JP2003502908A - シンボル間隔推定及び／または端数間隔フェージング無線チャンネルのトラッキングの方法 - Google Patents
シンボル間隔推定及び／または端数間隔フェージング無線チャンネルのトラッキングの方法Info
- Publication number
- JP2003502908A JP2003502908A JP2001504127A JP2001504127A JP2003502908A JP 2003502908 A JP2003502908 A JP 2003502908A JP 2001504127 A JP2001504127 A JP 2001504127A JP 2001504127 A JP2001504127 A JP 2001504127A JP 2003502908 A JP2003502908 A JP 2003502908A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- channel
- tracking
- medium
- equalizer
- estimate
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
Abstract
(57)【要約】
時間的に変化する無線チャンネルの推定および／またはトラッキングの方法であって、チャンネルで送信された信号を受信し、その信号を処理のためにデジタルサンプルに変換するステップを有する。チャンネル媒体のフェージング波の位置を判定する。各推定位置に関し、チャンネル媒体のインパルス応答を推定する。そして、無線チャンネルの時間変化の推定値が、デジタルサンプルと推定したインパルス応答とを使用して計算される。
Description
【０００１】
（技術分野）
本発明は多重速度フェージング・チャンネルの推定またはトラッキングを行う
ディジタル通信受信機に係わり、更に詳細にはシンボル間隔推定方法そして／ま
たは端数間隔チャンネルのトラッキングに関する。
ディジタル通信受信機に係わり、更に詳細にはシンボル間隔推定方法そして／ま
たは端数間隔チャンネルのトラッキングに関する。
【０００２】
（背景技術）
ディジタル・セルラシステムは時間拡散またはチャンネル内に広がる遅延によ
るシンボル相互干渉（ＩＳＩ： intersymbol interface）を処理するために等化
が必要である。典型的に非線形等化器（例えば、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳ
Ｅ： maximum likelihood sequence estimator））がその様なチャンネルに対し
て使用される。無線チャンネルの推定がこの等価器に要求される。更に、チャン
ネルが十分早く変化する場合等価器はこのチャンネル内の変動に連続的にトラッ
キングしなければならない。我々の方法はその様な無線チャンネルの推定または
トラッキング用の新奇な方法を与える。この方法は特に媒体波の間隔が１シンボ
ル間隔よりも近い状況に適している。
るシンボル相互干渉（ＩＳＩ： intersymbol interface）を処理するために等化
が必要である。典型的に非線形等化器（例えば、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳ
Ｅ： maximum likelihood sequence estimator））がその様なチャンネルに対し
て使用される。無線チャンネルの推定がこの等価器に要求される。更に、チャン
ネルが十分早く変化する場合等価器はこのチャンネル内の変動に連続的にトラッ
キングしなければならない。我々の方法はその様な無線チャンネルの推定または
トラッキング用の新奇な方法を与える。この方法は特に媒体波の間隔が１シンボ
ル間隔よりも近い状況に適している。
【０００３】
無線チャンネルは実際上３つの部分に分割できる。これらは、送信フィルタ、
これは既知、チャンネル媒体、これは未知、そして受信機フィルタ、これは既知
、である。無線チャンネルへの入力は、典型的にボーレートに等しいサンプリン
グ速度での個別アルファベット、例えば＋１および−１からなるシンボルである
。送信フィルタ、チャンネル媒体、および受信機フィルタはより高いサンプリン
グ速度、例えばシンボル速度の８倍で典型的にモデル化されている。等価器は無
線チャンネルのシンボル間隔モデルを使用しており、これは受信機フィルタの出
力にシンボル周期当たり１サンプルのサンプリング速度で送信されたシンボルに
関連する（本明細書はこのシンボル間隔チャンネルは有効ベースバンド・チャン
ネルのことを指す）。参考文献「ディジタル通信」（リー／メッサーシュミット
（Lee/Messerschmitt）、カルバー学術出版（Kulwer Academic Publishers）、
１９９４年）は有効ベースバンド・チャンネルを直接推定するための方法を与え
ている。同様に、参考文献「Licentiate Thesis, Lars Lindbum, ウプサラ大学
（Upsala Uniersity）１９９２年、ISSN 03468887」は有効ベースバンド・チャ
ンネルを直接トラッキングするための方法を与えている。しかしながら、本発明
はチャンネル媒体の下層にある波の間隔が１シンボル間隔よりも近づいている場
合の、これらの方法に対する改善を与える。エー．カイララ（A.Khayrallah）、
アール．ラメッシュ（R.Ramesh）、ジー．ボトムリー（G.Bottomley）、および
ディー．コイルピライ（D.Koilpillai）による「側方情報による改善されたチャ
ンネル推定」ＶＴＣ−９７、第２巻、ページ１０４９−１０５１、はフェージン
グ移動無線チャンネル推定方法を与えており、此処で有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとしてモデル化されている。
著者はチャンネルの媒体部分のみを明示的に推定し、有効ベースバンド・チャン
ネルをこの推定された媒体と既知パルスのコンボリュージョンとして再構築して
いる。しかしながら本明細書に示されているように、有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとして常に表現出来るわけで
はない。特に、Khayrallahの方法はチャンネル媒体が１シンボル周期よりも近く
配置されている波を有する場合（すなわち、端数単位で間隔をあけられた媒体）
には適用出来ない。
これは既知、チャンネル媒体、これは未知、そして受信機フィルタ、これは既知
、である。無線チャンネルへの入力は、典型的にボーレートに等しいサンプリン
グ速度での個別アルファベット、例えば＋１および−１からなるシンボルである
。送信フィルタ、チャンネル媒体、および受信機フィルタはより高いサンプリン
グ速度、例えばシンボル速度の８倍で典型的にモデル化されている。等価器は無
線チャンネルのシンボル間隔モデルを使用しており、これは受信機フィルタの出
力にシンボル周期当たり１サンプルのサンプリング速度で送信されたシンボルに
関連する（本明細書はこのシンボル間隔チャンネルは有効ベースバンド・チャン
ネルのことを指す）。参考文献「ディジタル通信」（リー／メッサーシュミット
（Lee/Messerschmitt）、カルバー学術出版（Kulwer Academic Publishers）、
１９９４年）は有効ベースバンド・チャンネルを直接推定するための方法を与え
ている。同様に、参考文献「Licentiate Thesis, Lars Lindbum, ウプサラ大学
（Upsala Uniersity）１９９２年、ISSN 03468887」は有効ベースバンド・チャ
ンネルを直接トラッキングするための方法を与えている。しかしながら、本発明
はチャンネル媒体の下層にある波の間隔が１シンボル間隔よりも近づいている場
合の、これらの方法に対する改善を与える。エー．カイララ（A.Khayrallah）、
アール．ラメッシュ（R.Ramesh）、ジー．ボトムリー（G.Bottomley）、および
ディー．コイルピライ（D.Koilpillai）による「側方情報による改善されたチャ
ンネル推定」ＶＴＣ−９７、第２巻、ページ１０４９−１０５１、はフェージン
グ移動無線チャンネル推定方法を与えており、此処で有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとしてモデル化されている。
著者はチャンネルの媒体部分のみを明示的に推定し、有効ベースバンド・チャン
ネルをこの推定された媒体と既知パルスのコンボリュージョンとして再構築して
いる。しかしながら本明細書に示されているように、有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとして常に表現出来るわけで
はない。特に、Khayrallahの方法はチャンネル媒体が１シンボル周期よりも近く
配置されている波を有する場合（すなわち、端数単位で間隔をあけられた媒体）
には適用出来ない。
【０００４】
本発明は上記の問題の１つまたはいくつかを、新規で簡単な方法で解決する事
を目的とする。
を目的とする。
【０００５】
（発明の概要）
本発明によれば、シンボル間隔推定または端数間隔無線チャンネルのトラッキ
ング方法を提供する。
ング方法を提供する。
【０００６】
此処には広範に時間変化無線チャンネルを評価する方法が開示されており、チ
ャンネル上で送信された信号を受信し、その信号を処理するためのディジタル・
サンプルに変換し；チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定し；各推定さ
れた位置に対するチャンネル媒体のインパルス応答を推定し；時間変化無線チャ
ンネルの推定値をディジタル・サンプルと推定されたインパルス応答とを用いて
計算する、以上のステップを含む。
ャンネル上で送信された信号を受信し、その信号を処理するためのディジタル・
サンプルに変換し；チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定し；各推定さ
れた位置に対するチャンネル媒体のインパルス応答を推定し；時間変化無線チャ
ンネルの推定値をディジタル・サンプルと推定されたインパルス応答とを用いて
計算する、以上のステップを含む。
【０００７】
フェージング波が１送信シンボル周期よりも接近して間隔が取られていること
が本発明の１つの特徴である。
が本発明の１つの特徴である。
【０００８】
無線チャンネル推定値がＧＳＭ等化器に与えられることが本発明の別の特徴で
ある。
ある。
【０００９】
無線チャンネル推定値が符号分割多重接続等化器に与えられることが、本発明
の更に別の特徴である。
の更に別の特徴である。
【００１０】
本発明の別の特徴に基づき、時間変化無線チャンネルにトラッキングするよう
に適合されたチャンネル推定器が開示されており、チャンネル上で送信された信
号を受信し、その信号を処理するためのディジタル・サンプルに変換するための
手段を含む。チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定するための手段が具
備されている。手段は、各々の推定された位置に対するチャンネル媒体のインパ
ルス応答を推定する。時間変化無線チャンネルの推定値を、ディジタル・サンプ
ルと媒体の推定されたインパルス応答を用いて計算するための手段が具備されて
いる。
に適合されたチャンネル推定器が開示されており、チャンネル上で送信された信
号を受信し、その信号を処理するためのディジタル・サンプルに変換するための
手段を含む。チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定するための手段が具
備されている。手段は、各々の推定された位置に対するチャンネル媒体のインパ
ルス応答を推定する。時間変化無線チャンネルの推定値を、ディジタル・サンプ
ルと媒体の推定されたインパルス応答を用いて計算するための手段が具備されて
いる。
【００１１】
本発明の更に別の特徴および長所は添付の仕様および図面から容易に理解され
よう。
よう。
【００１２】
（発明の詳細な説明）
本発明はシンボル間隔推定方法および端数間隔フェージング無線チャンネルの
トラッキング方法に関する。これは、移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ
）の典型的な都市チャンネルの様な多重波フェージング・チャンネルの推定また
はトラッキングが必要な全てのディジタル通信等価器で使用できる。このトラッ
キング方法を使用することで、現行設計のＧＭＳ／ＧＭＳＫ等価器のブロック誤
り率（ＢＬＥＲ：block error rate）は１２０キロメートル／時で０．７３符号
率の１０％ＢＬＥＲに対して、４ｄＢ（Ｅｂ／Ｎ０）改善出来る。
トラッキング方法に関する。これは、移動通信用グローバル・システム（ＧＳＭ
）の典型的な都市チャンネルの様な多重波フェージング・チャンネルの推定また
はトラッキングが必要な全てのディジタル通信等価器で使用できる。このトラッ
キング方法を使用することで、現行設計のＧＭＳ／ＧＭＳＫ等価器のブロック誤
り率（ＢＬＥＲ：block error rate）は１２０キロメートル／時で０．７３符号
率の１０％ＢＬＥＲに対して、４ｄＢ（Ｅｂ／Ｎ０）改善出来る。
【００１３】
開示された方法は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）システムでも使用可能であり
、レーキ・フィンガーを使用するフェージング波推定またはトラッキングを行う
。例えば、この方法は媒体波が無線チャンネルの出力をディジタル化するために
使用される１サンプリング周期よりも接近して間隔があけられていると仮定する
とＣＤＭＡフィンガー検索器でレーキ・フィンガーを探すために使用可能である
。
、レーキ・フィンガーを使用するフェージング波推定またはトラッキングを行う
。例えば、この方法は媒体波が無線チャンネルの出力をディジタル化するために
使用される１サンプリング周期よりも接近して間隔があけられていると仮定する
とＣＤＭＡフィンガー検索器でレーキ・フィンガーを探すために使用可能である
。
【００１４】
図１を参照すると、ブロック図はディジタル通信システム１０の離散時間モデ
ルを図示している。このディジタル通信システムはベースバンドでモデル化され
ている。信号s(n)は送信されたシンボルを表す。ブロック１２は送信されたシン
ボルを受けて、これらのシンボルを１シンボル当たり１サンプルから、１シンボ
ル当たりＭサンプルまでアップサンプル（upsample）して信号e(n)を生成する（
すなわち、ブロック１２は「Ｍ−１」個のゼロを各連続するs(n)のサンプルの間
に挿入する。）ブロック１２はインパルス応答p(k)で表現される送信フィルタ１
４に接続されている。送信フィルタ１４の出力、d(n)で表現、はチャンネル媒体
ブロック１６を通って送信される。チャンネル媒体のインパルス応答を表すシー
ケンスc(k)はf(n)で表される出力を生成する。受信機はq(k)で表される受信機フ
ィルタ１８を含み、これは出力z(n)を生成する。受信機フィルタ１８の出力はサ
ンプル速度変換器２０に結合され、これは１シンボル当たりＭサンプルから、１
シンボル当たり１サンプルにダウンサンプル（downsample）する。ダウンサンプ
ラ２０の出力、r(n)は加算器２２で白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表す信号v(n)
と加算されて、出力y(n)を生成する。この出力は等価器２４に与えられ、これは
推定されたシンボル を生成する。ＡＷＧＮは受信機フィルタ１８とダウンサンプリングの前に加算さ
れなければならない。しかしながら受信機フィルタ１８が通信システムの全帯域
幅にわたって平坦の場合は、ＡＷＧＮをダウンサンプラ２０の出力に加算しても
同じ入力を等化器に与える結果となる。
ルを図示している。このディジタル通信システムはベースバンドでモデル化され
ている。信号s(n)は送信されたシンボルを表す。ブロック１２は送信されたシン
ボルを受けて、これらのシンボルを１シンボル当たり１サンプルから、１シンボ
ル当たりＭサンプルまでアップサンプル（upsample）して信号e(n)を生成する（
すなわち、ブロック１２は「Ｍ−１」個のゼロを各連続するs(n)のサンプルの間
に挿入する。）ブロック１２はインパルス応答p(k)で表現される送信フィルタ１
４に接続されている。送信フィルタ１４の出力、d(n)で表現、はチャンネル媒体
ブロック１６を通って送信される。チャンネル媒体のインパルス応答を表すシー
ケンスc(k)はf(n)で表される出力を生成する。受信機はq(k)で表される受信機フ
ィルタ１８を含み、これは出力z(n)を生成する。受信機フィルタ１８の出力はサ
ンプル速度変換器２０に結合され、これは１シンボル当たりＭサンプルから、１
シンボル当たり１サンプルにダウンサンプル（downsample）する。ダウンサンプ
ラ２０の出力、r(n)は加算器２２で白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表す信号v(n)
と加算されて、出力y(n)を生成する。この出力は等価器２４に与えられ、これは
推定されたシンボル を生成する。ＡＷＧＮは受信機フィルタ１８とダウンサンプリングの前に加算さ
れなければならない。しかしながら受信機フィルタ１８が通信システムの全帯域
幅にわたって平坦の場合は、ＡＷＧＮをダウンサンプラ２０の出力に加算しても
同じ入力を等化器に与える結果となる。
【００１５】
チャンネル媒体１６に関して、c(j)は遅延jTを具備した多重経路波を表す（1/
Tはディジタル通信システムのモデル内で最も高いサンプリング周波数である。
）Tが十分に小さいと仮定すると、c(k)’は連続時間媒体を性格にモデル化でき
る。数個の波に関して、c(k)はほんの数個の非ゼロ係数のみを有する。図１のモ
デルの中で、p(k),c(k),およびq(k)はサンプリング周波数 で動作する。S(n)およびr(n)はより低いサンプリング周波数 で動作する（すなわち、これらはシンボル速度で動作する。）送信機の中では、
新たなシンボルs(n)がMT秒毎に送信フィルタ１４を用いて変調される。結果とし
て：
Tはディジタル通信システムのモデル内で最も高いサンプリング周波数である。
）Tが十分に小さいと仮定すると、c(k)’は連続時間媒体を性格にモデル化でき
る。数個の波に関して、c(k)はほんの数個の非ゼロ係数のみを有する。図１のモ
デルの中で、p(k),c(k),およびq(k)はサンプリング周波数 で動作する。S(n)およびr(n)はより低いサンプリング周波数 で動作する（すなわち、これらはシンボル速度で動作する。）送信機の中では、
新たなシンボルs(n)がMT秒毎に送信フィルタ１４を用いて変調される。結果とし
て：
【００１６】
各s(n)のシンボルは離散アルファベットに属する。
【００１７】
本発明は図１に示す通信システム１０のいくつかの属性を利用している。シス
テム１０の１つの属性は、全てのp(k),c(k),およびq(k)に関して入力信号s(n)お
よび出力信号r(n)を具備したシステムは線形時間不変（ＬＴＩ：linear time in
variant）というものである。特に、
テム１０の１つの属性は、全てのp(k),c(k),およびq(k)に関して入力信号s(n)お
よび出力信号r(n)を具備したシステムは線形時間不変（ＬＴＩ：linear time in
variant）というものである。特に、
【００１８】
此処で h(k)=p(k)*c(k) *q(k) の場合 h0(k)=h(MK)である。図２は有効ベースバ
ンド・チャンネルのブロック図を図示し、此処で図１のブロック１４，１６およ
び１８は、関数h(k)で表すブロック２６でモデル化されている。e(k),z(k),およ
びr(k)のｚ変換は下記の関係があることが分かる：
ンド・チャンネルのブロック図を図示し、此処で図１のブロック１４，１６およ
び１８は、関数h(k)で表すブロック２６でモデル化されている。e(k),z(k),およ
びr(k)のｚ変換は下記の関係があることが分かる：
【００１９】
【００２０】
此処で、式（５）から式（６）へ移行する際に、第１ノーベル識別子（the firs
t Nobel Identity）が、ピー．ピー．バイダナサン（P.P.Vaidyanathan）著、「
多重速度システムおよびフィルタ・バンク」プレンティス・ホール（Prentice H
all）、１９９２年から使用されている。関数h0(n)は此処では有効ベースバンド
・チャンネルと呼ばれる。h0(n)の推定値は で表され、これは等価器２４で を計算するために使用される。
t Nobel Identity）が、ピー．ピー．バイダナサン（P.P.Vaidyanathan）著、「
多重速度システムおよびフィルタ・バンク」プレンティス・ホール（Prentice H
all）、１９９２年から使用されている。関数h0(n)は此処では有効ベースバンド
・チャンネルと呼ばれる。h0(n)の推定値は で表され、これは等価器２４で を計算するために使用される。
【００２１】
第２の属性はr(n)が媒体チャンネルの各タップの線形関数であるということで
ある。特に、ri(n)がs(k)=δ(n) and c(n)=δ(n-i)から結果として得られる出力
シーケンスの場合、シンボル間隔チャンネルh0(n)は次のように表現できる、
ある。特に、ri(n)がs(k)=δ(n) and c(n)=δ(n-i)から結果として得られる出力
シーケンスの場合、シンボル間隔チャンネルh0(n)は次のように表現できる、
【００２２】
【００２３】
式（７）を用いて、r(n)は次のように書ける、
【００２４】
【００２５】
此処で、
である。
【００２６】
i>Pに対してc(i)=0と仮定すると、式（１１）は図３の様にブロック図形式で
表現できる。
表現できる。
【００２７】
明らかなように、図１および図３は入力信号s(n)と出力信号r(n)を有する同じ
ＬＴＩシステムの２つの異なる表現である。図１でモデルの異なる部分は先に説
明したように異なるサンプリング速度で動作する。図３の表現では、モデルの全
ての部分はサンプリング周波数1/(MT)で動作し、これはシンボル速度（すなわち
、ボーレートである。）
ＬＴＩシステムの２つの異なる表現である。図１でモデルの異なる部分は先に説
明したように異なるサンプリング速度で動作する。図３の表現では、モデルの全
ての部分はサンプリング周波数1/(MT)で動作し、これはシンボル速度（すなわち
、ボーレートである。）
【００２８】
等価に際しては、h0(k)の各タップは推定そして／またはトラッキングされる
必要がある。タップh0(k)の直接推定またはトラッキングは複雑である。しかし
ながら、c(k)の推定またはトラッキングは比較的簡単である。h0(k)の異なるタ
ップは典型的互いに相関されており、この相関はこれらのタップの全ての良質な
推定器内に含まれる必要がある。一方、c(k)の異なるタップは独立である；従っ
て、c(k)中の相関はc(k)の相関器では必要ない。
必要がある。タップh0(k)の直接推定またはトラッキングは複雑である。しかし
ながら、c(k)の推定またはトラッキングは比較的簡単である。h0(k)の異なるタ
ップは典型的互いに相関されており、この相関はこれらのタップの全ての良質な
推定器内に含まれる必要がある。一方、c(k)の異なるタップは独立である；従っ
て、c(k)中の相関はc(k)の相関器では必要ない。
【００２９】
c(k)の統計モデルは比較的単純であるため、本発明によればh0(k)は間接的に
推定される。これは最初に各c(k)を推定し、 で表される、続いて式（７）を用いて が次のように得られる：
推定される。これは最初に各c(k)を推定し、 で表される、続いて式（７）を用いて が次のように得られる：
【００３０】
【００３１】
h0(n)を推定するために、フェージング波、
の推定値が最初に得られ、続いてベースバンド・チャンネルの推定値を式（１２
）に基づいて形成する。
）に基づいて形成する。
【００３２】
を得るために、最初下記を呼び出し、
【００３３】
【００３４】
此処で、（１３）から（１４）へ移行する際に、式（１１）が使用される。次に
、式（１４）が行列形式で次のように表現される：
、式（１４）が行列形式で次のように表現される：
【００３５】
【００３６】
此処で、ｇ iは(Nx1)ベクトルでその第ｎ要素はgi(n)=ri(n)*s(n)である。確認す
ると「＊」は離散時間コンボリューションを表す。
ると「＊」は離散時間コンボリューションを表す。
【００３７】
式（１５）から、受信信号ベクトルy は未知のフェージング波、c、に雑音を
加えたものの線形関数であることが分かる。従って、標準的な線形推定技術（例
えば、エイチ．ファン トリース（H. Van Trees）著、「検出、推定、および変
調理論、第１部」、１９６８年）が、観測されたy および送信されたシーケンス
s(n)に基づいてc を推定するために使用できる。ri(n)が既知であるため（式（
１１）の次の行を参照）行列式Ｇはs(n)を知ることにより形成できる。
加えたものの線形関数であることが分かる。従って、標準的な線形推定技術（例
えば、エイチ．ファン トリース（H. Van Trees）著、「検出、推定、および変
調理論、第１部」、１９６８年）が、観測されたy および送信されたシーケンス
s(n)に基づいてc を推定するために使用できる。ri(n)が既知であるため（式（
１１）の次の行を参照）行列式Ｇはs(n)を知ることにより形成できる。
【００３８】
１例として、
で表されるcの最尤推定値は次のように与えられる：
【００３９】
また有効ベースバンド・チャンネルh0(n)の対応するＭＬ推定値は次式で与えら
れる、
れる、
【００４０】
【００４１】
チャンネル媒体の波、c(k)、が時間によって変化する場合、有効ベースバンド
・チャンネルは時間と共に変化するはずである。この変動が等価ウィンドウに対
して影響が大きい場合、有効ベースバンド・チャンネルの変動を連続的にトラッ
キングする必要がある。この章では有効ベースバンド・チャンネルが間接的にト
ラッキングされ、これは最初にチャンネル媒体のフェージング波をトラッキング
し、続いて有効ベースバンド・チャンネルのトラッキング値をチャンネル媒体の
トラッキング値から形成することで行う。
・チャンネルは時間と共に変化するはずである。この変動が等価ウィンドウに対
して影響が大きい場合、有効ベースバンド・チャンネルの変動を連続的にトラッ
キングする必要がある。この章では有効ベースバンド・チャンネルが間接的にト
ラッキングされ、これは最初にチャンネル媒体のフェージング波をトラッキング
し、続いて有効ベースバンド・チャンネルのトラッキング値をチャンネル媒体の
トラッキング値から形成することで行う。
【００４２】
c(k,n)は時刻「ｎＭＴ」に於ける、遅延「ｋＴ」を具備した媒体波の値を表す
ものとする。h0(l,n)は時刻「ｎＭＴ」に於ける、対応する有効ベースバンド・
チャンネルのインパルス応答を表すものとする。
ものとする。h0(l,n)は時刻「ｎＭＴ」に於ける、対応する有効ベースバンド・
チャンネルのインパルス応答を表すものとする。
【００４３】
種々の標準的トラッキング・アルゴリズム（例えば、再帰的最小二乗法（ＲＬ
Ｓ：Recursive Least Squares）、最小平均平方法（ＬＭＳ：Least Mean Square
）、正規化最小平均平方法（ＮＬＭＳ：Normalized Least Mean Square）カルマ
ン追従器、カルマンＬＭＳ追従器等）、が再帰的にc(k,n)を推定（またはトラッ
キング）するために使用できる。 がc(k,n)のトラッキング値を表すものとする。本発明によれば、有効ベースバン
ド・チャンネルに対する対応するトラッキング値は次のようになる、
Ｓ：Recursive Least Squares）、最小平均平方法（ＬＭＳ：Least Mean Square
）、正規化最小平均平方法（ＮＬＭＳ：Normalized Least Mean Square）カルマ
ン追従器、カルマンＬＭＳ追従器等）、が再帰的にc(k,n)を推定（またはトラッ
キング）するために使用できる。 がc(k,n)のトラッキング値を表すものとする。本発明によれば、有効ベースバン
ド・チャンネルに対する対応するトラッキング値は次のようになる、
【００４４】
【００４５】
開示された方法を利用するために、媒体波の位置（すなわち、c(k,n)が非ゼロ
であるk の値）が最初に決定されなければならない。本発明はこれらの遅延が如
何にして決定されるかには関していないが、特定のk に対してc(k,n)が非ゼロで
有ると知られている、c(k,n)の値を推定することである。この問題を別の方法で
述べると、最初に非ゼロ媒体波の位置が見つけられなければならないと言える。
であるk の値）が最初に決定されなければならない。本発明はこれらの遅延が如
何にして決定されるかには関していないが、特定のk に対してc(k,n)が非ゼロで
有ると知られている、c(k,n)の値を推定することである。この問題を別の方法で
述べると、最初に非ゼロ媒体波の位置が見つけられなければならないと言える。
【００４６】
ほとんどの通信システムにおいて、送信されたシンボルはいくつかのブロック
にグループ化され、各ブロックはいくつかの既知のシンボルを含む。これらの既
知のシンボルは、「プレアンブル（preamble）」、「ミッドアンブル（midamble
）」または「トレーニング・シーケンス（training sequence）」と呼ばれる場
合もある。トレーニング・シーケンスが与えられると、非ゼロ遅延の位置を決定
するために多くの方法が使用出来る。１例として、媒体波の３つの波を配置する
ための最良位置を決定することを考える。これらの３波を配置するための１つの
繰り返しアルゴリズムは次の通りである。最初に、ただ１つの波の配置をするた
めの最良位置が求められる。次に、第１波の位置を固定して第２波を配置するた
めの最良位置が求められる。第２波の位置を検索する間に、第１波の位置は固定
されているが第１波の値は変えることが許されている。最後に、第１および第２
波の位置を固定して、第３波を配置するための最良位置が求められる。第３波の
位置を検索する間、第１波の位置および第２波の位置は固定されているが、第１
の値および第２波の値は変えることが許されている。この手順は３波を超える場
合も容易に一般化できる。
にグループ化され、各ブロックはいくつかの既知のシンボルを含む。これらの既
知のシンボルは、「プレアンブル（preamble）」、「ミッドアンブル（midamble
）」または「トレーニング・シーケンス（training sequence）」と呼ばれる場
合もある。トレーニング・シーケンスが与えられると、非ゼロ遅延の位置を決定
するために多くの方法が使用出来る。１例として、媒体波の３つの波を配置する
ための最良位置を決定することを考える。これらの３波を配置するための１つの
繰り返しアルゴリズムは次の通りである。最初に、ただ１つの波の配置をするた
めの最良位置が求められる。次に、第１波の位置を固定して第２波を配置するた
めの最良位置が求められる。第２波の位置を検索する間に、第１波の位置は固定
されているが第１波の値は変えることが許されている。最後に、第１および第２
波の位置を固定して、第３波を配置するための最良位置が求められる。第３波の
位置を検索する間、第１波の位置および第２波の位置は固定されているが、第１
の値および第２波の値は変えることが許されている。この手順は３波を超える場
合も容易に一般化できる。
【００４７】
図４は本発明に基づくトラッキング等価器および非トラッキング等価器の、シ
ンボル速度１３ＭＨＺ／４８でのＧＭＳＫ変調に基づく１２０キロメートル／時
における性能を、 を基準として示す。実線はトラッキング等価器を表し、また点線は非トラッキン
グ等価器を表す。非トラッキング等価器はミッドアンブルのチャンネルを推定し
、また５タップＭＬＳＥ等価器を用いた全バーストの復調用にこのチャンネル推
定値を使用する。
ンボル速度１３ＭＨＺ／４８でのＧＭＳＫ変調に基づく１２０キロメートル／時
における性能を、 を基準として示す。実線はトラッキング等価器を表し、また点線は非トラッキン
グ等価器を表す。非トラッキング等価器はミッドアンブルのチャンネルを推定し
、また５タップＭＬＳＥ等価器を用いた全バーストの復調用にこのチャンネル推
定値を使用する。
【００４８】
図４から、符号化率０．７３で、非トラッキング等価器はトラッキング等価器
と比較して、１０％ＢＬＥＲを実現するために更に約４ｄＢの、 を必要とする。
と比較して、１０％ＢＬＥＲを実現するために更に約４ｄＢの、 を必要とする。
【００４９】
図５を参照すると、無線通信システムをハードウェアで実現する際のブロック
図が図示されている。送信用信号はライン１０１上をディジタル式シンボル発生
器１０２に導かれる。シンボル発生器１０２は送信シンボルs(n)を作りだし、こ
れはディジタル式送信機１０３に与えられる。送信機１０３はシンボルをチャン
ネル媒体経由で送信し、此処でそれらは無線ユニット１０５のアンテナ１０４で
受信される。無線ユニット１０５は信号にフィルタを掛けて増幅し、それらを処
理に適した形式に変換する。信号はアナログサンプルで表され、それらはアナロ
グ／ディジタル変換器１０６に与えられ、これはベースバンド処理装置１０７で
処理するためのディジタル・サンプルを出力する。ベースバンド処理装置１０７
は推定されたシンボル を生成する。このシステム１００の中で、送信機能１０９は送信機１０３、チャ
ンネル、無線ユニット１０５およびＡ／Ｄ変換器１０６を含むように表されてい
る。
図が図示されている。送信用信号はライン１０１上をディジタル式シンボル発生
器１０２に導かれる。シンボル発生器１０２は送信シンボルs(n)を作りだし、こ
れはディジタル式送信機１０３に与えられる。送信機１０３はシンボルをチャン
ネル媒体経由で送信し、此処でそれらは無線ユニット１０５のアンテナ１０４で
受信される。無線ユニット１０５は信号にフィルタを掛けて増幅し、それらを処
理に適した形式に変換する。信号はアナログサンプルで表され、それらはアナロ
グ／ディジタル変換器１０６に与えられ、これはベースバンド処理装置１０７で
処理するためのディジタル・サンプルを出力する。ベースバンド処理装置１０７
は推定されたシンボル を生成する。このシステム１００の中で、送信機能１０９は送信機１０３、チャ
ンネル、無線ユニット１０５およびＡ／Ｄ変換器１０６を含むように表されてい
る。
【００５０】
図６を参照すると、本発明に基づくベースバンド処理装置１０７が図示されて
いる。このベースバンド処理装置１０７は送信機能１０９から、同期ブロック２
０６で信号を受信する。同期ブロック２０６の出力は先に図１で示された信号y(
n)に対応する。同期ブロック２０６はチャンネル・タップ推定器２０２および分
岐メトリック処理装置（branch metric processor）２０３に結合されている。
チャンネル・タップ推定器２０２は値y(n)を受け取り、 で表されるh0(n)の推定値を作りだし、これはまた分岐メトリック処理装置２０
３に入力される。分岐メトリック処理装置２０３はシーケンス推定処理装置２０
４に接続される。本発明の図示された実施例の中で処理装置２０３および２０４
はディジタル・サンプルと推定されたシンボル を決定するためのチャンネル・タップ推定値とを利用してビタビ等価器機能を実
現する。
いる。このベースバンド処理装置１０７は送信機能１０９から、同期ブロック２
０６で信号を受信する。同期ブロック２０６の出力は先に図１で示された信号y(
n)に対応する。同期ブロック２０６はチャンネル・タップ推定器２０２および分
岐メトリック処理装置（branch metric processor）２０３に結合されている。
チャンネル・タップ推定器２０２は値y(n)を受け取り、 で表されるh0(n)の推定値を作りだし、これはまた分岐メトリック処理装置２０
３に入力される。分岐メトリック処理装置２０３はシーケンス推定処理装置２０
４に接続される。本発明の図示された実施例の中で処理装置２０３および２０４
はディジタル・サンプルと推定されたシンボル を決定するためのチャンネル・タップ推定値とを利用してビタビ等価器機能を実
現する。
【００５１】
当業者には理解されるように、本発明は方法または装置として実施できる。従
って本発明は、全部ハードウェアでの実施例、また全部ソフトウェアでの実施例
、またはハードウェアとソフトウェア機能を組み合わせた実施例の形式を取りう
る。本発明はブロック図また種々の式を参照して説明されてきた。ブロック図の
各ブロックまたはブロックの組み合わせはコンピュータ・プログラム命令で実現
できることは理解されよう。ステップを表す、これらのプログラム命令は機械を
実行する処理装置に与えられる。同様に、此処で定義された式は同じようにコン
ピュータ・プログラム命令で実施できる。
って本発明は、全部ハードウェアでの実施例、また全部ソフトウェアでの実施例
、またはハードウェアとソフトウェア機能を組み合わせた実施例の形式を取りう
る。本発明はブロック図また種々の式を参照して説明されてきた。ブロック図の
各ブロックまたはブロックの組み合わせはコンピュータ・プログラム命令で実現
できることは理解されよう。ステップを表す、これらのプログラム命令は機械を
実行する処理装置に与えられる。同様に、此処で定義された式は同じようにコン
ピュータ・プログラム命令で実施できる。
【００５２】
従って、ブロック図のブロックおよび定義された式は指定された機能を処理す
るための手段の組み合わせ、および指定された機能を実行するためのステップの
組み合わせをサポートする。各ブロックおよびブロックの組み合わせは、指定さ
れた機能またはステップを実行する特定目的ハードウェアに基づくシステム、お
よびコンピュータ命令で実現できることは理解されよう。
るための手段の組み合わせ、および指定された機能を実行するためのステップの
組み合わせをサポートする。各ブロックおよびブロックの組み合わせは、指定さ
れた機能またはステップを実行する特定目的ハードウェアに基づくシステム、お
よびコンピュータ命令で実現できることは理解されよう。
【００５３】
従って、本発明に基づき此処には端数間隔フェージング無線チャンネルのシン
ボル間隔トラッキング用の新奇な方法が記述されている。
ボル間隔トラッキング用の新奇な方法が記述されている。
【図１】
図１はディジタル通信システムのブロック図。
【図２】
図２は図１の有効無線チャンネルのブロック図。
【図３】
図３は本発明に基づくシンボル間隔無線チャンネルのブロック図。
【図４】
図４はトラッキング等価器と非トラッキング等価器を比較したシミュレーショ
ン結果を図示するグラフ。
ン結果を図示するグラフ。
【図５】
図５は本発明の方法を用いたベースバンド処理装置を含むディジタル通信シス
テムのブロック図。
テムのブロック図。
【図６】
図６は図５のベースバンド処理装置のブロック図。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年７月９日（２００１．７．９）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００３】
無線チャンネルは実際上３つの部分に分割できる。これらは、送信フィルタ、
これは既知、チャンネル媒体、これは未知、そして受信機フィルタ、これは既知
、である。無線チャンネルへの入力は、典型的にボーレートに等しいサンプリン
グ速度での個別アルファベット、例えば＋１および−１からなるシンボルである
。送信フィルタ、チャンネル媒体、および受信機フィルタはより高いサンプリン
グ速度、例えばシンボル速度の８倍で典型的にモデル化されている。等価器は無
線チャンネルのシンボル間隔モデルを使用しており、これは受信機フィルタの出
力にシンボル周期当たり１サンプルのサンプリング速度で送信されたシンボルに
関連する（本明細書はこのシンボル間隔チャンネルは有効ベースバンド・チャン
ネルのことを指す）。参考文献「ディジタル通信」（リー／メッサーシュミット
（Lee/Messerschmitt）、カルバー学術出版（Kulwer Academic Publishers）、
１９９４年）は有効ベースバンド・チャンネルを直接推定するための方法を与え
ている。同様に、参考文献「Licentiate Thesis, Lars Lindbum, ウプサラ大学
（Upsala Uniersity）１９９２年、ISSN 03468887」は有効ベースバンド・チャ
ンネルを直接トラッキングするための方法を与えている。しかしながら、本発明
はチャンネル媒体の下層にある波の間隔が１シンボル間隔よりも近づいている場
合の、これらの方法に対する改善を与える。エー．カイララ（A.Khayrallah）、
アール．ラメッシュ（R.Ramesh）、ジー．ボトムリー（G.Bottomley）、および
ディー．コイルピライ（D.Koilpillai）による「側方情報による改善されたチャ
ンネル推定」ＶＴＣ−９７、第２巻、ページ１０４９−１０５１、はフェージン
グ移動無線チャンネル推定方法を与えており、此処で有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとしてモデル化されている。
著者はチャンネルの媒体部分のみを明示的に推定し、有効ベースバンド・チャン
ネルをこの推定された媒体と既知パルスのコンボリュージョンとして再構築して
いる。しかしながら本明細書に示されているように、有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとして常に表現出来るわけで
はない。特に、Khayrallahの方法はチャンネル媒体が１シンボル周期よりも近く
配置されている波を有する場合（すなわち、端数単位で間隔をあけられた媒体）
には適用出来ない。 その他の背景技術は、国際特許協力条約発行番号ＷＯ９６／１０８７９号「拡 散スペクトル通信システム内のコヒーレント通信受信方法並びに装置」を含み、 これはコヒーレント通信を容易にするための方法並びに装置を開示している。米 国特許第５，９０５，７２１号「ＣＤＭＡ信号のチャンネル推定および信号検出 方法」では、遠近および周波数選択的フェージング環境での符号分割多重接続（ ＣＤＭＡ）通信の容量および品質を増加させるための方法および装置が開示され ている。更に、米国特許第５，２６３，０５３号「端数間隔最尤シーケンス推定 受信機」は最尤シーケンス推定受信機内のチャンネル・インパルス応答推定器を 開示しており、これはシンボル時間のみならず、シンボル時間の中間時間に対す る出力を生成するモデル用のチャンネル・モデルパラメータを生成する。
これは既知、チャンネル媒体、これは未知、そして受信機フィルタ、これは既知
、である。無線チャンネルへの入力は、典型的にボーレートに等しいサンプリン
グ速度での個別アルファベット、例えば＋１および−１からなるシンボルである
。送信フィルタ、チャンネル媒体、および受信機フィルタはより高いサンプリン
グ速度、例えばシンボル速度の８倍で典型的にモデル化されている。等価器は無
線チャンネルのシンボル間隔モデルを使用しており、これは受信機フィルタの出
力にシンボル周期当たり１サンプルのサンプリング速度で送信されたシンボルに
関連する（本明細書はこのシンボル間隔チャンネルは有効ベースバンド・チャン
ネルのことを指す）。参考文献「ディジタル通信」（リー／メッサーシュミット
（Lee/Messerschmitt）、カルバー学術出版（Kulwer Academic Publishers）、
１９９４年）は有効ベースバンド・チャンネルを直接推定するための方法を与え
ている。同様に、参考文献「Licentiate Thesis, Lars Lindbum, ウプサラ大学
（Upsala Uniersity）１９９２年、ISSN 03468887」は有効ベースバンド・チャ
ンネルを直接トラッキングするための方法を与えている。しかしながら、本発明
はチャンネル媒体の下層にある波の間隔が１シンボル間隔よりも近づいている場
合の、これらの方法に対する改善を与える。エー．カイララ（A.Khayrallah）、
アール．ラメッシュ（R.Ramesh）、ジー．ボトムリー（G.Bottomley）、および
ディー．コイルピライ（D.Koilpillai）による「側方情報による改善されたチャ
ンネル推定」ＶＴＣ−９７、第２巻、ページ１０４９−１０５１、はフェージン
グ移動無線チャンネル推定方法を与えており、此処で有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとしてモデル化されている。
著者はチャンネルの媒体部分のみを明示的に推定し、有効ベースバンド・チャン
ネルをこの推定された媒体と既知パルスのコンボリュージョンとして再構築して
いる。しかしながら本明細書に示されているように、有効ベースバンド・チャン
ネルは既知パルスと未知媒体のコンボリュージョンとして常に表現出来るわけで
はない。特に、Khayrallahの方法はチャンネル媒体が１シンボル周期よりも近く
配置されている波を有する場合（すなわち、端数単位で間隔をあけられた媒体）
には適用出来ない。 その他の背景技術は、国際特許協力条約発行番号ＷＯ９６／１０８７９号「拡 散スペクトル通信システム内のコヒーレント通信受信方法並びに装置」を含み、 これはコヒーレント通信を容易にするための方法並びに装置を開示している。米 国特許第５，９０５，７２１号「ＣＤＭＡ信号のチャンネル推定および信号検出 方法」では、遠近および周波数選択的フェージング環境での符号分割多重接続（ ＣＤＭＡ）通信の容量および品質を増加させるための方法および装置が開示され ている。更に、米国特許第５，２６３，０５３号「端数間隔最尤シーケンス推定 受信機」は最尤シーケンス推定受信機内のチャンネル・インパルス応答推定器を 開示しており、これはシンボル時間のみならず、シンボル時間の中間時間に対す る出力を生成するモデル用のチャンネル・モデルパラメータを生成する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
開示された方法は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）システムでも使用可能であり
、ＲＡＫＥフィンガーを使用するフェージング波推定またはトラッキングを行う
。例えば、この方法は媒体波が無線チャンネルの出力をディジタル化するために
使用される１サンプリング周期よりも接近して間隔があけられていると仮定する
とＣＤＭＡフィンガー検索器でＲＡＫＥフィンガーを探すために使用可能である
。
、ＲＡＫＥフィンガーを使用するフェージング波推定またはトラッキングを行う
。例えば、この方法は媒体波が無線チャンネルの出力をディジタル化するために
使用される１サンプリング周期よりも接近して間隔があけられていると仮定する
とＣＤＭＡフィンガー検索器でＲＡＫＥフィンガーを探すために使用可能である
。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ
，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，
ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ
Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ
，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，
ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，
ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，Ｃ
Ｎ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＥＥ，ＥＳ
，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，
ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，Ｋ
Ｒ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ
，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，
ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，Ｓ
Ｉ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ
，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ
Claims (10)
- 【請求項１】 時間変化無線チャンネルの推定方法であって： チャンネル上で送信された信号を受信し、その信号を処理するためにディジタ
ル・サンプルに変換し、 チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定し、 推定された各位置に対するチャンネル媒体のインパルス応答を推定し、 時間変化無線チャンネルの推定値をディジタル・サンプルと媒体の推定された
インパルス応答を用いて計算する、 以上のステップを含む、前記方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の方法において、フェージング波が１送信シン
ボル周期よりも近い間隔である、前記方法。 - 【請求項３】 請求項１記載の方法において、無線チャンネル推定値がＧＳ
Ｍ等価器に与えられる、前記方法。 - 【請求項４】 請求項１記載の方法において、無線チャンネル推定値が符号
分割多重接続等価器に与えられる、前記方法。 - 【請求項５】 請求項１記載の方法において、チャンネル媒体インパルス応
答が時間と共に変化する、前記方法。 - 【請求項６】 時間変化無線チャンネルの推定またはトラッキングに適合し
たチャンネル推定器であって： チャンネル上で送信された信号を受信し、その信号を処理するためにディジタ
ル・サンプルに変換するための手段と、 チャンネル媒体のフェージング波の位置を決定するための手段と、 推定された各位置に対するチャンネル媒体のインパルス応答を推定するための
手段と、 時間変化無線チャンネルの推定値をディジタル・サンプルと媒体の推定された
インパルス応答を用いて計算するための手段と、 を含む、前記チャンネル推定器。 - 【請求項７】 請求項６記載の方法において、フェージング波が１送信シン
ボル周期よりも近い間隔である、前記方法。 - 【請求項８】 請求項６記載の方法において、無線チャンネル推定値がＧＳ
Ｍ等価器に与えられる、前記方法。 - 【請求項９】 請求項６記載の方法において、無線チャンネル推定値が符号
分割多重接続等価器に与えられる、前記方法。 - 【請求項１０】 請求項６記載の方法において、チャンネル媒体インパルス
応答が時間と共に変化する、前記方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/334,432 | 1999-06-16 | ||
| US09/334,432 US6674815B2 (en) | 1999-06-16 | 1999-06-16 | Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel |
| PCT/US2000/014113 WO2000077994A1 (en) | 1999-06-16 | 2000-05-23 | Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003502908A true JP2003502908A (ja) | 2003-01-21 |
Family
ID=23307196
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001504127A Pending JP2003502908A (ja) | 1999-06-16 | 2000-05-23 | シンボル間隔推定及び／または端数間隔フェージング無線チャンネルのトラッキングの方法 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6674815B2 (ja) |
| EP (1) | EP1195032B1 (ja) |
| JP (1) | JP2003502908A (ja) |
| CN (1) | CN1355978A (ja) |
| AT (1) | ATE465582T1 (ja) |
| AU (1) | AU5154900A (ja) |
| DE (1) | DE60044252D1 (ja) |
| ES (1) | ES2344188T3 (ja) |
| MY (1) | MY122572A (ja) |
| TR (1) | TR200103619T2 (ja) |
| WO (1) | WO2000077994A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9228493B2 (en) | 2012-11-08 | 2016-01-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Heat shield structure and engine cover |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6970415B1 (en) * | 1999-11-11 | 2005-11-29 | Tokyo Electron Limited | Method and apparatus for characterization of disturbers in communication systems |
| JP2001257627A (ja) * | 2000-03-13 | 2001-09-21 | Kawasaki Steel Corp | 無線受信機 |
| AU2001285129A1 (en) * | 2000-08-21 | 2002-03-04 | Efficient Channel Coding, Inc. | Frequency-hopping receiver with clock and carrier recovery |
| US6947475B2 (en) * | 2001-01-26 | 2005-09-20 | Qualcomm Inc. | Method and apparatus for estimating channel characteristics using pilot and non-pilot data |
| US7376690B2 (en) * | 2001-11-19 | 2008-05-20 | Nxp B.V. | Time discrete filter comprising upsampling, sampling rate conversion and downsampling stages |
| US7756191B2 (en) * | 2003-12-22 | 2010-07-13 | Nokia Corporation | Deconvolution searcher for wireless communication system |
| US8045600B2 (en) * | 2008-04-29 | 2011-10-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for compensating for processing timing misalignment in a communication receiver |
Family Cites Families (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5263026A (en) * | 1991-06-27 | 1993-11-16 | Hughes Aircraft Company | Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver |
| US5263053A (en) | 1992-03-24 | 1993-11-16 | Novatel Communications Ltd. | Fractionally spaced maximum likelihood sequence estimation receiver |
| US5363412A (en) * | 1992-12-28 | 1994-11-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus of adaptive maximum likelihood sequence estimation using filtered correlation synchronization |
| US5818876A (en) * | 1993-02-01 | 1998-10-06 | Motorola, Inc. | Method and apparatus of adaptive maximum likelihood sequence estimation using a variable convergence step size |
| US5513221A (en) * | 1994-05-19 | 1996-04-30 | Hughes Aircraft Company | Doppler bandwidth dependent estimation of a communications channel |
| US5680419A (en) * | 1994-08-02 | 1997-10-21 | Ericsson Inc. | Method of and apparatus for interference rejection combining in multi-antenna digital cellular communications systems |
| US5623511A (en) * | 1994-08-30 | 1997-04-22 | Lucent Technologies Inc. | Spread spectrum code pulse position modulated receiver having delay spread compensation |
| US5619524A (en) | 1994-10-04 | 1997-04-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
| SE503522C2 (sv) * | 1994-10-31 | 1996-07-01 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för kanalestimering |
| US5805638A (en) | 1995-12-04 | 1998-09-08 | Lucent Technologies Inc. | Systems and methods of digital wireless communication using equalization |
| US5838739A (en) * | 1996-03-29 | 1998-11-17 | Ericsson Inc. | Channel estimator circuitry, and associated method, for a digital communication system |
| US6026115A (en) | 1996-08-23 | 2000-02-15 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Rake receiver |
| US5905721A (en) | 1996-09-26 | 1999-05-18 | Cwill Telecommunications, Inc. | Methods for channel estimation and signal detection of CDMA signals |
| US5889827A (en) * | 1996-12-12 | 1999-03-30 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for digital symbol detection using medium response estimates |
| US6084929A (en) * | 1996-12-12 | 2000-07-04 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for channel tracking |
| EP0959568A4 (en) * | 1997-03-04 | 2007-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | RECEIVER WITH FREQUENCY TRANSITION CORRECTION FUNCTION |
| JP3275779B2 (ja) * | 1997-06-16 | 2002-04-22 | 日本電気株式会社 | 遅延判定帰還型系列推定受信装置 |
| GB2327176B (en) * | 1997-07-08 | 2002-04-24 | Ericsson Telefon Ab L M | Signal quality measurement |
| US6108517A (en) * | 1997-07-28 | 2000-08-22 | Ericsson Inc. | Methods and apparatus for joint demodulation of adjacent channel signals in digital communications systems |
| US6084862A (en) * | 1997-09-26 | 2000-07-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Time dispersion measurement in radio communications systems |
| FI104774B (fi) * | 1998-03-23 | 2000-03-31 | Nokia Networks Oy | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi |
| DE19824408A1 (de) * | 1998-05-30 | 1999-12-02 | Philips Patentverwaltung | Empfänger für ein digitales Übertragungssystem |
| US6275523B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-08-14 | Textronic, Inc. | In-service measurement of transmitter nonlinearities |
| US6507602B1 (en) | 1999-01-07 | 2003-01-14 | Ericsson, Inc. | Smoothing receiver channel estimates using spectral estimation |
| US6445342B1 (en) * | 2000-06-30 | 2002-09-03 | Motorola, Inc. | Method and device for multi-user frequency-domain channel estimation |
-
1999
- 1999-06-16 US US09/334,432 patent/US6674815B2/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-05-23 ES ES00936197T patent/ES2344188T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-23 WO PCT/US2000/014113 patent/WO2000077994A1/en active Application Filing
- 2000-05-23 DE DE60044252T patent/DE60044252D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-23 EP EP00936197A patent/EP1195032B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-05-23 JP JP2001504127A patent/JP2003502908A/ja active Pending
- 2000-05-23 CN CN00808783A patent/CN1355978A/zh active Pending
- 2000-05-23 AU AU51549/00A patent/AU5154900A/en not_active Abandoned
- 2000-05-23 AT AT00936197T patent/ATE465582T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-05-23 TR TR2001/03619T patent/TR200103619T2/xx unknown
- 2000-05-30 MY MYPI20002402A patent/MY122572A/en unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9228493B2 (en) | 2012-11-08 | 2016-01-05 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Heat shield structure and engine cover |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60044252D1 (de) | 2010-06-02 |
| MY122572A (en) | 2006-04-29 |
| CN1355978A (zh) | 2002-06-26 |
| EP1195032A1 (en) | 2002-04-10 |
| AU5154900A (en) | 2001-01-02 |
| TR200103619T2 (tr) | 2002-06-21 |
| WO2000077994A1 (en) | 2000-12-21 |
| US6674815B2 (en) | 2004-01-06 |
| ATE465582T1 (de) | 2010-05-15 |
| ES2344188T3 (es) | 2010-08-20 |
| US20030118092A1 (en) | 2003-06-26 |
| EP1195032B1 (en) | 2010-04-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3578938B2 (ja) | 反復チャンネル推定 | |
| JP4579472B2 (ja) | Ｄｃオフセット補償を伴う等化 | |
| JP3013763B2 (ja) | キャリア同期ユニット | |
| US6570910B1 (en) | Baseband processor with look-ahead parameter estimation capabilities | |
| US6996199B2 (en) | Approach for processing data received from a communications channel to reduce noise power and optimize impulse response length to reduce inter-symbol interference and inter-channel interference | |
| US6804313B2 (en) | Approach for processing data received from a communications channel | |
| EP1875697B1 (en) | Initial parameter estimation in ofdm systems | |
| JP4621684B2 (ja) | 反復的な干渉推定および時空間的白色化による単一アンテナ干渉除去 | |
| JP2003502908A (ja) | シンボル間隔推定及び／または端数間隔フェージング無線チャンネルのトラッキングの方法 | |
| US6084929A (en) | Method and apparatus for channel tracking | |
| JPH10512417A (ja) | ディジタル変調信号用キャリヤ再生方法および装置 | |
| JP4414342B2 (ja) | チャネル推定を用いたｄｃオフセット補償のための方法及び装置 | |
| WO2002032042A2 (en) | Improving synchronization and channel estimation with extended pilot symbols | |
| EP0954143A1 (en) | Iterative channel estimation | |
| JP3424723B2 (ja) | 適応等化器 | |
| JP4588890B2 (ja) | 通信方法および通信装置 | |
| Ghirmai et al. | Blind equalization for time-varying channels and multiple samples processing using particle filtering | |
| EP1466455B1 (en) | Frequency error estimation | |
| US20040095909A1 (en) | Method of and apparatus for amplitude tracking and automatic frequency correction of a time-division multiple-access channel | |
| EP1128617A1 (en) | Method and receiver for obtaining channel estimated values for equalising digital signals | |
| Dong et al. | Joint MMSE-RISIC and Channel Revised for SC-FDE Aeronautical Mobile Communication System | |
| Colonnese et al. | Semiblind bussgang equalization for sparse channels | |
| CN117749586A (zh) | 一种oqpsk信号频偏估计方法 | |
| JP2002529964A (ja) | とくにオフセット変調モードのための等化方法 | |
| Koch et al. | Adaptive equalization techniques for moderately fading mountainous terrain scenarios |