーム同期プロセスと共に組合せることができる。
ャリヤ再生のために必要であるが、カルマンフィルタリ
ングプロセスは、また、推定振幅係数Ａ∧ ｋと推定周波
数偏位Δｘ∧ ｋを発生し、それは、他の目的のために使
用できる。どの方法が使用されようが、キャリヤ再生プ
ロセスは、単独で、タイミング再生および／またはフレ
ーム同期プロセスと共に組合せることができる。
図５と図６は、SNRがそれぞれ10dBの場合に、非フェ
ージングチャネルおよびレイリーフェージングチャネル
に対するキャリヤ再生装置の相対性能のシミュレーショ
ンを示す図である。レイリーフェージングチャネルは、
時速120kmの速度で走行している移動機に対して、900MH
zのキャリヤ周波数を有するIS−54システムを表わす。
各図において、rad2での位相誤差分散は同期ワードのシ
ンボル番号の関数として示される。
ージングチャネルおよびレイリーフェージングチャネル
に対するキャリヤ再生装置の相対性能のシミュレーショ
ンを示す図である。レイリーフェージングチャネルは、
時速120kmの速度で走行している移動機に対して、900MH
zのキャリヤ周波数を有するIS−54システムを表わす。
各図において、rad2での位相誤差分散は同期ワードのシ
ンボル番号の関数として示される。
図５中の線94と図６中の線99は、図４で述べたカルマ
ンフィルタリングを使用したキャリヤ再生装置を示す。
図５中の線92と図６中の線97は、図２で述べた、ｈ＝１
のときの、反復再生装置を使用したキャリヤ再生装置を
示す。これらのことから、反復再生装置を使用したキャ
リヤ再生装置は、カルマンフィルタリング装置と同等か
多少特性がよいと考えられる。これは、反復平均化装置
50は非常に簡単に導入できるので、計算の複雑さが非常
に減少するためである。
ンフィルタリングを使用したキャリヤ再生装置を示す。
図５中の線92と図６中の線97は、図２で述べた、ｈ＝１
のときの、反復再生装置を使用したキャリヤ再生装置を
示す。これらのことから、反復再生装置を使用したキャ
リヤ再生装置は、カルマンフィルタリング装置と同等か
多少特性がよいと考えられる。これは、反復平均化装置
50は非常に簡単に導入できるので、計算の複雑さが非常
に減少するためである。
図５中の線93と図６中の線98は、図３で述べた、Ｌ＝
５で重み付け係数がW0のときの、移動平均化装置を使用
したキャリヤ再生装置を示す。図から、分かるように、
さらによりよい特性が得られる。この移動平均化装置を
使用したいキャリヤ再生装置は、反復平均化装置より複
雑であり、カルマンフィルタリング装置より複雑でな
い。
５で重み付け係数がW0のときの、移動平均化装置を使用
したキャリヤ再生装置を示す。図から、分かるように、
さらによりよい特性が得られる。この移動平均化装置を
使用したいキャリヤ再生装置は、反復平均化装置より複
雑であり、カルマンフィルタリング装置より複雑でな
い。
シミュレーション結果は、本発明のキャリヤ再生装置
によれば、キャリヤ再生が可能となり、比較的低いSNR
に対して小さな位相平均と周波数エラーが達成できた。
これは、IS−54システムの同期ワード・シーケンスの14
シンボル内でうまく実行できた。これらの結果は、キャ
リヤ再生に使用される従来の位相ロックループ技術にお
いて、10デシベル以上の改良がなされた。
によれば、キャリヤ再生が可能となり、比較的低いSNR
に対して小さな位相平均と周波数エラーが達成できた。
これは、IS−54システムの同期ワード・シーケンスの14
シンボル内でうまく実行できた。これらの結果は、キャ
リヤ再生に使用される従来の位相ロックループ技術にお
いて、10デシベル以上の改良がなされた。
本発明の特別の実施の形態が上に詳細に記載された
が、本発明の特許請求の範囲に記載された事項から逸れ
ることなく、多くの変形実施例、変更、適用が可能であ
る。
が、本発明の特許請求の範囲に記載された事項から逸れ
ることなく、多くの変形実施例、変更、適用が可能であ
る。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アブーダヤ・アドナン カナダ国，ケイ２シー ３エム５，オン タリオ，オタワ，ピネクレスト ロード 1701−1300 (72)発明者 ツァオ・ホング カナダ国，ケイ２ジー ６シー２，オン タリオ，ネピーン，ソーンバリー クレ セント 179 (72)発明者 ワング・ルイ カナダ国，ケイ２シー ３エル６，オン タリオ，オタワ，ダイネス ロード 1204−900 (72)発明者 トロフィモフ・イオウリ ロシア国，113035，モスクワ，ナベレツ ナヤ，40／42−84，ユーエル．エム．ゴ ルコゴ (72)発明者 クロマ・アレグザンドレ ロシア国，140160，モスコフスカヤ オ ブル，ツコフスキー，63−27，ユーエ ル．ガガリナ (72)発明者 バコーリン・ミカエル ロシア国，142110，モスコフスカヤ オ ブル，ポドルスク 35−31，ユーエル. キロバ (72)発明者 クレインデリン・ビタリ ロシア国，109518，モスクワ，８−１− 87，ユーエル．グラジボロノフスカヤ (56)参考文献 特開 平７−38470（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−276245（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−103030（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−97259（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−202964（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−58676（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−508989（ＪＰ，Ａ) 国際公開95／17052（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/227 H04L 27/22 H04L 27/38
Claims (15)
- 【請求項１】受信通信信号中の既知の同期ワードを用い
てキャリヤ再生を行う方法において、 最小二乗推定を用いて、シンボル・レートの２倍でサン
プルされた同期ワードのシンボルからキャリヤ位相の情
報を含む複素フェージング係数を推定し、 平均値算出プロセスを用いて前記複素フェージング係数
からキャリヤ位相を推定することを特徴とするキャリヤ
再生方法。 - 【請求項２】請求項１記載のキャリヤ再生方法におい
て： 複素フェージング係数を推定するステップは、同期ワー
ドの既知のシンボル、および同期ワードに隣接した未知
のシンボルに対するゼロ値を用いて、ワンステップ最適
推定を実行するステップを含むことを特徴とするキャリ
ヤ再生方法。 - 【請求項３】請求項１または２記載のキャリヤ再生方法
において： 前記のキャリヤ位相を推定するステップは、複素フェー
ジング係数の反復平均を供給するステップを含むことを
特徴とするキャリヤ再生方法。 - 【請求項４】請求項１または２記載のキャリヤ再生方法
において： 前記のキャリヤ位相を推定するステップは、複素フェー
ジング係数の移動平均を供給するステップを含むことを
特徴とするキャリヤ再生方法。 - 【請求項５】請求項１または２記載のキャリヤ再生方法
において： 前記のキャリヤ位相を推定するステップは、複素フェー
ジング係数をカルマンフィルタリングするステップを含
むことを特徴とするキャリヤ再生方法。 - 【請求項６】請求項５記載のキャリヤ再生方法におい
て： 振幅係数および複素フェージング係数の周波数偏移を推
定するステップをさらに含むことを特徴とするキャリヤ
再生方法。 - 【請求項７】請求項６記載のキャリヤ再生方法におい
て： 推定キャリヤ位相、振幅係数および周波数偏移からカル
マンフィルタ利得を反復的に決定するステップをさらに
含むことを特徴とするキャリヤ再生方法。 - 【請求項８】請求項１乃至７のいずれかに記載のキャリ
ヤ再生方法において： 前記のキャリヤ位相を推定するステップは、複素フェー
ジング係数の平均の引数を形成するステップを含むこと
を特徴とするキャリヤ再生方法。 - 【請求項９】既知の同期ワードを含む受信通信信号から
キャリヤ再生を行う装置において、 最小二乗推定を用いて、キャリヤ位相の情報を含む複素
フェージング係数を、シンボル・レートの２倍でサンプ
リングされた同期ワードのシンボルから推定するため
に、受信信号のサンプルおよびサンプリング遅延信号に
応答する線形変換装置と、 前記複素フェージング係数の平均を生成するための平均
化装置と、 キャリヤ再生のために、推定キャリヤ位相を形成するた
めの平均の引き数を生成する装置とを備えたことを特徴
とするキャリヤ再生装置。 - 【請求項１０】請求項９記載のキャリヤ再生装置におい
て： 前記平均化装置は、反復平均化装置を含むことを特徴と
するキャリヤ再生装置。 - 【請求項１１】請求項９記載のキャリヤ再生装置におい
て： 前記平均化装置は、移動平均化装置を含むことを特徴と
するキャリヤ再生装置。 - 【請求項１２】請求項９記載のキャリヤ再生装置におい
て： 前記平均化装置は、カルマンフィルタを含むことを特徴
とするキャリヤ再生装置。 - 【請求項１３】請求項12記載のキャリヤ再生装置におい
て： 振幅係数および複素フェージング係数の周波数偏移を推
定するために平均化された複素フェージング係数に応じ
て動作する装置をさらに含むことを特徴とするキャリヤ
再生装置。 - 【請求項１４】請求項13記載のキャリヤ再生装置におい
て： 推定キャリヤ位相、振幅係数および周波数偏移に応じ
て、カルマンフィルタ利得を反復的に決定するための利
得計算装置をさらに含むことを特徴とするキャリヤ再生
装置。 - 【請求項１５】請求項９乃至14のいずれかに記載のキャ
リヤ再生装置において： 線形変換装置、平均化装置、引数を生成する装置は、少
なくとも１つのディジタル信号処理装置の機能によって
構成されることを特徴とするキャリヤ再生装置。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US94895P | 1995-07-07 | 1995-07-07 | |
| US1100696P | 1996-02-01 | 1996-02-01 | |
| US60/000,948 | 1996-02-01 | ||
| US60/011,006 | 1996-02-01 | ||
| PCT/CA1996/000427 WO1997003510A1 (en) | 1995-07-07 | 1996-06-26 | Carrier recovery for digitally phase modulated signals, using a known sequence |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10512417A JPH10512417A (ja) | 1998-11-24 |
| JP3148834B2 true JP3148834B2 (ja) | 2001-03-26 |
Family
ID=26668344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50537597A Expired - Fee Related JP3148834B2 (ja) | 1995-07-07 | 1996-06-26 | ディジタル変調信号用キャリヤ再生方法および装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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