FI104774B - Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi - Google Patents
Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi Download PDFInfo
- Publication number
- FI104774B FI104774B FI980652A FI980652A FI104774B FI 104774 B FI104774 B FI 104774B FI 980652 A FI980652 A FI 980652A FI 980652 A FI980652 A FI 980652A FI 104774 B FI104774 B FI 104774B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- constellation points
- path
- error
- reference constellation
- modulation
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0012—Modulated-carrier systems arrangements for identifying the type of modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2078—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the phase change per symbol period is constrained
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03401—PSK
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Description
104774
Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi ' Keksinnön tausta
Keksintö liittyy menetelmään modulaation ilmaisemiseksi, jossa menetelmässä otetaan vastaanotetusta signaalista näyte, määritetään refe-5 renssikonstellaatiopisteet, lasketaan polkukohtaiset virhemetriikat näytepis-teestä referenssikonstellaatiopisteisiin ja syötetään referenssikonstellaatiopis-teitä vastaavat polkukohtaiset virhemetriikat modulaationilmaisimeen.
Siirrettäessä informaatiota radiokanavan välityksellä täytyy lähetettävä signaali moduloida. Moduloinnin tarkoituksena on saada signaali sellai-10 seen muotoon, että se voidaan lähettää radiotaajuudella. Hyvältä modulaatio-menetelmältä voidaan edellyttää esimerkiksi, että pystytään siirtämään mahdollisimman paljon informaatiota mahdollisimman kapealla taajuuskaistalla. Käyttötarkoituksesta riippuen voidaan painottaa myös muita ominaisuuksia.
Lisäksi modulaation tulisi olla sellainen, että se aiheuttaa mahdollisimman vä-15 hän häiriöitä naapurikanavalle.
Eräs modulaatiomenetelmä on π/4-DQPSK (π/4-shifted, Differential Quaternary Phase Shift Keying) -modulointi. Tässä modulaatiomenetelmässä on kahdeksan vaihetilaa, mutta vain neljä vaihesiirtymää. Sallitut vaihesiirty-mät (symbolit) ovat +π/4 ja +3π/4. Kuviossa 3A on esitetty modulaation vaihe-20 siirtymäkuvio (konstellaatio). Jokainen vaihesiirtymä vastaa kahta lähetettävää bittiä. Toisin sanoen digitaalinen signaali moduloi kantoaaltoa kahden bitin jaksoissa siten, että jokaista kahden bitin yhdistelmää vastaa tietty vaiheen muutos jokaisen symbolijakson aikana. Symbolijaksolla tarkoitetaan signaalin jaksoa, joka käytetään kahden bitin välittämiseen. Bittiyhdistelmiä 00, 01, 10 ja ~ 25 11 vastaavat vaiheenmuutokset ovat π/4, 3π/4, -π/4 sekä -3π/4. Esimerkiksi TETRA (Terrestrial Trunked Radio) -järjestelmässä käytetty symbolitaajuus on 18 kHz, jolloin bittitaajuus on 36 kHz.
Vastaanotettaessa signaalia täytyy se demoduloida, jotta siihen sisältyvä informaatio saadaan selville. Radioteitse välitettävä signaali saattaa ;· 30 kuitenkin vääristyä eri tavoin vaikeuttaen näin modulaation ilmaisua. Eräitä ' tällaisia signaalia huonontavia ilmiöitä ovat kohina sekä symbolien välinen yli- ~ kuuluminen (ISI, InterSymbol Interference). Tunnettu ratkaisu kohinasietoisen modulaation ilmaisun toteuttamiseen on MLSE-ilmaisin (Maximum Likelihood ί.
Sequence Estimation), jossa hyödynnetään yleisesti tunnettua Viterbi- :
35 algoritmia eli sekvenssi-ilmaisua. Viterbi-algoritmi on menetelmä, jolla voidaan ’ määrittää todennäköisimmät signaalipolut perustuen polkujen virhemetriik- I
104774 2 kaan. Signaalipoluilla tarkoitetaan tässä yhteydessä erilaisia perättäisten mo-dulaatiosymbolien yhdistelmiä. MLSE-ilmaisimessa muodostetaan tällaisia vaihtoehtoisia signaalipolkuja ja ilmaistaan tiettyä signaalijaksoa vastaavat bitit viiveellä perustuen usean perättäisen modulaatiosymbolin muodostaman sig-5 naalipolun virhemetriikkaan siten, että vaihtoehtoisista signaalipoluista valitaan parhaan metriikan omaava polku. Menetelmän avulla saavutettava häiriön-poisto on sitä parempi mitä useampia perättäisiä symbolijaksoja polut käsittävät. Tässä yhteydessä puhutaankin ilmaisun syvyydestä, jolla tarkoitetaan juuri polkujen pituutta.
10 Ongelmana yllä kuvatussa järjestelyssä on se, että lisättäessä il maisun syvyyttä eli polkuihin mukaan otettavien symbolijaksojen määrää kasvaa myös polkujen määrä. Esimerkiksi π/4-DQPSK-modulointia käytettäessä on jokaisella symbolijaksolla neljä eri symbolivaihtoehtoa, jolloin polkujen määrä nelinkertaistuu joka jaksolla. Tämä puolestaan lisää huomattavasti tarvitta-15 vaa laskentakapasiteettia.
Keksinnön lyhyt selostus
Keksinnön tavoitteena on kehittää menetelmä, jonka avulla yllä mainitut ongelmat saadaan ratkaistua. Keksinnön tavoitteet saavutetaan menetelmällä, jolle on tunnusomaista se, että valitaan referenssikonstellaatiopis-20 teistä pienimmän virhemetriikan omaavat konstellaatiopisteet, edullisesti kaksi kappaletta, ja syötetään vain näitä vastaavat virhemetriikat modulaationilmai-simeen.
Keksintö perustuu siihen, että valitaan jokaisella symbolijaksolla niitä symboleja vastaavat konstellaatiopisteet, jotka ovat lähinnä signaalista 25 otettua näytepistettä. Esimerkiksi π/4-DQPSK-moduloinnissa voidaan hyvin suurella todennäköisyydellä olettaa näytepisteen olevan jompikumpi kahdesta lähinnä olevasta konstellaatiopisteestä, jolloin valitaan vain nämä kaksi pistettä jatkokäsittelyyn. Kaksi jäljelle jäänyttä konstellaatiopistettä hylätään jatkokäsittelystä.
!. 30 Keksinnön mukaisen menetelmän etuna on se, että poistettaessa epätodennäköisiä vaihtoehtoja jo alkuvaiheessa saadaan tarvittavan laskennan määrää vähennettyä. Tämä puolestaan mahdollistaa ilmaisun syvyyden kasvattamisen tietyllä laskentateholla.
Keksinnön kohteena on myös laitteisto modulaation ilmaisemiseksi, 35 joka laitteisto käsittää: välineet näytteen ottamiseksi signaalista, välineet refe-renssikonstellaatiopisteiden määrittämiseksi ja polkukohtaisten virhemetriikoi- 3 104774 den laskemiseksi näytepisteestä referenssikonstellaatiopisteisiin, laitteiston ollessa sovitettu käyttämään referenssikonstellaatiopisteitä vastaavia polku-kohtaisia virhemetriikoita modulaationilmaisimessa bittien ilmaisua varten, jolloin laitteistolle on tunnusomaista se, että laitteisto on sovitettu valitsemaan ^ j 5 referenssikonstellaatiopisteistä pienimmän virhemetriikan omaavat konstellaa-tiopisteet, edullisesti kaksi kappaletta, ja käyttämään vain näitä vastaavia virhemetriikoita modulaationilmaisimessa. Tällaisen laitteiston avulla voidaan keksinnön mukaisen modulaationilmaisumenetelmän tarjoamat edut saavuttaa yksinkertaisella rakenteella.
10 Kuvioiden lyhyt selostus
Keksintöä selostetaan nyt lähemmin edullisten suoritusmuotojen yhteydessä, viitaten oheisiin piirroksiin, joista:
Kuvio 1 esittää lohkokaavion eräästä TETRA-järjestelmän mukaisesta vastaanoton rakenteesta; 15 Kuvio 2 esittää yksinkertaistetun kaaviokuvan TETRA-järjestelmän kehysrakenteesta;
Kuvio 3A esittää π/4-DQPSK-moduloinnin vaihesiirtymäkaavion;
Kuvio 3B esittää π/4-DQPSK-moduloinnin konstellaatiopisteet;
Kuvio 4 esittää lohkokaavion adaptiivisesta MLSE-ilmaisimesta ja 20 siihen liittyvistä kanavaestimaattoreista erään suoritusmuodon mukaisesti;
Kuvio 5 esittää 16-tilaisen ilmaisimen treliis-kaavion;
Kuvio 6 esittää 4-tilaisen ilmaisimen treliis-kaavion;
Kuvio 7 esittää kaavion signaalipoikujen muodostumisesta neljän i.: symbolijakson ajalta, kun konstellaatiopistevaihtoehtoja on kaksi; 25 Kuvio 8 esittää treliis-kaavion keksinnön erään suoritusmuodon mu kaisesti.
Keksinnön yksityiskohtainen selostus
Keksintöä selitetään seuraavassa TETRA-järjestelmän yhteydessä, ' mutta keksintöä ei ole tarkoitus rajoittaa mihinkään tiettyyn järjestelmään tai • _ 30 modulaatiomenetelmään.
Tetra-järjestelmässä siirtotien hallintakerrokselta MAC (Medium Access Layer) saadut informaatiobitit koodataan lohkokoodauksella ja konvoluu-tiokoodauksella, jotta radiotiellä signaaliin aiheutuvat virheet voitaisiin havaita ja mahdollisesti korjata vastaanotossa. Koodatut bitit lomitetaan siten, että pe-'· 35 räkkäiset bitit ovat kaukana toisistaan. Tämä helpottaa virheenkorjausta, jos 4 104774 lähetettävään signaaliin kohdistuu radiotiellä hetkellinen häiriö. Lomitetut bitit sekoitetaan käyttämällä tiettyä värikoodia, jonka avulla eri tukiasemien lähetykset voidaan tunnistaa. Multipleksoinnissa yhdistetään eri loogisten kanavien bittejä. Multipleksoiduista biteistä muodostetaan tämän jälkeen purske. Purske 5 on rakenne, joka lähetetään yhdessä TDMA (Time Division Multiple Access) aikavälissä tai aliaikavälissä. Purske koostuu databittikentistä 20 ja 22 sekä niiden välissä purskeen keskellä olevasta opetusjaksosta 21, kuten kuviossa 2 on havainnollistettu. Differentiaalikoodaus muodostaa purskeen bittipareista moduloivia symboleita. Symbolien ohjauksella moduloitu kantoaalto vahviste-10 taan lähettimessä ja lähetetään radiotielle.
Modulointi on edellä kuvattu π/4-DQPSK (π/4-shifted, Differential Quaternary Phase Shift Keying) -modulointi. Tässä modulaatiomenetelmässä on kahdeksan vaihetilaa, mutta vain neljä vaihesiirtymää. Sallitut vaihesiirty-mät (symbolit) ovat +π/4 ja +3π/4. Käytännössä siis π/4-DQPSK-konstellaatio 15 vaihtelee symbolin välein kahden 4-pisteisen konstellaation välillä, joita on kuviossa 3B havainnollistettu neljällä mustalla pisteellä (1. Konstellaatio) ja neljällä valkoisella pisteellä (2. Konstellaatio). Symboiijakson vaihtuessa on mahdollista siirtyä vain valkoisesta mustaan pisteeseen ja mustasta valkoiseen pisteeseen. Kukin näistä kahdeksasta konstellaatiopisteestä voidaan esittää 20 numeroin 0-3, kuten kuviossa 3B. Radiokanavan epäideaalisuuksista johtuen saattavat konstellaatiopisteet siirtyä.
Kuviossa 1 on esitetty lohkokaavio eräästä keksinnön mukaisesta vastaanotinrakenteesta esimerkiksi TETRA-järjestelmää varten. Vastaanottimesta on kuvattu vain keksinnön selittämisen kannalta oleelliset osat. Vas-
• I
:·' 25 taanotossa saadaan signaali antennilta (ei esitetty) ja radiotaajuiset osat kä sittelevät ensin signaalia. Tämän jälkeen otetaan A/D-muuntimilla (ei esitetty) näytteitä välitaajuisesta signaalista. Näytteet syötetään synkronointilohkolle 11, kuten kuviossa 1 on havainnollistettu signaalilla RF1. Synkronointilohko 11 etsii kehysrakenteeseen kuuluvaa opetusjaksoa saaduista näytteistä. Sen . 30 avulla synkronointilohko pystyy määrittämään tarkasti näytteenottohetken eli ·: kaikkien symbolien paikat näytevirrassa. Synkronointilohko ohjaa myös vas taanottimen radiotaajuisia osia siten, että A/D-muuntimelle tuleva signaali pysyisi optimaalisella tasolla. Synkronointilohko antaa kehyksen kanavakorjain-ja ilmaisinlohkolle 14. Kanavakorjaimessa korjataan radiotiekanavan aiheutta-35 mia epäideaalisuuksia ja siihen liittyvä ilmaisin ilmaisee informaatiobitit. Lo- sl , 104774 o puksi muodostetaan kehystyksessä 18 kehyksestä looginen kanava, joka lähetetään edelleen jatkokäsittelyyn.
Edellä on keksinnön ymmärtämisen helpottamiseksi kuvattu eräs esimerkki vastaanottimen yleisestä rakenteesta. Vastaanottimen rakenne voi 5 kuitenkin vaihdella ilman, että poiketaan esillä olevasta keksinnöstä, joka kohdistuu vastaanottimen MLSE-ilmaisimeen.
Keksinnön ensisijaisessa suoritusmuodossa MLSE-ilmaisin on varustettu Viterbi-algoritmilla. Adaptiivinen MLSE-ilmaisin siis käsittää Viterbi-ilmaisijan 41 ja ainakin yhden adaptiivisen kanavaestimaattorin 42a (a=1 ...Mv), 10 kuten kuviossa 4 on esitetty. Viterbi-ilmaisija 41 estimoi lähetettyä sekvenssiä rn käyttäen apuna kanavaestimaattorin 42a luomaa kuvausta radiokanavan im-pulssivasteesta. Kanavaestimaattori 42a estimoi adaptiivisesti radiokanavan impulssivastetta käyttäen apuna Viterbi-ilmaisimen 41 tuottamia päätöksiä Jn tai alustavia päätöksiä. Keksinnön mukaisesti kutakin Viterbi-ilmaisimen sek-15 venssiä vastaa yksi kanavaestimaatti. Nämä estimaatit on mahdollista toteuttaa yhdellä yhteisellä kanavaestimaattorilia, mutta tämä johtaa kanavaestimaattorin seurantakyvyn heikkenemiseen. Kuviossa 4 esitetyssä suoritusmuodossa on useita rinnakkaisia kanavaestimaattoreita 42a, edullisesti yhtä monta kuin sekvenssejä.
20 Radiotielle on tyypillistä, että lähetetty signaali saapuu vastaanotti meen useita etenemisteitä pitkin, joilla jokaisella on sille ominainen aikaviive, minkä lisäksi kanavan ominaisuudet muuttuvat ajan funktiona. Esimerkiksi radiotiellä heijastuneet ja viivästyneet säteet aiheuttavat ns. symbolien välistä ylikuulumista (ISI). Kanavan taajuusvastetta tai impulssivastetta voidaan esti-25 moida diskreettiaikaisella suodattimena, kanavaestimaattorilia, jonka tappiker-toimet mallintavat radiokanavaa. Kanavaestimaatilla pyritään kuvaamaan radiokanavan tilaa.
Tässä selityksessä kanavaestimaattorilia käsitetään yleisesti mekanismia, joka estimoi ja ylläpitää kuvausta radiokanavan kompleksisesta im-30 pulssivasteesta. Tähän mekanismiin liittyy olennaisesti menetelmä, jolla kana-vaestimaattia päivitetään. TETRA-järjestelmässä kanavaestimaattien päivittämiseen voidaan käyttää LMS (Least Mean Square) -algoritmia. Jotta LMS- “ algoritmin konvergoituminen ennen varsinaisten informaatiobittien alkua var- ; niistettäisiin, on ilmaisimen 14 saatava mahdollisimman hyvä alkuestimaatti 35 kanavan tilasta. Tämä estimaatti saadaan synkronoinnilta 11, joka etsiessään optimaalista näytteenottohetkeä laskee kompleksista ristikorrelaatiota vas- 6 104774 taanotetun signaalin opetusjakson 21 ja opetusjakson tallennetun version välillä. Ristikorrelaatiotuloksesta saadaan kanavaestimaatille alkuarvo, joka kuvaa kanavan keskimääräistä tilaa opetusjakson aikana. Kanavakorjaus ja symbolien ilmaiseminen aloitetaan aina vasta, kun opetusjakso on vastaan-5 otettu. Tämä siksi, että symbolisynkronointi kykenee säätämään symboliajas-tuksen mahdollisimman tarkaksi ja muodostamaan kanavan alkuestimaatin. Sekä eteenpäin- että taaksepäin suoritettava kanavakorjaus tapahtuu siten, että estimaattien alustusten jälkeen lähdetään aina liikkeelle siten, että opetetaan ilmaisinta 14 opetusjakson 21 yli kohti purskeen loppua tai vastaavasti al-10 kua, kuten kuviossa 2 on esitetty.
Viterbi-algoritmi on menetelmä, jolla etsitään trellis maksimitoden-näköisyyttä vastaavalle signaalipolulle signaalipolkujen joukosta, jossa kutakin signaalipolkua vastaa yksi kanavaestimaatti. Jokaisessa trelliksen haun vaiheessa ilmaisimessa etenee ML sekvenssiä, joilla jokaisella on oma euklidi-15 seen etäisyyteen perustuva polun metriikka. MLSE-ilmaisun pääidea on yrittää konstruoida referenssikonstellaatiopiste kanavan nykyisestä tilasta saatavilla olevan tiedon, eli kanavaestimaatin, perusteella. Kun referenssikonstellaatiopiste on laskettu ja valittu parhaan signaalipolun perusteella voidaan laskea referenssipisteen ja vastaanotetun näytteen välinen ero kullekin kanavaesti-20 maatille. Tämän virheen avulla voidaan päivittää kanavaestimaattori. Koska laskennallinen kompleksisuus lisääntyy eksponentiaalisesti pituuden L funktiona, ilmaisimen käytännön toteutus on mahdollinen vain suhteellisen pienillä M ja L arvoilla. Esimerkiksi solukkoradiojärjestelmissä, joissa siirretään puhetta, M ja L on usein valittu pieneksi, esim. M=4 ja L=2.
25 Esimerkiksi kuvion 3B konstellaatiossa M=4. Jos kanavaestimaatti kuvaa edellisen, nykyisen ja tulevan symbolin yhteisvaikutuksen, L=2. Tällöin erilaisten konstellaatiopistekombinaatioiden eli tilojen määrä on 16. Tämä vaatii 16-tilaisen ilmaisimen, jonka trellis-kaavio on kuvattu kuviossa 5. Siirtymät on esitetty valkoisesta konstellaatiosta mustaan. Kuhunkin tilaan tulee neljä 30 polkua, joista paras valitaan jatkoon.
. Kuviossa 6 on esitetty 4-tilaisen Viterbi-ilmaisimen trellis-kaavio, jossa konstellaatio vaihtelee symbolin välein kahden neljän pisteen konstellaation välillä, kuten 16-tilaisessa ilmaisimessakin (M=4). Tilan määritelmä eroaa 16-tilaisesta ilmaisimesta siten, että tilan määrittää vain nykyinen kons-35 tellaatiopiste eikä kaksi peräkkäistä, ts. L=1. Mustilla pisteillä on kuvattu vaihtoehtoisia modulaatiosymboleja ja ne on numeroitu 0-3. Kuviosta 6 nähdään, ia a 7 104774 että kun keksinnön mukainen menetelmä ei ole käytössä, jo kahden symboli-jakson aikana muodostuu 4*4=16 eri polkua. Polkuvaihtoehdot 1-16 ovat: 1:00 5:01 9:02 13:03 5 2:10 6:11 10:12 14:13 3:20 7:21 11:22 15:23 4:30 8:31 12:32 16:33
Kuvioista 5 ja 6 voidaan selvästi nähdä kuinka ilmaisun pituus tai ' ! 10 syvyys L vaikuttaa merkittävästi laskennan kompleksisuuteen. Toisaalta suurempi pituus L antaa suuremman tarkkuuden parasta polkua valittaessa.
Keksinnön mukaisesti tarvittavan laskennan määrää voidaan pienentää valitsemalla tietyssä trelliksen haun vaiheessa määritellyistä referens-sikonstellaatiopisteistä muutama, edullisesti kaksi, konstellaatiopistettä, joilla 15 on pienin virhemetriikka. Trelliksen haun seuraavassa vaiheessa käytetään vain näitä valittuja referenssipisteitä eikä kaikkia, kuten perinteisissä MLSE-ilmaisimissa. Pienempi laskennan määrä voidaan hyödyntää suoraan laitteiston (yleensä signaaliprosessorin) alhaisempina suorituskykyvaatimuksina, mikä alentaa laitteiston hintaa ja virrankulutusta, tai käyttää hyväksi pidempien 20 signaalipolkujen laskemiseen, mikä parantaa ilmaisun tarkkuutta.
Seuraavassa kuvataan keksinnön mukaista ilmaisua esimerkin avulla.
Aluksi synkronointilohko syöttää estimaattoreille radiokanavan alku-estimaatin. Tämän jälkeen suoritetaan takaisinpäin ilmaisu opetussekvenssin Γ ·’ 25 21 ja ensimmäisen puolijakson 20 sekä vastaavasti eteenpäin ilmaisu opetus- sekvenssin 21 ja toisen puolijakson 22 yli.
Taaksepäin ilmaisussa MLSE-ilmaisin alkaa ilmaista opetussekvenssin 21 bittejä taaksepäin lähtien opetussekvenssin lopusta kohti purskeen alkua, kuten kuviossa 2 on havainnollistettu. Opetusjakson perusteella MLSE-30 ilmaisin muodostaa vaihtoehtoisia signaalipolkuja, määrä riippuu käytetystä il-·'; maisun syvyydestä. Kun ilmaistaessa varsinaisia informaatiobittejä opetusjak- _ son jälkeen on otettu ensimmäinen IQ-näyte, määritetään parasta tunnettua signaalipolkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella referenssikonstellaa-tiopisteet. Paras tunnettu polku on polku, jonka virhemetriikka (polun pisteiden 35 yhteenlaskettu virhemetriikka) on pienin, ja sitä vastaava kanavaestimaatti on tällä perusteella todennäköisesti lähinnä todellista kanavan tilaa.
104774 8
Seuraavaksi lasketaan virhemetriikka näytepisteestä jokaiseen neljään referenssikonstellaatiopisteeseen. Näistä neljästä referenssikonstellaa-tiopisteestä valitaan kaksi pienimmän virhemetriikan omaavaa pistettä jatko-tarkasteluun. Kun kaksi parasta konstellaatiopistettä on valittu parhaan polun 5 kanavaestimaatin perusteella, konstellaatiopiste, jolla on paras metriikka N symbolijakson yli, nimetään numerolla 0 ja toiseksi paras konstellaatio numerolla 1. Muille poluille määritetään vain näitä kahta valittua konstellaatiopistettä vastaavat polkukohtaiset referenssikonstellaatiopisteet. Tämä vähentää laskennan tarvetta, koska ainoastaan parhaalle polulle tarvitsee määrittää kaikki 10 neljä referenssikonstellaatiopistettä ja muille poluille siis vain kaksi. Seuraavaksi lasketaan polkujen virhemetriikat lisäämällä polkujen virhemetriikkoihin kahta valittua konstellaatiopistettä vastaavat virhemetriikat kumpikin erikseen. Tällöin saadaan siis kaksi uutta polkua jokaista vanhaa polkua kohden. Lopuksi syötetään saadut polkukohtaiset virhemetriikat Viterbi-ilmaisimeen, joka 15 valitsee parhaat polut jatkoon. Aktiivisten polkujen määrä pysyy siis vakiona, koska ilmaisin hylkää puolet poluista. Edellä kuvattu prosessi jatkuu alkaen uuden IQ-näytteen ottamisesta aina siihen saakka, kunnes kaikki ensimmäisen puolijakson informaatiobitit on käyty läpi.
Kuviossa 7 on esitetty kaavio signaalipolkujen muodostumisesta 20 tilanteessa, jossa keksinnön mukainen menetelmä on käytössä. Modulaatio-symboleja, jotka on nimetty 0 ja 1, on vain kaksi jokaista symbolijaksoa kohden, jolloin polkujen määrä on 2N, missä N on huomioonotettavien symbolijak-sojen määrä. Kuvion 7 tapauksessa eri polkuvaihtoehtoja saadaan neljän symbolijakson aikana 16 kappaletta, jotka ovat: ' 25 1:0000 5:0100 9:1000 13:1100 2:0001 6:0101 10:1001 14:1101 3:0010 7:0110 11:1010 15:1110 4:0011 8:0111 12:1011 16:1111 30 ”, Kuviossa 8 on vielä esitetty systeemin tilat ja tilasiirtymät havainnol listava trellis-kaavio edelläkuvatussa tapauksessa, kun käytetään keksinnön mukaista menetelmää erään suoritusmuodon mukaisesti.
Edellä esitetyn perusteella voidaan todeta, että vaadittavan las-35 kentatehon riippuessa käsiteltävien polkujen määrästä voidaan ilmaisun sy- T! i 9 104774 vyyttä tietyllä laskentateholla kasvattaa merkittävästi, kun hylätään epätodennäköiset symbolivaihtoehdot jo käsittelyn alkuvaiheessa.
Kun edellä esitetty prosessi on saavuttanut ensimmäisen puolijak-son 20 alun, valitaan aktiivisista poluista se, jolla on paras metriikka purskeen 5 koko ensimmäisen puolijakson 20 yli ja sitten seurataan tätä polkua takaisinpäin opetusjakson 21 alkuun asti. Takaisinseurantaproseduurin (backtracing) aikana suoritetaan symboli-ilmaisu.
Eteenpäin ilmaisussa MLSE-ilmaisin alkaa ilmaista opetussekvens-sin 21 bittejä eteenpäin lähtien opetussekvenssin alusta kohti purskeen lop-10 pua, kuten kuviossa 2 on havainnollistettu. Parhaan polun etsintä etenee edellä esitetyllä tavalla kunnes saavutetaan toisen puolijakson 22 loppu. Tämän jälkeen valitaan polku, jolla on paras metriikka purskeen koko toisen puolijakson 22 yli ja sitten seurataan tätä polkua takaisinpäin opetusjakson 21 loppuun asti. Takaisinseurantaproseduurin (backtracing) aikana suoritetaan 15 symboli-ilmaisu.
Tämän jälkeen purskeen kaikki bitit on ilmaistu.
Vaikka tässä suoritusmuodon kuvauksessa on esitetty keksinnön mukaisen menetelmän hyödyntämistä π/4-DQPSK-modulointia käyttävässä TETRA-järjestelmässä, ei se mitenkään rajoita keksinnön mukaisen menetel-20 män käyttämistä myös muun tyyppisten järjestelmien yhteydessä. Käytettävä modulointimenetelmä voi olla toinen ja samoin Viterbi-algoritmin sijaan voidaan hyödyntää jotain muuta ilmaisualgoritmia.
Alan ammattilaiselle on ilmeistä, että tekniikan kehittyessä keksinnön perusajatus voidaan toteuttaa monin eri tavoin. Keksintö ja sen suoritus- ·1 25 muodot eivät siten rajoitu yllä kuvattuihin esimerkkeihin vaan ne voivat vaih della patenttivaatimusten puitteissa.
M
• i —
Claims (9)
10 104774 f
1. Menetelmä modulaation ilmaisemiseksi, jossa menetelmässä otetaan vastaanotetusta signaalista näyte, määritetään referenssikonstellaa-tiopisteet, lasketaan polkukohtaiset virhemetriikat näytepisteestä referenssi-5 konstellaatiopisteisiin ja syötetään referenssikonstellaatiopisteitä vastaavat polkukohtaiset virhemetriikat modulaationilmaisimeen, tunnettu siitä, että valitaan referenssikonstellaatiopisteistä pienimmän virhemetriikan omaavat konstellaatiopisteet, edullisesti kaksi kappaletta, ja syötetään vain näitä vastaavat virhemetriikat modulaationilmaisimeen.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ne konstellaatiopisteet, joita vastaavat virhemetriikat syötetään modulaationilmaisimeen, valitaan kaikkia polkuja varten parasta tunnettua polkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella määritettyjä referenssikonstellaatiopis-teitä vastaavien virhemetriikoiden perusteella.
3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että referenssikonstellaatiopisteet määritetään polkukohtaisesti kutakin polkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella.
4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että kun pienimmät virhemetriikat omaavat konstellaatiopisteet on valittu pa-20 rasta tunnettua polkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella määritettyjä referenssikonstellaatiopisteitä vastaavien virhemetriikoiden perusteella, määritetään muille poluille vain valittuja konstellaatiopisteitä vastaavat polkukohtaiset referenssikonstellaatiopisteet ja näitä vastaavat virhemetriikat. ’ V 5. Jonkin patenttivaatimuksista 1-4 mukainen menetelmä, tun- 25. e 11 u siitä, että modulaationilmaisin on Viterbi-ilmaisin.
6. Jonkin patenttivaatimuksista 1-5 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että luetaan vastaanotetusta signaalista ensin opetusjakso (21), muodostetaan opetusjakson perusteella alkuestimaatit kanavan tilasta, luetaan ensimmäinen puoliaikaväli (20), muodostetaan vaihtoehtoisia signaalipol-:· 30 kuja, valitaan virhemetriikaltaan paras signaalipolku, ilmaistaan ensimmäisen puoliaikavälin parasta signaalipolkua vastaavat bitit, luetaan vastaanotetusta signaalista opetusjakso (21), muodostetaan opetusjakson perusteella alkuestimaatit kanavan tilasta, luetaan toinen puoliaikaväli (22), muodostetaan vaihtoehtoisia signaalipolkuja, valitaan virhemetriikaltaan paras signaalipolku ja il-35 maistaan toisen puoliaikavälin parasta signaalipolkua vastaavat bitit. « 104774
7. Laitteisto modulaation ilmaisemiseksi, joka laitteisto käsittää: välineet näytteen ottamiseksi signaalista (RF1), välineet (14) referenssikonstel-laatiopisteiden määrittämiseksi ja polkukohtaisten virhemetriikoiden laskemiseksi näytepisteestä referenssikonstellaatiopisteisiin, laitteiston ollessa sovi- 5 tettu käyttämään referenssikonstellaatiopisteitä vastaavia polkukohtaisia vir-hemetriikoita modulaationilmaisimessa (14) bittien ilmaisua varten, tunnettu siitä, että laitteisto on sovitettu valitsemaan referenssikonstellaa-tiopisteistä pienimmän virhemetriikan omaavat konstellaatiopisteet, edullisesti kaksi kappaletta, ja käyttämään vain näitä vastaavia virhemetriikoita modulaa-10 tionilmaisimessa (14).
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen laitteisto, tunnettu siitä, että laitteisto on sovitettu valitsemaan ne konstellaatiopisteet, joita vastaavat virhemetriikat syötetään modulaationilmaisimeen, kaikkia polkuja varten parasta tunnettua polkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella määritettyjä 15 referenssikonstellaatiopisteitä vastaavien virhemetriikoiden perusteella.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen laitteisto, tunnettu siitä, että laitteisto on sovitettu määrittämään referenssikonstellaatiopisteet polku-kohtaisesti kutakin polkua vastaavan kanavaestimaatin perusteella. • _ • · — — 1 · * *- 12 104774
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI980652A FI104774B (fi) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi |
| EP99908994A EP0983670A2 (en) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | Modulation detection method and apparatus |
| CA002289754A CA2289754A1 (en) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | Modulation detection method and apparatus |
| AU28393/99A AU2839399A (en) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | Modulation detection method and apparatus |
| NZ501101A NZ501101A (en) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | Modulation detection method and apparatus |
| PCT/FI1999/000218 WO1999049634A2 (en) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | Modulation detection method and apparatus |
| CN99800363.8A CN1307774A (zh) | 1998-03-23 | 1999-03-22 | 调制检测方法和设备 |
| US09/439,805 US6353913B2 (en) | 1998-03-23 | 1999-11-12 | Modulation detection method and apparatus |
| NO995710A NO995710L (no) | 1998-03-23 | 1999-11-22 | Fremgangsmåte og apparat for deteksjon av modulasjon |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI980652 | 1998-03-23 | ||
| FI980652A FI104774B (fi) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI980652A0 FI980652A0 (fi) | 1998-03-23 |
| FI980652A FI980652A (fi) | 1999-09-24 |
| FI104774B true FI104774B (fi) | 2000-03-31 |
Family
ID=8551355
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI980652A FI104774B (fi) | 1998-03-23 | 1998-03-23 | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6353913B2 (fi) |
| EP (1) | EP0983670A2 (fi) |
| CN (1) | CN1307774A (fi) |
| AU (1) | AU2839399A (fi) |
| CA (1) | CA2289754A1 (fi) |
| FI (1) | FI104774B (fi) |
| NO (1) | NO995710L (fi) |
| NZ (1) | NZ501101A (fi) |
| WO (1) | WO1999049634A2 (fi) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI112739B (fi) | 1998-05-25 | 2003-12-31 | Nokia Corp | Menetelmä ja laitteisto häiritsevän signaalin havaitsemiseen radiovastaanottimessa |
| US6674815B2 (en) * | 1999-06-16 | 2004-01-06 | Ericsson, Inc | Method for symbol-spaced estimation and/or tracking of a fractionally-spaced fading radio channel |
| DE60121911T2 (de) * | 2001-01-15 | 2007-01-18 | Lucent Technologies Inc. | Verfahren zur Maximum-Likelihood-Bestimmung unter Verwendung eines Empfängers mit Sequenzschätzung |
| BRPI0303333A2 (pt) * | 2002-03-19 | 2016-06-21 | Thomson Licensing Sa | algoritmo de fracionamento para esquemas de equalização com modulação com múltiplos níveis |
| JP3691449B2 (ja) * | 2002-03-25 | 2005-09-07 | 三洋電機株式会社 | ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置 |
| US7876856B2 (en) * | 2005-06-23 | 2011-01-25 | Texas Instrumentals Incorporated | Quadrature receiver with correction engine, coefficient controller and adaptation engine |
| TWI329435B (en) * | 2006-09-13 | 2010-08-21 | Sunplus Technology Co Ltd | Channel estimation apparatus with an optimal search and method thereof |
| DE102007053091A1 (de) | 2007-11-07 | 2009-05-14 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Decodierung von faltungscodierten Signalen |
| CN101599772B (zh) * | 2008-06-04 | 2013-04-10 | 联发科技股份有限公司 | 解调信号的方法与装置 |
| CN103297362B (zh) * | 2013-06-05 | 2016-08-31 | 上海高清数字科技产业有限公司 | 一种基于误差更新的信道估计系统及方法 |
| KR101741512B1 (ko) * | 2013-12-19 | 2017-05-31 | 한국해양과학기술원 | 패킷 통신용 수신기의 채널 등화 및 수신 데이터 결정 장치 및 방법 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4247944A (en) * | 1978-11-15 | 1981-01-27 | Ricoh Co., Ltd. | V.29 Constellation detection method and apparatus |
| US4884272A (en) * | 1988-02-10 | 1989-11-28 | Mcconnell Peter R H | Maximum likelihood diversity receiver |
| US4937841A (en) * | 1988-06-29 | 1990-06-26 | Bell Communications Research, Inc. | Method and circuitry for carrier recovery for time division multiple access radio systems |
| US5594742A (en) * | 1990-12-20 | 1997-01-14 | Communications Satellite Corporation | Bidirectional trellis coding |
| US5384810A (en) * | 1992-02-05 | 1995-01-24 | At&T Bell Laboratories | Modulo decoder |
| US5315617A (en) * | 1992-05-29 | 1994-05-24 | General Electric Company | QAM encoding for high-definition television system |
| US5588028A (en) * | 1993-02-02 | 1996-12-24 | U.S. Robotics | Simplified trellis decoder |
| JP2792812B2 (ja) | 1993-07-02 | 1998-09-03 | 沖電気工業株式会社 | 最尤系列推定器 |
| US5488635A (en) * | 1993-10-29 | 1996-01-30 | General Electric Company | Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing reduced complexity branch metric calculation |
| US5467374A (en) * | 1993-10-29 | 1995-11-14 | General Electric Company | Low complexity adaptive equalizer for U.S. digital cellular radio receivers |
| US5592514A (en) | 1995-03-08 | 1997-01-07 | Lucent Technologies Inc. | Method of performing signal reconstruction at the receiving end of a communications system, such as for GSM |
| FR2736231A1 (fr) * | 1995-06-28 | 1997-01-03 | Trt Telecom Radio Electr | Systeme de communication numerique comportant un recepteur dote d'un dispositif de recuperation de rythme |
| GB2305827B (en) * | 1995-09-30 | 2000-01-19 | Motorola Ltd | Viterbi co-processor and method of operation therefor |
| EP0786872A2 (en) | 1995-12-29 | 1997-07-30 | Lucent Technologies Inc. | Viterbi decoder with reduced metric computation |
| US6141384A (en) * | 1997-02-14 | 2000-10-31 | Philips Electronics North America Corporation | Decoder for trellis encoded interleaved data stream and HDTV receiver including such a decoder |
| US6005898A (en) * | 1997-03-12 | 1999-12-21 | Interdigital Technology Corporation | Multichannel viterbi decoder |
-
1998
- 1998-03-23 FI FI980652A patent/FI104774B/fi active
-
1999
- 1999-03-22 CN CN99800363.8A patent/CN1307774A/zh active Pending
- 1999-03-22 CA CA002289754A patent/CA2289754A1/en not_active Abandoned
- 1999-03-22 EP EP99908994A patent/EP0983670A2/en not_active Withdrawn
- 1999-03-22 AU AU28393/99A patent/AU2839399A/en not_active Abandoned
- 1999-03-22 NZ NZ501101A patent/NZ501101A/xx unknown
- 1999-03-22 WO PCT/FI1999/000218 patent/WO1999049634A2/en active Application Filing
- 1999-11-12 US US09/439,805 patent/US6353913B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-11-22 NO NO995710A patent/NO995710L/no unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0983670A2 (en) | 2000-03-08 |
| NZ501101A (en) | 2001-01-26 |
| AU2839399A (en) | 1999-10-18 |
| CN1307774A (zh) | 2001-08-08 |
| US6353913B2 (en) | 2002-03-05 |
| CA2289754A1 (en) | 1999-09-30 |
| NO995710L (no) | 2000-01-21 |
| WO1999049634A3 (en) | 1999-11-11 |
| NO995710D0 (no) | 1999-11-22 |
| FI980652A (fi) | 1999-09-24 |
| WO1999049634A2 (en) | 1999-09-30 |
| FI980652A0 (fi) | 1998-03-23 |
| US20020010896A1 (en) | 2002-01-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100281149B1 (ko) | 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩방법 | |
| US5862192A (en) | Methods and apparatus for equalization and decoding of digital communications channels using antenna diversity | |
| US5371471A (en) | Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing direct reference state updates | |
| US5488635A (en) | Low complexity adaptive equalizer radio receiver employing reduced complexity branch metric calculation | |
| US8259862B2 (en) | Receivers and symbol decoders thereof | |
| FI104774B (fi) | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi | |
| US5467374A (en) | Low complexity adaptive equalizer for U.S. digital cellular radio receivers | |
| JP7353298B2 (ja) | 復号器支援型の反復チャネル推定 | |
| FI104772B (fi) | Itseoptimoiva kanavakorjaus- ja ilmaisumenetelmä ja itseoptimoiva kanavakorjain/ilmaisin | |
| KR100626103B1 (ko) | 디지털 전송 시스템용 수신기 | |
| WO2000035140A1 (en) | Synchronization tracking method | |
| US6721366B1 (en) | Phase tracking apparatus and method for continuous phase modulated signals | |
| FI110825B (fi) | Menetelmä modulaationilmaisimen valintaan vastaanottimessa ja vastaanotin | |
| WO1999062236A1 (en) | Apparatus and methods for variable delay channel tracking | |
| FI112739B (fi) | Menetelmä ja laitteisto häiritsevän signaalin havaitsemiseen radiovastaanottimessa | |
| KR100945532B1 (ko) | 가변 스텝 크기를 이용한 위상 오차 추정 장치 및 그 방법 | |
| FI105505B (fi) | Menetelmä ja laitteisto modulaation ilmaisemiseksi | |
| Krenz et al. | Comparison of several space diversity techniques for MLSE receivers in mobile communications | |
| CN113824664A (zh) | 一种tcm-cpm信号在多径信道下的解调方法 | |
| Lim et al. | Efficient Phase Estimation Using Turbo Decoding In Satellite Communications System | |
| Ekinci | Code aided frame synchronization for frequency selective channels | |
| JPH053439A (ja) | 最尤系列推定器 |