KR100281149B1 - 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩방법 - Google Patents

Abstract

전송된 기호의 에러없는 수신에 장애가 되는 통신 채널용 평활기/디코더는 복수개의 동등한 서브 채널로 수신된 신호의 샘플에서 동작하는 변경된 비터비 디코더를 포함한다. 서브 채널의 각 평가는 비터비 격자 처리에서 국부적으로 최상의 평가를 사용하여 갱신되며, 그것에 의해 디지털 셀룰러 통신 채널과 같이 급속히 변하는 채널에서 채널 평가를 갱신하는데 있어서의 지연을 회피하게 된다. 누설 예측기 채널 갱신법도 역시 대체 가능한 실시예에서 유리하다.

Description

시간에 따라 변하는 신호의 디코딩방법

제1도는 본 발명을 사용하는 통신 시스템의 블록 다이어그램 표현도.

제2도는 디지털 셀룰러 통신 시스템에서 전형적인 이동국에서 기지국으로 그리고 기지국에서 이동 장치로 통신하기 위한 슬롯 포맷(slot formats)도.

제3도는 통신 시스템용 DQPSK 변조 회로에서 기호에 대한 위상 할당(phase assignments)도.

제4도는 본 발명과 결합하여 사용될 수 있는 미분 인코더(a differential encoder )도.

제5도는 본 발명과 사용하기 위한 전형적인 변조기.

제6도는 본 발명과 사용하기 위한 2 선 채널 모델(a tow-ray channel moodel).

제7도는 송수신 필터와 부수적인 노이즈를 나타내는 채널의 전체 조합도.

제8도는 디코딩 이전에 채널로부터 수신된 샘플된 해당 복조 신호의 서브 시이퀀스를 발생시키기 위한 회로 표현도.

제9도는 노이즈 없는 채널 서브 시퀀스를 발생시키기 위해 제7도에 도시된 전체 채널의 해당 서브 채널을 통해 처리되는 데이터 시퀀스.

제10도는 각 서브 채널이 예시적으로 3 채널 평가 계수의 특징을 지닌 전형적인 두 개의 서브 채널에 대한 제9도 회로의 세부도.

제11도는 각 기호 간격에 4-시스템 성좌를 사용하고 2-기호 메모리를 갖는 채널을 사용하는 통신 시스템의 상태 변화를 도시하는 격자 다이어그램도.

제12도는 본 발명의 일면에 따른 평활기/디코더의 기능 다이어그램도.

제13도는 본 발명의 일면에 따른 브렌치 메트릭스(branch metrics)를 계산하기 위한 회로의 블록 다이어그램.

제14도는 급속히 변하는 채널을 갖는 본 발명의 일면을 사용하기 위한 축소-상태 격자도.

제15도는 최소 메트릭스를 계산하는 데 사용된 격자를 거치는 경로를 도시하는 제14도에 도시된 유형의 격자예.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10 : 정보 소오스 20 : 코더/변조기

40 : 복조기 50 : 평활기/디코더

410 : 직렬-병렬 변환기 420 : 미분 위상 변환기

510, 520 : 베이스 밴드 필터 530, 560 : 증배기

570 : 합산기 930 : 디코더

940 : 채널 트랙킹 알고리즘 960 : 필터 회로

본 발명은 통신 채널의 손상을 경감, 특히 디지털 통신 채널의 평활화에 관한 것이다.

통신 채널을 통해 디지털 정보를 전송시키는 것이 광범위하게 연구되고 있다. 예로, A. J Viterbi와 J. K. Qmura의 디지털 통신 및 코딩의 원리 1979 년 New York 의 McGraw-Hill 출판을 참조한다. 디지털 통신의 속도와 정밀성을 향상시키기 위해 개발된 많은 기술 가운데에는 상기와 같이 많은 채널에 존재하는 왜곡을 보상하기 위해 사용된 것들이 있다. 상기와 같은 기술의 중요한 것에는 지연 왜곡과 기호 간의 간섭을 평활시키기 위한 것이 있다.

비교적 일정한 통신 채널을 평활화하고 환경 및 다른 상황의 변화로 인해 전송 채널의 전송 특성에서 발생하는 변화에 적응하기 위해 다양한 기술이 오랫동안 사용되고 있다. 예로, J. 6. Proakis, 디지털 통신, 1989년 New York, Mcgraw-Hill 출판; 그리고 1985년 9월, S. U. H. Qureshi의, "적응적 평활화" Proceedings of the IEEE, Vol. 73, pp. 1349-1387를 참조한다. 이러한 기술의 주류는 초기의 학습 위상(learning phase) 이후 채널내의 느린 변화를 추적하기 위해 적응 논리를 갖는 결정 피드백 평활기와 같은 비선형 평활기를 사용한다. 상기 모드에서 디코드의 출력은 확률이 높아 정확한 것으로 생각된다. 이와같은 출력 신호를 기초로 한 에러 신호는 평활기의 계수를 갱신하는데 사용된다. 결정 피드백 기술은 예로, A. Duel-Hallen 과 C. Heegard 의 "지연된-결정 피드백 시퀀스 평가" IEEE Transactions on Communications, Vol. COM 37, pp. 428-436, 1989 년 5 월에 총체적으로 설명되어 있다.

최근에, 지연된-결정(비터비(viterbi)와 같은) 디코더의 중간(마지막이 아닌) 결정은 데이터 통신에 사용된 계수를 특징으로 하는 평활기를 조정하는데 사용되고 있다. 거의 혹은 전혀 트레이닝(training)을 사용하지 않는 소위 블라인드(blind) 평활기를 포함하고 있는 상기 평활기는 그 출원이 본 발명의 양도인에게 양도된 1990 년 6 월 22 일 N. Seshadri 에 의해 출원되어 현재 계류중인 미국특허출원 Serial No. 07/542,458 호에 설명되어 있다.

셀룰러 전화 채널을 포함하는 많은 통신 채널들은 전송 특성에서 급격한 변화를 보임에 따라, 이와같은 채널들을 적응적으로 평활화하는데 많은 어려움이 있게 된다. 디지털 셀룰러 시스템은 현재 몇몇 국가에서 실시되고 있으며, 미국에서는 새로운 디지털 셀룰러 통신 시스템의 표준에 대해서 새로운 제안이 이루어지고 있다. 1989 년 12 월 전자공업협회(EIA)의 보고서 IS-54, "셀룰러 시스템"을 참조한다. 계속해서, 이 제안에는 "IS-54 시스템"으로서 설명된 종류의 시스템 및 "IS-54 표준"에 대해 언급될 것이다.

IS-54 시스템을 사용하는 것과 같은 이동(셀룰러) 무선 채널을 평활할 때, 특히 차량의 속도가 높을 때 신속한 적응이 요구된다. 이러한 채널들은 일반적으로 레일레이 페이딩(Rayleigh fading), 도플러 효과 및 지연 전파의 특성이 있다.

종래 기술의 평활기법은 이와같이 급격히 변하는 채널 상태의 영향을 완화시키는데 부족한 것으로 알려지고 있다.

종래 기술인 적응적 비터비 알고리즘이 채널 임펄스 응답의 평가를 갱신하기 위해 전송된 데이터의 총체적인 최상의 평가를 사용하지만, 이와같은 평가를 하는데 사용된 처리 과정은 반드시 상당한 복잡성과 지연을 일으키게 된다. 급격히 변하는 채널 환경에서, 이렇게 달성된 채널 평가는 현재 처리된 기호에 대해 더 이상 충분히 정확하지 않을 수도 있다.

본 발명은 종래 기술의 한계성을 극복하고, 디지털 셀룰러 통신 채널 및 이와같이 급격히 변하는 특성을 나타내는 것들을 포함하는 다른 채널의 신속한 적응적 평활화가 가능한 기술적인 진전을 제공한다.

통신 채널을 통해 송신하기 위한 송신기에서 다음에 평활/디코딩하기 위해 수신기에서 1/T 의 비율로 발생하는 정보 기호(information symbols)들을 시퀀스(즉, 단위 시퀀스당 130 기호를 갖는)로 분류(group)하는 것이 편리하다. 정보 시퀀스를 전송 채널로 정합(match)하는데 변조 기술이 사용된다 : 이와같은 변조는 수신기에서 변조의 유형에 알맞는 복조 기술에 의해 제거된다. 다음에 결과로 나타나는 베이스밴드 신호는, 채널 및 다른 처리의 영향으로 인해 비록 왜곡된 형태이지만 송신된 시퀀스를 표현한다.

부분적으로 셀룰러 통신 채널을 페이딩하는 것이 스펙트럼 널(spectral nulls)을 나타내기 때문에, 본 발명의 예시적인 실시예는 채널 평활화를 제공하는데 결정 지향 기법을 사용한다. 특히, 본 발명의 예시적인 실시예는 디코딩 및 평활 동작을 수행하기 위해 공지된 비터비 디코딩 알고리즘에 사용된 것과 관련된 변형된 격자 구조를 사용한다.

그러나, 평활화와 디코딩을 생각할 때, 수신된 베이스밴드 신호는, 본 발명의 일면에 따라, 전송된 기호의 반복율(1/T)의 배수(R)와 같은 비율로 양호하게 샘플링된다. 다음에 결과로 나타나는 샘플링된 시퀀스는, 각각의 서브 시퀀가 1/T 의 샘플비를 갖는 R 서브 시퀀스를 발생하도록 적절히 추출(decimated in time)된다. 첫 번째 서브 시퀀스는 초기에 샘플된 시퀀스의 샘플(1, R+l, 2R+1 ...)을 포함한다; 두 번째 시퀀스는 초기에 샘플된 시퀀스의 샘플(2, R+2, 2R+2)을 포함하고, 등등, 본 발명의 일면에 따르면, 바람직하게는 R 샘플된 각 시퀀스는, 현재 기호와 (a current symbol) 각각 평가된 채널 특성을 갖는 해당 서브 채널을 통과하는 선정된 지나간 기호(past symbols) 수의 통과 결과를 나타내는 국부적으로 발생된 신호와 비교된다. 다음에 실제로 전송된 기호와 시퀀스에 대한 중간 및 마지막 결정은 비교로부터 유도된 총 에러값을 기초로 이루어진다.

본 발명의 다른 면은 급속히 변하는 채널 특성의 영향을 완화시킨다. 전형적인 실시예에서, 본 발명은 바람직하게는 국부적으로 최상인 한 개 이상의 평가 및 전형적으로 전송된 데이터 시퀀스의 상태수를 근거로 한 "제로-지연(zero-delay)" 갱신 알고리즘을 사용하는 채널 임펄스 응답 트랙킹 알고리즘을 사용한다. 각각의 국부적 평가는 변형된 비터비 알고리즘과 함께 사용하기 위해 R 서브채널 평가를 구비한다. 제로-지연 갱신은 각 기호 간격 동안 데이터 시퀀스에 대한 국부적인 최상의 평가에 근거한다.

또한 본 발명의 대체 실시예에 유용한 것은, 셀룰러 시스템에 예시적인 특히 고속 차량에서 에러 성능을 증가시키는 채널 특성을 평가하기 위한 소위 누설 채널 예측기(leaky channel predictor)이다.

본 발명의 상기 및 다른 면들은 이동 통신 시스템에서 스페이스 다이버시티 수신국(space diversity receiving station)에 상세히 예시되어 있다. 복수개의 수신 안테나를 사용하여, 국은 심지어 급격하고 깊은(deep) 페이딩 신호에 대해서도, 수신을 향상시키기 위해 상기 요약된 서브채널 및 제로-지연 갱신 기술을 양호하게 이용한다.

배경 및 콘텍스트 정보의 불필요한 반복을 피하기 위해, 동시에 계류중인 1989년 8월 18일 출원된 미국 특허 Serial No. 07/395,930 호와 1990년 6월 22일 출원된 Serial No. 07/542, 458 호는 이하에 본 발명의 참고로서 일체화되어 있다. 셀룰러 통신 시스템과 관련있는 부수적인 배경 자료는 상기 언급된 EIA IS-54 표준 문서에서 찾을 수 있을 것이다.

종래 기술에 숙달된 사람들은 잘 알 수 있는 것과 같이, 비록 본 발명이 대부분 알고리즘과 프로세스로서 진행하지만, 전형적인 실시예에서, 저장된 프로그램의 제어하에 특수 혹은 범용 목적의 프로세서를 사용하는 이동 및 베이스 스테이션 시스템에서 이와 같은 프로세스와 알고리즘을 실행하는 것이 용이한 것으로 증명된다. 본 발명을 구현하는데 유용한 전형적인 범용 목적의 프로세서는 AT%T DSP-16 계열의 디지털 신호 프로세서이다.

또한 이하에 설명될 기능의 특정한 일면도 메모리, 비교기, 아날로그-디지탈 및 디지털-아날로그 변환기와 같은 특수 목적의 표준 디지털 회로를 사용하여 실시될 수 있다. IS-54 문서에 설명된 시스템은 본 발명에 대한 전형적인 응용 콘텍스트로서 사용될 수 있다.

제1도는 본 발명을 사용하는 시스템의 총체적인 블록 다이어그램 표현도이다. 도시되어 있는 것은 IS-54 시스템의 경우에 음성 또는 데이터 소오스일 수 있는 정보 소오스(10)이다. 전형적으로, 음성 입력은 이진 또는 디지털적으로 코드화된 다른 신호의 데이터 시퀀스를 발생하기 위해 소오스(10)에서 샘플될 것이다.

소오스 시퀀스 신호를 채널(30)로 정합시키는 것을 포함하는 다른 표준 처리는 코더/변조기(20)에 의해 표현된다. 채널(30)은 예시적으로 디지털 셀룰러 통신 시스템에서 찾을 수 있는 다중경로, 페이딩 채널이다.

이하에 보다 상세히 설명되는 것과 같이, 먼저 채널(30)로부터 수신된 신호는 제1도에 복조기 블록(40)으로 표시된 샘플된 정보를 발생하는 수신기 소자에 의해 처리된다. 평활기/디코더(50)는, 채널(30)로 실제로 전송된 기호의 평가를 형성하기 위해 수신되어 복조된 샘플 정보를 부가적으로 처리한다. 평활기/디코더(50)는 이하에 보다 상세히 설명될 것이다. 마지막으로, 기호 평가는, 원래의 소오스 신호가 아날로그 음성 신호일 때 디지털 아날로그 변환 처리를 예시적으로 포함하는 소자(60)를 사용하여 정보에 제공된다.

제1도의 시스템은 전송될 정보를 제2도의 (200)과 같은 채널 프레임으로 양호하게 분류한다. 거기에서, IS-54 표준의 채널 프레임 포맷은 각 채널 프레임이 여섯 개(6)의 타임슬롯으로 도시되어 있다. IS-54 표준에 따라, 각 프레임은, 972 미분 직각 위상 쉬프트 키잉(differential quadrature phase shift keying(QPSK)) 신호가 상기 각 프레임에 전송되어 40 밀리초(msec)의 지속 기간을 갖는다.

예시적인 시스템의 각 입력 음성 신호(speech signal) 통신은 두 개의 6 타임 슬롯(1 과 4, 2 와 5 또는 3 과 6)을 점유한다. 제1도의 코더/변조기(20)에 포함된 음성코더는 연속적인 20msec 입력 주기에 걸쳐 발생하는 음성을 디지털화하고, 에러 제어 비트를 발생하여 더한 후, 각각의 20msec 입력 주기 동안 음성을 표현하기 위해 총 260 비트를 전형적으로 발생하는 블록 인코더이다. 다음에 상기 260 비트들은 제2도의 프레임(200)에 있는 타임 슬롯(3)과 같이 타임 슬롯중의 한 타임 슬롯에 제1도의 채널(30)을 통해서 전송된다.

각각의 시분할 멀티플렉스 슬롯은 6.66msec 의 지속 기간을 가지며, 그리고 이동국-기지국 통신의 경우, 제2도의 (210)에 상세히 도시된 필드를 포함한다. 기지국-이동국 통신의 경우에 제2도의 확장된 타임 슬롯(220)으로 도시된 것과 같이, 약간 다른 기호 패턴이 사용된다. 상기 기호 필드는 동기화, 트레이닝 및 제어를 위해 사용된 정보를 포함한다. 특히, 타임 슬롯(210 과 220)에 도시된 필드 레이블은 다음과 같은 의미를 갖는다.

G-보호 시간(Guard Time)

R-램프 시간(Ramp Time)

SACCH-저속 연관 제어 채널(Slow Associated Control Channel)

SYNC-동기 및 트레이닝 워드

DATA-사용자 정보 또는 FACCH

CD7D-코드화된 디지털 증명 컬러 코드

(Coded Digital Verification Color Code)

RSYD-할당(Reserved)

미국 디지털 셀룰러 시스템 IS-54 시스템을 위해 선정된 디지털 변조 방법은 π/4 쉬프트된 DQP나 또는 π/4-DQPSK(π/4-4DPSK)로 알려져 있는 미분적으로 코히어런트한 검출(differentially coherent detection)을 갖는 네 개의 미분 위상 이동 키잉법(differential four phase shift keying scheme)의 수정된 버전이다. 제2의 모든 기호는 π/4 라디언씩 회전된다. 이것을 표현하는 다른 방법은 8-위상PSK(8PSK) 신호점 성좌로부터 표현하는 방법으로, 이것을 위해 짝수 기호 배(Symbol times) 동안에 하나씩 4PSK 성좌(· 으로 명명됨)가 선택되며, 나머지 4PSK성좌(π/4 회전됨)(■로 명명됨)는 제3도에 예시된 것과 같이 홀수 기호 배 동안 사용하기 위해 선택된다. 이렇게 함으로서, 특히 원점을 통한 신호 이동을 피함으로서 보다 더욱 일정한 엔벨로프(constant envelop)가 되게 된다. 예시적인 변조 방법은 표 1 에 도시된 것과 같은 그레이 코드 위상 성좌(the Gray Coded phase Constellation)를 사용한다. 노이즈 때문에 가장 발생하기 쉬운 에러가 결국 인접하는 위상을 잘못 선택하기 때문에, 대부분의 기호 에러는 단지 한 개의 비트 에러만을 포함한다. 정보는 양호하게 미분으로 인코드된다. 그리하여 절대 위상보다는 위상의 변화로서 기호가 전송된다. 미분 인코더 사용을 도시하는 블록 다이어그램은 제4도에 도시되어 있다.

변조기에 입력되는 이진 데이터 스트림(B_k)은 직렬-병렬 변환기(410)에 의해서 두 개의 개별적인 이진 스트림(X_k)와 (Y_k)으로 변환된다. 스트림(B_k)의 첫 번째 비트인 비트 1을 시작으로, 홀수 번호의 모든 비트들은 스트림(7)을 형성하며, 짝수 번호의 모든 비트들은 스트림(Y_k)을 형성한다. 디지털 데이터 시퀀스(X_k)와 (Yk)는

에 따라 미분 위상 코더(420)에 의해 (I_k)와 (Q_k)로 인코딩된다 여기서, I_k-1, Q_k-1은 이전의 펄스 시간에서의 진폭이다. 위상 변호(△Φ_k)는 다음의 그레이 코드 표에 따라 결정된다.

[표 1]

미분 위상 인코딩 블록의 출력에서 신호(I_k,Q_k)는 값(0, ±1, ±1/)을 취할 수 있으며, 그결과 제3도에 도시된 8 점 성좌가 된다. 임펄스(I_k, Q_k)는 제5도에 도시된 I&Q 베이스-밴드 필터(510 과 520)의 입력에 인가된다. 예시적인 시스템에서 사용된 베이스 밴드 필터는 IS-54 문서에 보다 완전하게 설명된 것과 같이, 0.35의 상향 전이 인수(roll-off factor)를 갖는 제곱근 절상(square root raised) 코사인 주파수 응답 및 선형 위상을 전형적으로 갖는다.

제5도는 제1도의 코더/변조기(20)에 포함된 변조기의 전형적인 실시도이다. 필터(510 과 520)로 필터한 후, 입력은 증배기(530 과 560)를 통해서 s(t)를 산출하기 위해 합산기(summer)(570)에 결합되기 전에 신호 소오스(540)와 위상 쉬프터(550)에 인가된다. 결과적인 전송 신호 s(t)는 다음과 같다.

여기서 g(t)는 펄스 형성 함수이며, Wc 는 라디안 반송 주파수이며, T 는 기호 주기 그리고 Φ_n은 기호 간격수(n)에 상당하는 절대 위상이다. 미분 인코딩으로 인한 Φ_n은 : Φ_n= Φ_n-1+ △Φ_n이다. 복합 기호 C_n= cosΦ_n+ j sin Φ_n즉, n 의 짝수 값이므로, C_n은 QPSK 성좌(제3도에서 ·으로 표시됨)으로부터 그려지고, 홀수 간격에 대해, 그것들은 제3도에서(■로 표시됨) π/4 쉬프트된 QPSK 성좌로부터 그려진다. IS-54 문서는 상술된 예시적인 변조 방법에 대해 상세한 지침을 제공한 것이다.

[페이딩 채널 모델]

분석 및 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위해, 제1도의 주파수 선택 페이딩 채널(fading channel)(30)에 대한 표준 2선 모델(standard two ray model)을 채택하는 것이 편리한 것으로 증명된다. 이 모델은 제6도에 보다 상세히 도시되어 있다. 모델은 실제 응용에서 부딪치게 되는 넓은 채널 범위를 총체적으로 표현하며, 본 발명을 응용하는 데에서의 한계로서 해석되어서는 안된다. 이와같은 2 선채널 모델의 임펄스 응답은 다음과 같이 주어진다.

여거서 a(t)와 b(t)는 협대역 가우스 프로세스이고, τ는 임의적이지만 고정된 지연이다. 파라메타(A)는 제 2선의 강도를 결정하는 감쇄 인수이다. 단지 예시적인 목적을 위해서, 감쇄 인수(A)는 1 로 설정되어 있다. 협대역 가우스 프로세스는 독립적인 화이트 가우스 프로세스를 필터링함으로서 발생된 것과 거의 동등하다. 실제의 사용에서 관찰된 결과와 일치하기 위해, 페이드는 하나의 기호상에 걸쳐 일정한 것으로 간주된다. 페이드 a(t)와 b(t)의 진폭은 다음과 같이 주어진 노멀화된 레일레이 분포 함수(normalized raylelgh distribution function)에 따라 분포된다.

셀룰러 통신 시스템에서 부딪치는 것과 같은 전형적인 채널에서, 레일레이 페이딩의 위상은 (-π, π) 사이에 균일하게 분포되며, 불연속인 각 페이드 프로세스의 자기 상관관계는 다음을 만족한다.

여기서 f_g는 다음과 같이 주어진 도플러 주파수이다.

여기서 v 는 미터/초에서의 차량 속도이고, λ는 미터에서의 전송 파장이다.

[베이스밴드 채널]

코히어런트한 복조와 제1도의 복조기(40)에 의해 수신 필터링한 후 수신된 신호는 다음과 같이 주어진다.

여기서 C_n=I_n+jQ_n는 n^th기호 간격에서의 미분 변조기 출력이다. 베이스밴드 채널 임펄스 응답 h(t)은 다음의 콘벌류우션 관계로서 주어진다.

여기서 g(t)는 전형적으로 제곱근 나이퀴스트인 송신기 필터이고, f(t)는 송신 매체의 베이스 밴드 임펄스 응답이며 q(t)는 수신기 필터의 베이스 밴드 임펄스 응답이다. 노이즈 n(t)는 다음과 같은 파우어 스펙트럼 밀도를 갖는 부수적인 가우스 노이즈이다.

여기서 Q(f)는 수신기 필터의 주파수 응답이다. 제1도 시스템의 전체 베이스 밴드 전송 채널의 표현은 제7도에 도시되어 있다.

[디코딩]

디코딩의 문제는 변조기 출력 시퀀스 c={..., c_-1, c₀, c₁, ...} 즉, 여기서

을 최소화하는 해당 변조기 입력 시퀀스{b_k}를 구하기 위해 수신된 베이스 밴드 신호 r(t)(샘플링 이전에 제7도의 수신기 필터(740)의 출력)의 사용을 포함한다. 적절하다면, 물론, 다른 특수한 에러 기준이 사용될 수 있다. 식(10)을 직접 풀기보다는, 식(10)에 대한 근사적인 수치로서 푸는 것이 용이하다.

먼저, 수신된 신호 τ(t)는 보드율의 정수배(R)로 샘플된다. 다음 i^th기호 간격 동안 샘플되어 수신된 신호는 다음과 같이 주어진다.

전과 같이, 여기서 T 는 기호 주기이다.

제8도는 R 시퀀스 r_k(ℓ), ℓ=0,1‥‥R-1를 발생시키기 위한 회로를 도시한다. 상기 회로에서, 입력(800)에 나타나는 수신된 신호 r(t)는 우선 임의의 이질적인 고주파 성분을 필터하기 위해 대역폭 R/2T을 예시적으로 갖는 대역 필터(801)에 양호하게 인가된다. 다음에 필터된 신호는 샘플러(802)로서 R/T 비율로 샘플되어 R 부수 샘플러(803ℓ)에 분포된다. 상기 부수 샘플러의 첫 번째(803c)는 각각 T 초 간격 동안 샘플러(802)에 의해 산출된 초기(0 번째로 인덱스됨)의 샘플을 선택하며, 반면에 다음의 샘플러(803)는 각각 T 초 간격 동안 샘플러(803)에 의해 산출된 제 2 샘플(샘플 1 로서 인덱스됨)을 선택한다. 비슷하게, 각각의 샘플러(803ℓ)는 각각 T 초 간격 동안 샘플러(802)에 의해 산출된 (ℓ-1)번째 샘플을 선택한다. 인렇게 처리함으로서 식(11)은 1/T 보드율로 각각 샘플된 한 세트의 R 인터리브된(interleaved) 샘플 스트림의 특성을 지닌 것으로 해석할 수 있다. 비슷하게, 채널 응답은 다음과 같이 정의된다.

다음에, 식(7), (11) 및 (12)는 다음과 같이 된다.

그리하여, 제7도의 샘플된 전체 채널은 각 서브 채널 클럭이 T/R 만큼 그 이웃한 것으로부터 오프셋되고 각 서브 채널이 1/T 의 보드율로 발생하는 데이타 기호의 시퀀스에 의해 구동되는 R 서브 채널로서 간주될 수 있다.

제9도는 상술된 방법에 따른 R 서브 채널을 포함하는 전체 채널에 대한·표현도이다. 매순간, 서브 채널로의 입력은 데이터 기호(C_k)이다. 서브 채널(ℓ)의 출력은 다음과 같다.

r_k(ℓ), ℓ=0, 1, 2, -(R-1)

제10도는 본 발명을 세부적으로 설명하는데 도움이 되는 두 개의 서브 채널에 대해 제9도 채널을 상세히 도시한 것이다. 제10도에 있는 두 개의 각 서브 채널에 대해 T 초로 이격된 임펄스 응답 샘플은 세 개의 데이터 기호, 즉 현재의 기호와 선행하는 두 개의 기호에 예시적으로 걸쳐 있다. 그리하여, T 초 주기의 처음 절반에 해당하는 서브 채널에 대해, 샘플된 임펄스 응답은 다음과 같다.

T 이격된 서브 채널(식(14)의 특성이 있는 것으로부터 T/2 만큼 이격된 시간을 갖는)에 대한 샘플된 임펄스 응답은 다음과 같다.

노이즈가 없는 k^th시간 간격 동안 예시적인 채널의 샘플된 두 출력은 다음과 같이 주어진다 .

다음에 디코딩의 문제는 전체 메트릭(J), 여기서

이 최소화되도록 변조기 출력 시퀀스 c={c_-n,‥‥‥, c_-1, c₀, c₁,‥‥‥, c_n...}구하는데 푼다.

[격자 디코딩 알고리즘]

상술된 전형적인 통신 채널의 특성 때문에, 시간 간격(kT, kT+T) 동안 제7도(제9도와 제10도에 표시된 모든 서브 채널 포함)의 전체 합성 채널에서 나오는 출력은 "현재(current)의" 입력(c_k)과 이전(previous)의 입력(c_k=c_k-1,‥‥‥,C_k-M)에 의해 결정된다. 이 M-길이 벡터(c_k)는 현재의 채널 출력에 기여하는 채널 입력의 상태를 나타낸다. 제10도와 식(14-16)에서, 각 서브 채널 출력은 "현재의" 기호, 즉 M=2 에 해당하는 간격 이전에 두 개의 간격으로 전송된 기호에 의해 영향받는 것으로서 표시된다. 각각의 입력 상태에 대해, 각각의 기호 성좌에서 네 개의 DQPSK 기호에 해당하는 네 개의 전이가 발생할 수 있다. 제10도의 예시적인 콘텍스트에 대한 각 상태 전이와 연관되어 있는 것은 다음과 같이 주어지는 두 개의 채널 신호 S_k(0)과 S_k(1)이다.

각 입력 간격으로 전송된 데이터 기호가 가능한 4 값중 한 개를 취할 수 있기 때문에, 4 브랜치가 각 상태를 들어가고 나가는 각 T 초 간격에 대해 4^M상태인 격자로서 가능한 모든 채널 상태와 출력을 설명할 수 있다. 다음에 식(17)을 최소화하는 데이터 시퀀스는 공지된 비터비 알고리즘을 변형시킨 것을 사용하는 본 발명의 일면에 따라 구할 수 있다. 예시적인 IS-54 시스템에 대해 수신된 신호의 디코딩은, 물론 인접하는 두 개의 간격에 있는 c_k가 위상이 그들 사이에 π/4 오프셋된 두 개의 개별적인 성좌로부터 그려진다는 제한을 받게 된다.

제11도는 두 개의 기호 메모리를 갖는 예시적인 IS-54 시스템에 대한 완전한 상태 전이 다이어그램을 도시한다. M=2 이기 때문에 각 상태는 S. Benedetto E. B. Biglierl 과 V. Castellani 의 "디지탈 전송 이론" prentice Hall, Englewood Cliffs, 1987, 특히, 제 7 장에 설명된 것과 같은 기호쌍으로 구성된다. M=2 이고 가능한 네 개의 기호를 가지기 때문에, 4²=16 상태가 존재한다.

특히, 제11도는 시간(k)에서 기호쌍(c_k, c_k-1)과 연관된 상태로부터 시간 (k+1)에서 기호쌍(c_k+1, c_k)과 연관된 상태로의 전이를 도시한다. 각각의 경우에 기호는, 값 i=0, 1, 2 또는 3 중의 한 개가 예시적인 IS-54 시스템에 대해 선택적으로 연속하는 T 초 기호 간격으로 4 값 e^j0. e^jπ/2, e^jπ, e^j3π/2또는 e^jπ/4, e^j3π/4, e^j5π/4, e^j7π/4중 한 개가 택해지는 것으로 알려진 ci 에 대한 실제 값의 약자로서 지정된다.

시간(k)에서 상태(c_k, c_k-1)로부터 시간(k+1)에서 상태(c_k, c_k+1)까지의 전이 동안 2-기호 채널 메모리의 예시적인 경우에 대한 ℓ^th서브 채널 출력은 식(17)으로 주어진다. 이와같은 각각의 전이는 식(17)에 도시된 형태의 비용 또는 에러 메트릭과 연관이 있다.

기술 분야에 공지된 것과 같이, 최소의 에러와 관련된 비용 또는 메트릭을 갖는 격자를 통과하는 경로에 해당하는 기호의 시퀀스는 실제로 전송되는 것으로 바람직하계 선택된다. 이와같은 메트릭 평가를 수행하는데 있어서의 난점은 계산되어야 하는 메트릭스에 대한 경로수와 채널 임펄스 응답 샘플 평가의 정밀도 및 통용에 기인하는 복잡성이다.

[채널 적응 알고리즘]

이동 무선 채널과 같이 시간적으로 변화하는 채널과 함께 사용되는 대부분의 종래 평활기는 송신기로부터 전달된 공지된 트레이닝 시퀀스를 기초로 한 샘플된 채널 임펄스 응답 계수(h)의 평가를 사용한다. 다음에 이와같은 초기의 채널 계수는 상기 인용된 Proakis 에 의해 1989 년 설명된 노멀화된 LMS 알고리즘과 같은 결정 위주의 적응 알고리즘을 사용하는 진행 프로세스(on-going process)에서 전형적으로 갱신된다.

만약 디코더 결정이 시간(k)에서 c_k ^∼로 주어진다면, k^th간격 동안 제9도와 제10도에 도시되고 상술된 배열에 대한 채널 갱신 식은 다음과 같이 주어진다.

여기서 h_k(ℓ)은 ℓ^thT^-이격된 채널 임펄스 응답 평가 벡터, 즉 h_i,k(ℓ)가 [kT, (k+1)T] 동안 ℓ^thT^-이격된 채널 임펄스 응답 평가의 i^th채널 계수인, [kT, (k+1)T] 동안의 h_k(ℓ)=(h_1,k(ℓ),h_1,k(ℓ),...,h_M,k(ℓ))이다.여기서 '*'는 복소수 공액을 그리고 + 는 전치를 나타낸다. 기호 c_k ^~는 간격 [kT, (k+1)/T] 동안 전송된 데이터 기호의 평가이다. 채널 파라메터(△)에 대한 단계 크기 조정은 작은 값으로 선택되며, 예시적으로 다음과 같이 주어진다.

여기서 P 는 전송된 기호 cn 에서의 평균 파워이다. ℓ^th서브채널 에러 e_k(ℓ)는 다음과 같다.

실제로, 비터비 디코더는 일정한 지연(D)으로서 결정(c_k ^~)를 해제(releases)한다. 즉, c_k를 결정하는 데 있어서, 디코더는 또한 시간(k+D)T 까지의 데이터 기호의 기여를 고려한다. 일반적으로, 디코더 결정은, 디코딩 지연(D)이 클 때 신뢰성이 있다. 그러나, 비정적인 환경에서, 이러한 신뢰도는 확신할 수 없다. 이것은, ℓ^th서브 채널에 대한 에러 e_i(ℓ), i>k 가 시간(K-1)T에서 채널 평가를 사용하여 평가되며, 그리고 큰 D 에 대해 평가 주기 동안 채널이 크게 변할 수 있기 때문이다. 그리하여 종래의 비터비 알고리즘에 대한 메트릭 평가는 이러한 채널 부정합으로 인해 잠재적인 준-최적으로 되어, 결국 디코딩 에러 확률을 증가시키게 된다.

본 발명의 일면에 따라, 신뢰성있는 최종 결정을 하는데 요구되는 것보다 보다 작은 디코딩 지연이 달성되는 잠정적인 결정은 채널을 갱신할 목적으로 양호하게 사용된다. 채널 갱신 및 디코딩에 대한 지연의 전형적인 선택은 실험을 거쳐서 얻어지고 있다.

본 발명의 일면에 따른 변형된(하이브리드) 비터비 알고리즘 및 향상된 채널 적응 알고리즘의 실행을 포함하는 평활기/디코더는 제12도에 기능 블록으로 도시되어 있다.

제12도의 배열에서, 들어오는 샘플은 입력(910)에 도달하며, 여기서 이하에 상술되는 것과 같이 하이브리드 격자 디코더(930)에 의해 처리된다. 디코더(930)에서 나오는 리드(970)상의 출력은 전송 위치의 변조기로부터 보내진 기호(c_k)에 대한 최종 결정이다.

또한 디코더(930)로부터의 출력으로서 나타나는 것은 변형된 비터비 디코딩 프로세스 동안 이루어진 잠정적인 결정이며, 이것은 최종 디코더 출력이 아니라, 채널 계수를 갱신하는데 사용될 전송된 기호에 대한 단기간의 평가를 형성하는데 사용된다. 그리하여 출력(980)에 나타나는 단기간 결정은, 확실하게 노이즈가 없는 전송으로 채널 출력 결정을 형성하기 위해 평가소자(960)에서 처리된다. 이것을 수행하는 데 있어서 기능 소자(960)는 전형적으로 제5도의 유한한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용한다. 그래서, 채널로 전송될 때 실제 소오스 시퀀스 기호(T_k와 Q_k)를 사용하기 보다는, 필터 회로(960)는 입력(910)의 채널로부터 수신된 것과 같이 동일한 종류의 그 출력(961)상에 신호를 발생하기 위해 출력(980)에 나타나는 현재의 잠정적인 결정을 이용한다. 입력(910)상의 신호와 필터(960)의 출력(961)상의 신호 사이에 질적 차이는, 후자가 실제 채널에서 유입되는 왜곡과 노이즈가 없다는 것이다.

전송된 기호의 노이즈 없는 평가는 비교기(950)에서 실제 수신된 기호 정보와 비교되며, 이것은 디코더(930)와 평가기(960)에 의해 유도된 처리 지연하기 위해 주기(D') 동안 지연장치(920)에 의해 지연된다. 다음에 실제 입력과 이와같은 입력의 노이즈 없는 평가 사이의 차이는, 디코더(930)에 의해 사용된 채널 계수에 대한 값을 조정하기 위해 채널 트랙킹 소자(940)에 의해 사용되는 에러 신호의 성질을 갖는다. 일반적으로, 소자(940, 950 과 960)에 의한 채널 평가 및 트랙킹 알고리즘에 의해 사용된 데이터는 최종 디코더 결정(c_k)과 다를 수 있다. 그리하여, 디코더(930)의 출력(980)에 대한 채널 갱신 프로세스에의 입력은 c_k로 표시된다.

[격자 알고리즘]

본 발명에 따른 디코딩 및 평활화를 실시하기 위한 향상된 격자 검색 알고리즘의 사용은 지금부터 제12-14도를 참조하여 설명될 것이다. 상기 예를 위하여, 기호간의 두드러진 간섭은 현재 처리된 기호, 즉 M=2 이전에 두 개의 기호로 연장하는 것으로 다시 간주될 것이다. 즉, 수신된 신호의 "현재" 주기에 해당하는 기호 주기에 대한 송신기에서의 변조기 출력(c_k) 이외에, 현재 주기에 대한 변조기 출력에 선행하는 두 개의 주기 동안 변조기 출력에서 나오는 채널 출력에의 기여가 존재한다. 상술된 것과 같이, 이러한 채널 "메모리"의 정도는 셀룰러 이동전화기의 응용과 같은 콘텍스트를 실시하는데 접하는 채널에 전형적인 것이다. 제10도와 상술된 설명은 이러한 채널에 대한 메모리 영향을 총체적으로 예시한다.

그리하여, 두 개의 서브 채널 콘텍스트에 대해 T-이격된 서브 채널 임펄스 응답은 다음과 같이 표현될 수 있다.

소정의 변조기 출력 시퀀스{c_k}에 대해, 상대 오프셋이 T/2 인 두 개의 T-이격된 채널 시퀀스는 다음과 같다.

상술된 바와 같이, 상기 콘텍스트에 비터비 알고리즘을 직접 응용하게 되면 동적인 프로그래밍 프로시듀어를 사용하는 16-상태 격자의 각 상태로 최저 비용(또는 메트릭)을 갖는 경로를 계산할 수 있다. 심지어 근소한 길이의 기호 시퀀스에 대해, 기호 주기의 범위에 대한 총체적인 경로 메트릭의 계산은 이동 셀룰러 통신 시스템과 같은 일부의 응용을 실시하기에 어려운 계산상의 복잡성이 존재한다.

디코드된 기호 정확도를 높게 유지하면서, 이러한 복잡성을 감소시키기 위해, 제14도에 도시된 유형의 선택적인 4-상태 격자는, 상태가 단지 하나의 기호(c_k)에 의해서만 결정되는 본 발명의 일면에 따라 규정된다. 그리하여, 시간(k+1)에서, 전형적인 IS-54 시스템의 시그널링 알파벳에 대하여, 네 개의 선행 상태(c_k)로부터 가능한 네 개의 상태(c_k+1)의 각각 들어가는 경로가 존재한다. 제14도에서, 상태들은 인덱스(0,1,2,3) 다시 실제 기호값에 대한 약자에 의해 식별된다. 특히,

0은e^j0나 또는 e^jπ/4중 어느 하나이다.

1 은 e^jπ/2나 또는 e^j3π/4중 어느 하나이다.

2은 e^jπ나 또는 e^j5π/4중 어느 하나이다.

3 은 e^j3π/2나 또는 e^i7π/4중 어느 하나이다.

제14도에서 상태 전이(c_k→c_k+1)와 연관된 채널 출력은 식(23)으로부터 결정된다. 식(23)의 평가에 포함되는 (c_k-1)은 제14도의 격자에 명시적으로 도시되어 있지 않다. 이러한 관점에서, 제14도는 제11도와 다르다. 식(23)의 결정에서, 상태(c_k-1)는 시간(k)에서 특정한 각 상태에 대해 상태(c_k)에 이르는 최적의 생존자(선행상태)를 기준으로 결정된다. 그래서, 예를들어, 시간(k)에서 상태 2 로부터 시간(k+1)에서 상태 1 에의 전이와 연관된 채널 출력을 결정하면서, 시간(_k-1)에서 가정된 상태는, 시간(k)에서 상태 2 에 이르는 최적의 메트릭을 갖는 경로에서이다. 그리하여, 시간(k)에서 상태에 이르는 경로에 대한 매트릭스를 평가할 때, 시간(k)에서 각 상태에 대한 최적의 메트릭을 내는 시간(k-1)에서 상태의 식벽을 유지하는 것이 편리하다. 그래서, 제14도의 4-상태 격자에 대해, 시간(k)에서 각 상태i(i=01,2,3)에 대해 경로가 최상의 메트릭을 갖는 시간(k)에서 상태 i 에 이르는 경로에 있는 시간(k-1)으로부터의 상태의 식별을 유지하는 것이 편리하다.

시간(k)에서 모든 상태들이 궁극적으로 최적의 전체적인 메트릭을 갖는 경로에 있는 것이 아니라는 것을 알아야 한다. 유사하게, 시간(k)에서 상태에 이르는 시간(k-1)에서의 가정된 상태는 최적의 전체적인 메트릭을 갖는 것으로서 최종적으로 선택된 경로에 있지 않을 것이다. 그럼에도 불구하고, 보다 복잡하지 않은 채널 출력을 계산하기 위해, 상기 가정은 중요하다.

이와같은 단계들을 사용하여, 시간(k)에서 각 상태로의 모든 전이에 대한 출력이 결정되며, 브렌치 메트릭스는 다음에 따라 계산된다.

여기서그리고

시간(k+1)에서 각 상태를 들어가는 네 개 경로 각각에 대한 총비용(메트릭)이 평가되고, 최저 비용을 갖는 경로는 시간(k+1)에서 각 상태에 대해 유지된다.

제13도는 식(24)에 따라 브렌치 메트릭스를 계산하기 위한 제12도의 디코더(930)용 기능 블록 다이어그램이다. 제13도에 도시되어 있는 것은, 서브 채널 계수(h)와 입력(974)에 나타나는 전송된 기호값(ck)의 저장된 평가를 기초로 하여, 식(23)의 콘벌루션 함수를 수행함으로서 발생되는 Si(ℓ) 신호를 생성하기 위한 서브 채널 유니트(975-ℓ, ℓ=0, 1, ‥‥(R-1))이다. 입력(973)에 나타나는 수신된 값 r(k)은 1/RT 각 배수에서 샘플러(972-ℓ )에 의해 샘플되어, 그 결과가 각 서브 채널 유니트(975-ℓ)에서 나오는 출력 S_k(ℓ)와 비교기(976-ℓ)에서 비교된다. 비교기(976-ℓ)의 각 출력은 합산기(978)에서 합산되기 전에 해당 제곱기(977-ℓ)에서 제곱되는 에러 용어이다. 리드(979)상의 합산기(978)의 출력은 소정의 브렌치 메트릭값이다.

제15도는 본 발명에 따라 메트릭을 계산하는데 줄어든 복잡성을 예시하는 전형적인 격자이다. 그리하여, 시간(k+1)에서 각 상태로의 메트릭을 계산하는데 있어서, 단지 네 개의 가능한 상태만이 사용된다. 시간(k)에서 이러한 상태들은 제14도에서와 같이 상태(0, 1, 2 와 3)로 식별된다. 각 상태에 대한 기호값쌍은 다시 IS-54 시스템의 경우에 대한 상태와 연관된 교번하는 기호값이다. 각 브렌치 메트릭은 제13도, 특히 식(24)에서 R=2 의 가르침에 따라 계산된다. 시간(k+1)에서 각 상태에 대해, 시간(k)에서 각 상태로부터의 브렌치에 대한 메트릭이 계산된다.

그러나, 식(24)의 합산에서 i=2 일 때, c_k+1-i에 대한 값을 결정하는 데 있어서, 시간(k)에서 각 상태로의 최소 경로 메트릭을 산출하는 값이 선택된다. 그리하여 시간(k)에서 상태(2)로부터 시간(k+1)에서 상태(3)로 연장하는 경로에 대한 메트릭을 계산하는 데 있어서 시간(k-1)(즉 c_k-1)에 대한 해당 기호는 상태(0)와 연관된 것으로 가정된다. 비슷하게, 시간(k)에서 상태(2)로부터 연장하는 다른 경로에 대한 계산은 시간(k-1)에서 기호가 상태(0)와 연관되어 있는 것으로 가정한다. 이러한 가정은 최소의 메트릭을 갖는 시간(k)에서 상태(2)에 이르는 경로가 상태(0)로부터 나온다는 결정에 기초하고 있다.

제15도의 예시적인 결과에 이르는 수행된 실제 계산은 식(24)을 사용하는 제14도의 모든 상태 전이에 대한 것들을 포함한다. 주지된 바와 같이, 시간(k)에서 각 상태(시간(k)에서 상태에 이르는 최소 메트릭 경로를 정의하는 상태쌍)와 연관된 시간(k-1)에서의 상태는, 식(24)에 필요한 계산에 사용되기 위해 저장된다. 채널 평가 파라메타에 대한 값도, 제12도의 소자(940)로 표현된 것과 같이 비슷하게 편리하게 저장된다. 다음절에서는, 채널 평가를 갱신하는 법이 다루어질 것이다.

감소된 상태 격자와 선행 상태에 관한 가정을 따르는 단순화는 최종 기호평가를 회생시킬 필요없이 계산상의 복잡성을 크게 감소시킨다.

[채널 적응 알고리즘]

급속히 변하는 채널에 대한 종래의 채널 평가 기법의 사용과 연관된 두가지 주요 문제는 채널 갱신에서의 지연과 신뢰할 수 없는 잠정적인 데이터 결정의 사용이다. 본 발명의 다른 일면에 따른 적응적 채널 갱신 알고리즘은 이와같은 문제들을 회피한다.

제12-15도에 예시되고 상술된 격자 알고리즘의 콘텍스트에서, 에러없이 국부적으로 최상의 평가로서 정확한 경로를 이용할 수 있다. 즉, 각 시간(k+1)에 대해, 예시적인 4 상태중에서 하나는 그것에 이르는 최소 경비 또는 메트릭을 갖는 경로를 가질 것이다. 게다가, 이렇게 국부적인 최적의 평가를 지연없이 사용할 수 있다. 그리하여, 지연없는 채널 갱신은 각 상태에 대한 하나의 채널 평가를 유지함으로서 수행될 수 있다.

또한 상기 "제로-지연" 채널 갱신은 에러 전파 영향을 감소시킨다. 이것은 올바른 데이타 시퀀스 후보가 국부적인 최적의 평가(비록 현재 전역적으로 최적은 아니지만)인 한, 그 상태가 정확한 채널(이상적으로)을 가지는 반면에 현재 전역적인 최적의 상태가 부정확한 채널 평가(이상적으로)를 갖는다는 것을 알 수 있다. 이때 부정확한 상태에 대한 장래의 메트릭 성장은, 전자가 부정확한 채널 평가를 가지기 때문에 정확한 상태에 대한 것보다 클 수 있다. 그리하여 알고리즘은 에러를 억제하는 경향이 있다.

각 상태에 대해 하나씩 다수의 채널 평가를 유지하는 것도 역시 종래의 적응적 비터비 알고리즘에 일체화될 수 있다는 것을 유의하여야 한다. 특히 낮은 신호대 잡음비에서 그리고 채널이 급속히 변할 때 종래의 비터비 처리와 비교하여 각 상태에 대한 채널 평가를 일체화시키는 것은 향상된다. 초기의 불확실한 채널 평가 또는 데이타 결정의 존재하에서 다수의 채널 평가를 유지하는 것은 상기 인용된 미국 특허출원 Serial No. 07/542,258호에 설명되어 있다. 다수의 채널 평가의 사용은 블라인드 평활화의 콘텍스트에서 특히 성공적이었으며 마찬가지로 페이드에 대해 강한 것으로 알려질 것이다.

시간(k)과 상태(m)에 대한 채널 평가가 식(12)에서와 같이 ℓ≤k-1인 h_k,m(ℓ)로 정의할 때, 다수의 채널 갱신 알고리즘은 다음과 같다.

1. 시간(k)에서 각 상태에 이르는 최상의 경로를 구한다.

2. 각 상태(m)에 대한 시간 k 에서의 채널 평가를 다음과 같이 갱신한다.

여기서 h_k-1,i(ℓ), ℓ = 0, 1은 상태(m)에 대한 최적의 선행 상태에서의 T-이격된 채널 평가이다. 양 e_k,m(ℓ), ℓ = 0, 1은 대응하는 에러 용어이며, 상기 변형된 비터비 알고리즘에 의해 수행된 메트릭 계산의 일부로서 사용 가능하다. 덜 복잡한 격자 알고리즘과 관련하여 논의된 것과 같이, 에러를 평가하는데 사용된 c_k은 i에 대한 그 선행 상태인 상태(m)에 의해서 결정된다.

[리키 예측기(leaky predictor)를 사용한 채널 갱신]

상기 예시적으로 간략화한 격자 알고리즘에 의해 사용된 시간(k)에서의 에러용어는 시간(k-1)에서 사용 가능한 채널 평가를 사용한다. 본 발명의 다른 일면에 따라, 간단한 예측기를 사용하여 시간(k)에서의 채널 파라메타를 예측한 다음, 예측된 채널 평가를 메트릭스를 계산하는데 사용할 수 있다.

예를들어, 만약 시간(k-1)에서 상태(i, i=0,1,2,3)에 대한 채널 평가가 h_{k-1, i}, 이라면, 이때 상태(i)로부터 전개되는 어떤 경로에 대한 시간(k)에서의 예측된 채널은 다음과 같다.

여기서 α는 1보다 작은 상수이다. IS-54 문서에 포함되어 있는 이동 전화기 시스템과 같은 응용에 있어서, 약 0.95 값은 광범위한 차량 속도에 대해 강한 것으로 알려지고 있다. 리키 예측기는 고속의 차량에서 발생하는 에러 플로어(the error floor)를 낮추는데 중요한 것으로 알려지고 있다. 다음에 채널 벡터 h_{k, i} ^pred는 h_k-1,i(7)에 식(25)을 대입한다. 이 절에서 설명되고 식(26)에서 정의된 간단한 예측기는 단지 예시적이라는 것을 알아야 한다. 관련된 기술 분야에 공지된 보다 복잡한 것들을 포함하는 다른 특수한 예측기들은 본 발명의 독창적인 가르침을 특수하게 응용하는데 유용할 것이다.

[전형적인 동작]

이 절은 본 발명의 예시적인 실시예의 전형적인 동작을 설명하고 이러한 동작의 결과를 종래 기술의 평활기/디코더와 비교할 것이다.

지연 간격은 IS-45 문서에서 두 선이 같은 크기인 제 1 과 제 2 선 간의 μsec 의 차이로서, 모두 제7도의 2선 모델의 간격을 일컫는다. 다음 논의는 기호 주기(T)의 용어로서 지연 간격을 일컫는다. 0으로부터 1 기초 간격 이상으로 변하는 지연 간격과 다양한 차량 속도의 영향은 종래의 비터비 디코딩과 비교하여 본 발명에 대해 양호하게 평가될 수 있다.

몇몇의 경우에, 상기 언급된 공지된 LMS 기법은 이와 같은 종래의 평활기의 채널 트랙킹을 위해 사용되며 또한 본 발명(즉, 초기에)의 예시적인 실시예에 따라 평활기의 동작과 관련된 몇가지 목적에 사용될 수 있다. 이러한 LMS 알고리즘을 사용하는데 있어서, 0.14의 단계 크기는 좋은 결과가 된다. 비터비 디코더로부터의 결정은 격자의 10 기호의 깊이에서 예시적으로 취해진다; 다른 기호 깊이는 특수한 환경에서 유리한 것으로 증명될 것이다.

순간적인 채널 평가는 채널 특성을 유도하는 데 요구되는 처리 때문에 실용적이지 못하다. 이러한 처리 지연 때문에, 유도된 채널 평가는, 통상적으로 현재의 기호 간격 이전에 한개 이상의 기호 간격과 같은 시간에 존재하는 것과 같이 채널에 대한 것이다. 저속 차량에서, 이러한 채널 평가의 지체는 IS-54 시스템과 같은 시스템에는 중요한 문제가 되지 않지만, 고속 차량(또는 급격한 채널 변화를 유발하는 다른 조건)에서의 영향은 중요할 수 있다.

만일 본 발명의 평활기와 비교하기 위해 종래의 비터비 평활기에서 완전한 채널 평가가 가정된다면, 5T (즉, 기호 주기의 5배)의 처리 지연의 영향은 단위 시간(mph)당 20 마일의 차량 속도에서는 비교적 작지만, 그 영향은 60mph에서 적정한 수준으로 증가한다. 더군다나, 만일 완전한 채널 평가 대신에 LMS 채널 트랙킹이 간주되고, 정확한 결정이 피드백된다면, 특히 고속 차량, 즉 60mph에서 보다 두드러지게 성능이 감소된다.

실제의 동작 모드에서, 결정 위주의 평활기는 채널 평가를 갱신하기 위해 반드시 그 자신의 결정을 사용하여야 한다. 이러한 갱신에 수반되는 지연은, 통상적으로 보다 신뢰성있는 비터비 평가가 가능케하는 보다 긴 지연과 물리적 채널을 급격히 변하게 하는 갱신에서의 보다 짧은 지연 사이의 절충이다.

한충 비교하기 위해, 개시를 위한 표준 LMS 알고리즘 및 채널 트랙킹을 사용하는 결정 위주의 비터비 평활기의 성능은 20mph의 차량 속도에서 2 내지 4 기호의 처리(갱신) 지연에 대한 최상의 에러 성능을 제공하는 것으로 나타날 수 있다. 그리하여 보다 낮은 처리 지연, 즉 1T로 인해, 페이딩이 존재하지 않을 때, 즉 페이딩 지연 간격이 0이 아닐 때를 제외하고 크게 축퇴하게 되는 결과가 된다. 유사하게 보다 큰 처리 지연 즉, 5T에 대한 성능은 보다 긴 지연과 함께 보다 큰 결정 깊이에도 불구하고 비교적 큰 축퇴를 나타낸다. 채널 부정합의 영향은 깨끗하다. 60mph에서, 바람직한 채널 갱신 지연은 약 2 기호 간격(2T)으로 나타낼 수 있다. 보다 짧은 지연은 채널 특성에 부수적인 신속한 변화로 인하여 고속 차량에 대해 매우 중요한 것으로 보일 수 있다.

상기 한-채널의 표준 비터비 평활기와 본 발명의 한면에 따른 예시적인 다수-서브 채널 평활기를 비교함으로서 다양한 환경, 특히 고속 차량예서 또는 물리적 채널이 급격히 변하는 다른 조건하에서 후자에 의해 성능이 향상하는 것을 보여준다. 더군다나, 본 발명의 채널 적응 알고리즘을 사용함으로서, 특히 급격한 페이딩의 조건하에서 중요한 향상된 채널 평가를 달성하는 것이 가능하다. 달성될 장점은 사용된 서브 채널의 수와 함께 특수한 환경에 따라 변할 수 있지만. 상기 가르침으로부터 알 수 있는 것과 같이, 예시적인 4 서브 채널의 수가 실행시 약간 복잡하지만 효율적인 것으로 증명되고 있다.

또한 채널 트랙킹에 본 발명의 상술된 리키 예측기 특성을 사용하여 성능이 향상된다. 상기 간단한 제 1 순서 예측 해결책은 에러율을 감소시킬 뿐만이 아니라, 급속한 페이딩으로부터 복구하기 위한 평활기의 능력을 향상시킬 수 있다. 식(26)에서 계수 알파 0.9에서 0.97 혹은 그 이상에 대한 값은 특수한 환경에서 효과적인 것으로 증명된다. 알파에 대한 이와 같은 것중 특별한 것 및 다른 값이 수신된 신호, 채널 특성과 처리 지연의 개별적 환경하에서 유리할 수 있지만. 0.95의 값은 범용 목적으로 선택하기에 좋은 것으로 증명된다.

시간 간격, 즉 T 초 간격으로서 동작이 설명되었지만, 이러한 간격은 단지 상대 주기 또는 이와 유사한 처리 성분 요소로서만 의도되었다. 그리하여, 만약 데이타 전송 또는 다른 비실시간 전송이 본 발명의 가르침에 따른 디코딩 및 평활의 대상이라면, 이때 관련된 처리는 편의상 또는 콘텍스트의 필수 조건에 적합하게 다른 비율 또는 다른 간격으로 수행될 수 있다.

한 개 이상의 수학식을 특징으로 하는 처리 동작에 의해 상기와 같이 부분적으로 설명되었지만, 기술분야에 숙달된 사람들에게 공지된 바와 같이, AT&T DSP 16A 고정 소수점 신호 처리기와 같은 프로그램 제어 장치 또는 이와 유사한 특수 목적의 처리중 하나에 의해서 실제로 실행될 수 있다는 것을 알아야 한다.

Claims (13)

1. 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법에 있어서, 통신 채널로부터 상기 통신 채널에 심볼 주기(symbol interval) T로 공급된 심볼 시퀀스(c_k), 여기서 k=1,2,3‥‥ 임, 를 나타내는 시간에 따라 변하는 신호 r(t)를 수신하는 단계와, 상기 신호r(t)를 속도 R/T로, 여기서 R≥2임, k번째 심볼의 주기 T 동안 샘플링하여, R 샘플 집합 rk(1), 여기서 1=1,2,‥‥R임, 를 생성하는 샘플링 단계와, (M+l)개의 심볼 시퀀스의 후보 집합 C_k-M, C_k-(M-1)‥‥C_k-1, C_k각각에 대해, 상기 채널의 출력의 부분적인 계산치를 나타내는 R 값의 집합 s_k(1), 여기서 1=1,2‥‥‥R 임, 를 발생하는 단계와, 상기 후보 시퀀스들 각각에 대해, r_k(1) 및 s_k(1), 여기서 1=1,2, .R, 간의 차를 나타내는 에러 신호를 형성하고, 상기 에러 신호에 대한 최저치를 산출하는 후보 시퀀스를 상기 통신 채널에 공급된 심볼의 시퀀스로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 r(t)는 시간에 따라 변하는 다중 경로 통신 채널로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
3. 제1항에 있어서, 상기 선택 단계는 상기 에러 신호에 대해 최저치를 산출하는 시퀀스로부터 심볼 c_k를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법 .
4. 제1항에 있어서, 상기 에러 신호 형성 단계는, 1의 값의 각각에 대해, 상기 r_k(1) 및 s_k(1) 간의 각각의 차를 제곱하고 상기 제곱된 차를 합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 s_k(1)은 채널 임펄스 응답 계산의 샘플과 상기 시퀀스 c_k의 콘벌루션을 근거로 하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
6. 제5항에 있어서, 상기 콘벌루션은인 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
7. 제1항에 있어서, 상기 R 값의 집합 s_k(1)을 발생하는 단계는 상기 채널 특성의 각 부분적인 계산을 근거로 상기 출력의 상기 부분적인 계산의 각각을 정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
8. 제7항에 있어서, 상기 채널 특성의 상기 부분 계산을 상기 에러 신호에 따라 갱신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
9. 제7항에 있어서, 상기 r_k(1)의 각각과 상기 채널 출력의 노이즈 없는 계산간의 차를 나타내는 신호에 응답하여 상기 채널 특성의 상기 부분 계산을 갱신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
10. 제9항에 있어서, 상기 노이즈 없는 채널 출력의 계산은 실제 심볼 전송에 관한 임시 결정에 따라 발생되는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
11. 제7항에 있어서, 상기 각 채널 특성의 상기 부분적인 계산의 각각을, 상기 채널의 상기 특성의 각 특성의 현재 계산을 근거로 한 예측을 나타내는 신호에 따라, 갱신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
12. 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법에 있어서, 통신 채널로부터 상기 통신 채널에 심볼 주기 T로 공급되는, 심볼 시퀀스 c_k, 여기서 k=1,2,3, 임, 를 나타내는 시간에 따라 변하는 신호 r(t)를 수신하는 단계와, 상기 신호 r(t)를 속도 R/T로, 여기서 R>1 임, k번째 심볼의 주기 T 동안, R 시퀀스의 집합 r_k(1), 여기서 1=1,2,...R 임, 를 생성하는 샘플링 단계와, 상기 채널 출력의 부분적인 계산치를 각각 나타내는 R 값의 집합 s_k(1), 여기서 1=1,2,...R 임, 을 생성하는 단계와, 상기 후보 시퀀스 각각에 대해, 상기 r_k(1)와 s_k(1), 여기서 1=1,2,....R, 각각의 차를 나타내는 에러 신호를 형성하고, 상기 에러 신호에 대한 최저치를 산출하는 후보 시퀀스를 상기 통신 채널에 공급된 심볼의 시퀀스로서 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.
13. 제1항에 있어서, 상기 R개의 샘플 각각을 속도 1/T로 선택하여, 상기 통신 채널의 R 서브 채널을 나타내는 R 시퀀스 집합을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시간에 따라 변하는 신호의 디코딩 방법.