JP3260870B2 - ディジタル通信チャネルの等化と復号 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】本発明は通信チャネルの汚損の軽減、特に
ディジタル通信回線の等化に関する。
ディジタル通信回線の等化に関する。
【０００２】
【背景技術】通信回線を通してのディジタル情報の伝送
については広く研究が進んでいる。これについてはエー
・ジェイ・ビタビ（A. J. Viterbi)及びジェイ・ケイ・
オムラ（J. K. Omura)の“ディジタル通信と符号化の原
理”１９７９年マグローヒル社ニューヨーク市刊を参照
されたい。ディジタル通信の速度と正確さを改善するた
めに開発された多くの手法の中には、多くの回線中に存
在する歪みを補修するために利用されるものもある。こ
のような手法の内の重要なものは遅延歪みとシンボル間
干渉の等化に用いる手法である。
については広く研究が進んでいる。これについてはエー
・ジェイ・ビタビ（A. J. Viterbi)及びジェイ・ケイ・
オムラ（J. K. Omura)の“ディジタル通信と符号化の原
理”１９７９年マグローヒル社ニューヨーク市刊を参照
されたい。ディジタル通信の速度と正確さを改善するた
めに開発された多くの手法の中には、多くの回線中に存
在する歪みを補修するために利用されるものもある。こ
のような手法の内の重要なものは遅延歪みとシンボル間
干渉の等化に用いる手法である。
【０００３】比較的一定した通信回線で環境その他の条
件の変化によって生ずる伝送回線の伝送特性に生じた変
化に適応するためには種々の手法が長年にわたって利用
されている。これについては J. G.プローキスの“ディ
ジタル通信”（１９８９年マグローヒル社ニューヨーク
市刊）、S. U. H.クレシの“適応等化”（ＩＥＥＥプロ
シーディングス第７３巻頁１３４９−１３８７ １９８
５年９月号）を参照されたい。このような手法の内の重
要な種類のものでは、初期の学習期間のあとで、回線の
ゆるやかな変化に追尾する適応論理を持った判定帰還等
化器のような非線形等化器を利用している。このモード
では復号器の出力は高い確率で正しいと仮定している。
これらの出力信号にもとずく誤差信号が等化器の係数の
更新に利用される。判定フィードバック手法については
例えばＡ．デュエル−ヘルマン、Ｃ．ヒーガードのＩＥ
ＥＥトランサクション・オン・コミュニケーション誌
（ＣＯＭ−３７巻１９８９年５月）の「遅延判定帰還シ
ーケンス推定」（第４２８頁乃至第４３６頁）と題する
論文を参照されたい。
件の変化によって生ずる伝送回線の伝送特性に生じた変
化に適応するためには種々の手法が長年にわたって利用
されている。これについては J. G.プローキスの“ディ
ジタル通信”（１９８９年マグローヒル社ニューヨーク
市刊）、S. U. H.クレシの“適応等化”（ＩＥＥＥプロ
シーディングス第７３巻頁１３４９−１３８７ １９８
５年９月号）を参照されたい。このような手法の内の重
要な種類のものでは、初期の学習期間のあとで、回線の
ゆるやかな変化に追尾する適応論理を持った判定帰還等
化器のような非線形等化器を利用している。このモード
では復号器の出力は高い確率で正しいと仮定している。
これらの出力信号にもとずく誤差信号が等化器の係数の
更新に利用される。判定フィードバック手法については
例えばＡ．デュエル−ヘルマン、Ｃ．ヒーガードのＩＥ
ＥＥトランサクション・オン・コミュニケーション誌
（ＣＯＭ−３７巻１９８９年５月）の「遅延判定帰還シ
ーケンス推定」（第４２８頁乃至第４３６頁）と題する
論文を参照されたい。
【０００４】最近になってデータ通信に利用される等化
器の係数を調整するのに遅延−判定（ビタビ的）復号器
に中間（最終でない）判定が利用されるようになってき
た。このような等化器には、初期トレーニングを行なわ
ないか、少ししか行なわない、いわゆるブラインド等化
器が含まれ、米国出願中のＮ．セーヤドリの米国特許出
願番号０７／５４２，４５８（１９９０年６月２２日出
願）に述べられている（この出願も本発明と同一の者に
譲渡されている。）。
器の係数を調整するのに遅延−判定（ビタビ的）復号器
に中間（最終でない）判定が利用されるようになってき
た。このような等化器には、初期トレーニングを行なわ
ないか、少ししか行なわない、いわゆるブラインド等化
器が含まれ、米国出願中のＮ．セーヤドリの米国特許出
願番号０７／５４２，４５８（１９９０年６月２２日出
願）に述べられている（この出願も本発明と同一の者に
譲渡されている。）。
【０００５】セルラ電話回線を含む多くの通信回線では
伝送特性は急速に変化し、そのためこのような回線を適
応的に等化することは極めて困難となる。ディジタルセ
リュラシステムは現在いくつかの国では実現されてお
り、米国においては新らしいディジタルセルラ通信シス
テムの標準化のための新らしい提案が行なわれている。
これについては電子工業会（ＥＩＡ）が１９８９年１２
月に発表した“セルラシステム”レポートＩＳ−５４を
参照されたい。以下においてはこれら“ＩＳ−５４標
準”と呼び、これに述べられたタイプのシステムは“Ｉ
Ｓ−５４システム”と呼ぶ。
伝送特性は急速に変化し、そのためこのような回線を適
応的に等化することは極めて困難となる。ディジタルセ
リュラシステムは現在いくつかの国では実現されてお
り、米国においては新らしいディジタルセルラ通信シス
テムの標準化のための新らしい提案が行なわれている。
これについては電子工業会（ＥＩＡ）が１９８９年１２
月に発表した“セルラシステム”レポートＩＳ−５４を
参照されたい。以下においてはこれら“ＩＳ−５４標
準”と呼び、これに述べられたタイプのシステムは“Ｉ
Ｓ−５４システム”と呼ぶ。
【０００６】ＩＳ−５４システムを利用したような移動
（セルラ）無線回線を等化するときには、特に移動車輛
の速度か早いときには、高速な等化が必要である。この
ような回線には典型的にレーレーフェージング、ドップ
ラ効果、遅延分散がある。従来の等化手法ではさのよう
に迅速に変化する回線条件の影響を軽減することはでき
ないことが分っている。
（セルラ）無線回線を等化するときには、特に移動車輛
の速度か早いときには、高速な等化が必要である。この
ような回線には典型的にレーレーフェージング、ドップ
ラ効果、遅延分散がある。従来の等化手法ではさのよう
に迅速に変化する回線条件の影響を軽減することはでき
ないことが分っている。
【０００７】従来技術の適応ビタビアルゴリズムは回線
のインパルス応答の推定値を更新するのに送信されたデ
ータの全体としての最良の推定値を利用しており、この
ような推定値を発生するのに使用される処理は必然的に
複雑であり、遅延を生ずる。急速に変化する回線環境で
は、このようにして得られた回線の推定値は現在処理さ
れているシンボルについてはもはや充分に正しいとは言
えない。
のインパルス応答の推定値を更新するのに送信されたデ
ータの全体としての最良の推定値を利用しており、この
ような推定値を発生するのに使用される処理は必然的に
複雑であり、遅延を生ずる。急速に変化する回線環境で
は、このようにして得られた回線の推定値は現在処理さ
れているシンボルについてはもはや充分に正しいとは言
えない。
【０００８】本発明は従来技術の制限を防止し、このよ
うな高速変化特性を含むディジタルセルラ通信回線やそ
の他の回線を迅速に適応等化できるような技術的進歩を
提供する。
うな高速変化特性を含むディジタルセルラ通信回線やそ
の他の回線を迅速に適応等化できるような技術的進歩を
提供する。
【０００９】
【発明の要約】１／Ｔの速度で生ずる情報シンボルを送
信機でシーケンス（例えば、シーケンス当り１３０シン
ボルを有する。）にグループ化して通信回線に送信し、
受信機で後に等化／復号することが便利であることが分
っている。情報シーケンスを伝送回線に整合させるため
には変調技法が利用され、このような変調はその変調の
タイプに適合した復調によって受信機で取り除かれる。
この結果生ずるベースバンド信号は回線および他の過程
の効果によって生ずる歪みにもかかわらず、送信された
シーケンスを表わすベースバンド信号を生ずる。
信機でシーケンス（例えば、シーケンス当り１３０シン
ボルを有する。）にグループ化して通信回線に送信し、
受信機で後に等化／復号することが便利であることが分
っている。情報シーケンスを伝送回線に整合させるため
には変調技法が利用され、このような変調はその変調の
タイプに適合した復調によって受信機で取り除かれる。
この結果生ずるベースバンド信号は回線および他の過程
の効果によって生ずる歪みにもかかわらず、送信された
シーケンスを表わすベースバンド信号を生ずる。
【００１０】フェージングのあるセルラ通信回線がスペ
クトル上の零点を持つこともあって、本発明の図示の実
施例は回線の等化のために判定指向手法を利用してい
る。特に本発明の図示の実施例では復号・等化操作を実
行するために周知のビタビ（Viterbi)復号アルゴリズム
を使用するのに関連した修正トレリス構造を使用する。
クトル上の零点を持つこともあって、本発明の図示の実
施例は回線の等化のために判定指向手法を利用してい
る。特に本発明の図示の実施例では復号・等化操作を実
行するために周知のビタビ（Viterbi)復号アルゴリズム
を使用するのに関連した修正トレリス構造を使用する。
【００１１】しかしながら、等化と復号の目的において
は、本発明の特徴に従えば、受信されたベースバンド信
号は送信されたシンボル繰返し周波数１／Ｔの整数倍Ｒ
に等しい周波数で有利にサンプルされる。結果として得
られたサンプルされたシーケンスは次に時間的にまとめ
られ、各々が１／Ｔのサンプリング周波数をもつＲ個の
サブシーケンスを生ずる。第１のサブシーケンスは元の
サンプルされたシーケンスからのサンプル１、Ｒ＋１、
２Ｒ＋１・・・を含み、第２のシーケンスは元のサンプ
ルされたシーケンスからのサンプル２、Ｒ＋２、２Ｒ＋
２・・・を含み、以下同様になっている。
は、本発明の特徴に従えば、受信されたベースバンド信
号は送信されたシンボル繰返し周波数１／Ｔの整数倍Ｒ
に等しい周波数で有利にサンプルされる。結果として得
られたサンプルされたシーケンスは次に時間的にまとめ
られ、各々が１／Ｔのサンプリング周波数をもつＲ個の
サブシーケンスを生ずる。第１のサブシーケンスは元の
サンプルされたシーケンスからのサンプル１、Ｒ＋１、
２Ｒ＋１・・・を含み、第２のシーケンスは元のサンプ
ルされたシーケンスからのサンプル２、Ｒ＋２、２Ｒ＋
２・・・を含み、以下同様になっている。
【００１２】本発明のひとつの特徴に従えば、Ｒ個のサ
ンプルされたシーケンスの各々は現在のシンボルの通過
の結果と各々がそれぞれの推定された回線特性を持つ対
応するサブチャネルを通る予め定められた数の過去のシ
ンボルを表わす局部的に発生された信号と有利に比較さ
れる。従って、シンボルと実際に送信されたシーケンス
に関する中間および最終の判定は、比較によって得られ
る組合わされた誤差値に基づいて行なわれる。
ンプルされたシーケンスの各々は現在のシンボルの通過
の結果と各々がそれぞれの推定された回線特性を持つ対
応するサブチャネルを通る予め定められた数の過去のシ
ンボルを表わす局部的に発生された信号と有利に比較さ
れる。従って、シンボルと実際に送信されたシーケンス
に関する中間および最終の判定は、比較によって得られ
る組合わされた誤差値に基づいて行なわれる。
【００１３】本発明の他の特徴に従えば、急速に変化す
るチャネル特性の影響が軽減される。典型的な実施例に
おいては、本発明は典型的に伝送されたデータシーケン
スの状態数に等しいひとつ以上の局部的に最良の推定値
に基づく“ゼロ遅延”更新アルゴリズムを用いたチャネ
ルインパルス応答追尾アルゴリズムを有利に利用する。
各々の局地的推定値は、典型的には修正ビタビアルゴリ
ズムで使用するＲ個のサブチャネル推定値を形成する。
ゼロ遅延更新は各々のシンボル間隔についてのこれらの
局部的に最良なデータシーケンスの推定値に基づく。
るチャネル特性の影響が軽減される。典型的な実施例に
おいては、本発明は典型的に伝送されたデータシーケン
スの状態数に等しいひとつ以上の局部的に最良の推定値
に基づく“ゼロ遅延”更新アルゴリズムを用いたチャネ
ルインパルス応答追尾アルゴリズムを有利に利用する。
各々の局地的推定値は、典型的には修正ビタビアルゴリ
ズムで使用するＲ個のサブチャネル推定値を形成する。
ゼロ遅延更新は各々のシンボル間隔についてのこれらの
局部的に最良なデータシーケンスの推定値に基づく。
【００１４】本発明の他の実施例において有利なのは、
回線特性を推定するいわゆるリーキーチャネル予測器が
有用であり、これによって特にセルラシステムのような
高速の場合の誤り特性が改善される。
回線特性を推定するいわゆるリーキーチャネル予測器が
有用であり、これによって特にセルラシステムのような
高速の場合の誤り特性が改善される。
【００１５】本発明のこれらの特徴は移動通信システム
のスペースダイバシティ受信局の例について完全に説明
される。複数の受信アンテナを使用し、受信局は上に要
約したサブチャネルとゼロ遅延更新手法を有利に利用し
て、急速に変化する深いフェージングを持つ信号の場合
ですら受信性能を改善することができる。本発明のこの
ような特徴は図面を参照した以下の詳細な説明により完
全に理解される。
のスペースダイバシティ受信局の例について完全に説明
される。複数の受信アンテナを使用し、受信局は上に要
約したサブチャネルとゼロ遅延更新手法を有利に利用し
て、急速に変化する深いフェージングを持つ信号の場合
ですら受信性能を改善することができる。本発明のこの
ような特徴は図面を参照した以下の詳細な説明により完
全に理解される。
【００１６】
【詳細な記述】背景ならびに関連情報の不必要な繰返し
を避けるために、１９８９年８月１８日出願の米国特許
出願第０７／３９５，９３０号および１９９０年７月２
２日出願の米国特許出願第０７／５４２，４５８号を本
明細書の参照文献とする。セルラ通信システムに関連す
るこれ以外の背景情報としては上述したＥＩＡ ＩＳ−
５４の標準文書がある。
を避けるために、１９８９年８月１８日出願の米国特許
出願第０７／３９５，９３０号および１９９０年７月２
２日出願の米国特許出願第０７／５４２，４５８号を本
明細書の参照文献とする。セルラ通信システムに関連す
るこれ以外の背景情報としては上述したＥＩＡ ＩＳ−
５４の標準文書がある。
【００１７】本出願の大部分はアルゴリズムとプロセス
によって説明するが、このようなプロセスとアルゴリズ
ムをするには、典型的な実施例では、移動あるいは基地
局システムでは、ストアドプログラム制御による特殊も
しくは汎用のプロセッサを用いて実装するのが有利なこ
とは当業者には理解されるであろう。本発明の手法を実
装するのに有用な汎用プロセッサの代表的なものは、Ａ
Ｔ＆Ｔ ＤＳＰ−１６ファミリーのディジタル信号プロ
セッサである。
によって説明するが、このようなプロセスとアルゴリズ
ムをするには、典型的な実施例では、移動あるいは基地
局システムでは、ストアドプログラム制御による特殊も
しくは汎用のプロセッサを用いて実装するのが有利なこ
とは当業者には理解されるであろう。本発明の手法を実
装するのに有用な汎用プロセッサの代表的なものは、Ａ
Ｔ＆Ｔ ＤＳＰ−１６ファミリーのディジタル信号プロ
セッサである。
【００１８】以下に記述する機能の特徴はまたメモリ、
比較器、ＡＤ、ＤＡ変換機のような標準の目的別ディジ
タル回路を使って実装することもできる。ＩＳ−５４の
文書に記述されたシステムは本発明の応用の典型的なも
のとして使用される。
比較器、ＡＤ、ＤＡ変換機のような標準の目的別ディジ
タル回路を使って実装することもできる。ＩＳ−５４の
文書に記述されたシステムは本発明の応用の典型的なも
のとして使用される。
【００１９】全体の通信システム 図１は本発明を用いたシステム全体のブロック図であ
る。図にはＩＳ−５４システムが音声あるいはデータ源
であるとして、情報源１０を図示している。典型的には
音声サンプルが情報源１０でサンプルされて２進あるい
はその他の形式のディジタル符号化されたデータシーケ
ンスを生ずる。信号源シーケンス信号を回線３０に整合
させる機能を含む他の標準的処理を符号器／変調器２０
で表現している。チャネル３０は図の例ではディジタル
セルラ通信システムに見られるマルチパルスのフェジン
グ性のチャネルである。
る。図にはＩＳ−５４システムが音声あるいはデータ源
であるとして、情報源１０を図示している。典型的には
音声サンプルが情報源１０でサンプルされて２進あるい
はその他の形式のディジタル符号化されたデータシーケ
ンスを生ずる。信号源シーケンス信号を回線３０に整合
させる機能を含む他の標準的処理を符号器／変調器２０
で表現している。チャネル３０は図の例ではディジタル
セルラ通信システムに見られるマルチパルスのフェジン
グ性のチャネルである。
【００２０】以下に詳述するように、チャネル３０から
受信された信号は図１で復調ブロック４０によって表わ
されるサンプル情報を生ずる受信器要素によってまず処
理される。等化器／復号器５０はさらに受信されて復号
された情報を処理してチャネル３０に実際に送信された
シンボルの推定値を形成する。等化器／復号器５０は以
下に詳述する。最後に、シンボル推定値は情報利用素子
６０に与えられるが、これは図の例では元の信号源信号
がアナログ音声信号であるときにはディジタル・アナロ
グ変換プロセスを含む。
受信された信号は図１で復調ブロック４０によって表わ
されるサンプル情報を生ずる受信器要素によってまず処
理される。等化器／復号器５０はさらに受信されて復号
された情報を処理してチャネル３０に実際に送信された
シンボルの推定値を形成する。等化器／復号器５０は以
下に詳述する。最後に、シンボル推定値は情報利用素子
６０に与えられるが、これは図の例では元の信号源信号
がアナログ音声信号であるときにはディジタル・アナロ
グ変換プロセスを含む。
【００２１】図１のシステムは図２の２００のようなチ
ャネルフレームに送信されるべき情報をグループ化する
のが有利である。図にはＩＳ−５４標準によるチャネル
フレームフォーマットを示し、各チャネルフレームには
６個のタイムスロットがある。ＩＳ−５４標準に従え
ば、各フレームは４０ミリ秒（msec) の時間を持ち、各
フレームでは９７２の差動直角位相シフトキーング（Ｑ
ＰＳＫ）信号が伝送される。
ャネルフレームに送信されるべき情報をグループ化する
のが有利である。図にはＩＳ−５４標準によるチャネル
フレームフォーマットを示し、各チャネルフレームには
６個のタイムスロットがある。ＩＳ−５４標準に従え
ば、各フレームは４０ミリ秒（msec) の時間を持ち、各
フレームでは９７２の差動直角位相シフトキーング（Ｑ
ＰＳＫ）信号が伝送される。
【００２２】図示のシステムの各々の入力音声信号は６
個のタイムスロット（１と４、２と５、３と６）の内の
２個を占有する。図１の符号器／変調器２０に含まれる
音声符号器は、ブロックエンコーダとしておくのが有利
である。これでは連続した２０ミリ秒の期間に生ずる音
声信号をディジタル化し、誤り制御ビットを発生して付
加した後で、典型的には２０ミリ秒の入力時間の音声を
表現する全部で２６０ビットを生ずる。これらの２６０
ビットは次に図１のチャネル３０を、図２のフレーム２
００のタイムスロット３のようなタイムスロットのひと
つを通して伝送される。
個のタイムスロット（１と４、２と５、３と６）の内の
２個を占有する。図１の符号器／変調器２０に含まれる
音声符号器は、ブロックエンコーダとしておくのが有利
である。これでは連続した２０ミリ秒の期間に生ずる音
声信号をディジタル化し、誤り制御ビットを発生して付
加した後で、典型的には２０ミリ秒の入力時間の音声を
表現する全部で２６０ビットを生ずる。これらの２６０
ビットは次に図１のチャネル３０を、図２のフレーム２
００のタイムスロット３のようなタイムスロットのひと
つを通して伝送される。
【００２３】これらの時分割多重スロットの各々は６．
６６ミリ秒の幅を持ち、移動局−基地局の通信の場合に
は、図２の２１０に詳細に示すようなフィールドを有す
る。図２の拡張されたタイムスロット２２０で示すよう
に基地局から移動局への通信の場合にはやや異ったシン
ボルのパターンが使用される。これらのシンボルフィー
ルドには同期、トレーニングおよび制御に使用される情
報を含む。詳しくは、タイムスロット２１０、２２０に
示すフィールドのラベルは次のような意味を持つ。 Ｇ −ガード時間 Ｒ −ランプ時間 ＳＡＣＣＨ−低速の関連制御チャネル ＳＹＮＣ −同期およびトレーニングワード ＤＡＴＡ −ユーザ情報あるいはＦＡＣＣＨ ＣＤＶＣＣ−符号化されたディジタル認証カラーコード ＲＳＶＤ −予備
６６ミリ秒の幅を持ち、移動局−基地局の通信の場合に
は、図２の２１０に詳細に示すようなフィールドを有す
る。図２の拡張されたタイムスロット２２０で示すよう
に基地局から移動局への通信の場合にはやや異ったシン
ボルのパターンが使用される。これらのシンボルフィー
ルドには同期、トレーニングおよび制御に使用される情
報を含む。詳しくは、タイムスロット２１０、２２０に
示すフィールドのラベルは次のような意味を持つ。 Ｇ −ガード時間 Ｒ −ランプ時間 ＳＡＣＣＨ−低速の関連制御チャネル ＳＹＮＣ −同期およびトレーニングワード ＤＡＴＡ −ユーザ情報あるいはＦＡＣＣＨ ＣＤＶＣＣ−符号化されたディジタル認証カラーコード ＲＳＶＤ −予備
【００２４】ディジタル変調方式 アメリカのディジタルセルラシステムＩＳ−５４システ
ムで選定されているディジタル変調法はπ／４シフトＤ
ＱＰＳＫあるいは省略してπ／４−ＤＱＰＳＫ（π／４
−４ＤＰＳＫ）として知られている、差動コヒーレント
検波形の差動４相位相シフトキーング方式の改良版を利
用している。シンボルと次のシンボルはπ／４ラジアン
だけ回転される。これを表現する他の方法は図３に示す
ように８相ＰＳＫ（８ＰＳＫ）の信号点配置から偶シン
ボルの間は●印の４ＰＳＫの信号配置を選択し、奇シン
ボルの間は■印の残りの４ＰＳＫの信号配置を選択する
方法がある。このようにすることによって、特に原点か
らの信号の変化を避けることによって、ある程度一定の
包絡線が形成される。図示の変調方式では表１に示すグ
レイコードによる位相配置を使用する。雑音によって生
ずる確率の高い誤りは隣接した位相の間で生じやすいか
ら、大部分のシンボル誤りでは１ビットの誤りしか生じ
ない。情報は差動符号化しておくのが有利である。これ
によって、シンボルは絶対位相ではなく位相変化によっ
て伝送される。差動符号器を用いるブロック図は図４に
示している。
ムで選定されているディジタル変調法はπ／４シフトＤ
ＱＰＳＫあるいは省略してπ／４−ＤＱＰＳＫ（π／４
−４ＤＰＳＫ）として知られている、差動コヒーレント
検波形の差動４相位相シフトキーング方式の改良版を利
用している。シンボルと次のシンボルはπ／４ラジアン
だけ回転される。これを表現する他の方法は図３に示す
ように８相ＰＳＫ（８ＰＳＫ）の信号点配置から偶シン
ボルの間は●印の４ＰＳＫの信号配置を選択し、奇シン
ボルの間は■印の残りの４ＰＳＫの信号配置を選択する
方法がある。このようにすることによって、特に原点か
らの信号の変化を避けることによって、ある程度一定の
包絡線が形成される。図示の変調方式では表１に示すグ
レイコードによる位相配置を使用する。雑音によって生
ずる確率の高い誤りは隣接した位相の間で生じやすいか
ら、大部分のシンボル誤りでは１ビットの誤りしか生じ
ない。情報は差動符号化しておくのが有利である。これ
によって、シンボルは絶対位相ではなく位相変化によっ
て伝送される。差動符号器を用いるブロック図は図４に
示している。
【００２５】変調器に入る２進データ源Ｂk は直並列変
換器４１０によって２個の２進の流れ（Ｘk ）、
（Ｙk ）に変換される。ビットの流れＢk の第１ビット
であるビット１からはじまって、すべての奇数番のビッ
トは流れＸk を形成しすべての偶数番のビットは流れＹ
k を形成する。ディジタルデータの系列（Ｘk ）と（Ｙ
k ）は差動位相コーダ４２０によって次式に従って（Ｉ
k ）と（Ｑk ）に符号化される。
換器４１０によって２個の２進の流れ（Ｘk ）、
（Ｙk ）に変換される。ビットの流れＢk の第１ビット
であるビット１からはじまって、すべての奇数番のビッ
トは流れＸk を形成しすべての偶数番のビットは流れＹ
k を形成する。ディジタルデータの系列（Ｘk ）と（Ｙ
k ）は差動位相コーダ４２０によって次式に従って（Ｉ
k ）と（Ｑk ）に符号化される。
【００２６】
【数２】 ここでＩk-1 、Ｑk-1 は前のパルス時点の振幅である。
位相変化ΔΦk は次のグレイコード表に従って決定され
る。
位相変化ΔΦk は次のグレイコード表に従って決定され
る。
【００２７】
【外１】 差動位相符号器のブロックの出力におけるＩk とＱk は
０、±１、±１／√２の値をとることができ、図３の８
点の信号配置を形成する。インパルスＩk 、Ｑkは図５
に示すＩとＱのベースバンドフィルタ５１０、５２０の
入力に与えられる。図示のシステムで使用されるベース
バンドフィルタはＩＳ−５４の文書に完全に示したよう
な典型的な線形位相と、ロールオフ係数０．３５の平方
根レイズドコサイン周波数応答を有する。
０、±１、±１／√２の値をとることができ、図３の８
点の信号配置を形成する。インパルスＩk 、Ｑkは図５
に示すＩとＱのベースバンドフィルタ５１０、５２０の
入力に与えられる。図示のシステムで使用されるベース
バンドフィルタはＩＳ−５４の文書に完全に示したよう
な典型的な線形位相と、ロールオフ係数０．３５の平方
根レイズドコサイン周波数応答を有する。
【００２８】図５は図１の符号器／変調器２０に含まれ
ている変調器の典型的な実装を示している。フィルタ５
１０および５２０によるフィルタ操作のあと、入力は乗
算器５３０、５６０を通して信号源５４０と移相器５５
０によって与えられてから、加算器５７０で組合わされ
てＳ(t) を生ずる。結果として得られる送信信号は次式
で与えられる。
ている変調器の典型的な実装を示している。フィルタ５
１０および５２０によるフィルタ操作のあと、入力は乗
算器５３０、５６０を通して信号源５４０と移相器５５
０によって与えられてから、加算器５７０で組合わされ
てＳ(t) を生ずる。結果として得られる送信信号は次式
で与えられる。
【００２９】
【数３】 ここでｇ(t) はパルス成形関数、ωc はラジアンで表わ
した搬送周波数、Ｔはシンボル周期、Φn はシンボル時
間番号ｎに対応する絶対位相である。差動符号化から生
ずるΦn はΦn ＝Φn-1 ＋ΔΦn である。複素シンボル
を用いて、ｃn ＝cos φn ＋Ｊsin Φn である。すなわ
ちｎが偶数ではｃn はＱＰＳＫの信号配置で描かれ（図
３で●印）、奇数では、これは図３（■で印）のπ／４
移相したＱＰＳＫ信号配置である。ＩＳ−５４の文書は
ここに述べた変調方式の例についてのさらに詳しい情報
を示している。
した搬送周波数、Ｔはシンボル周期、Φn はシンボル時
間番号ｎに対応する絶対位相である。差動符号化から生
ずるΦn はΦn ＝Φn-1 ＋ΔΦn である。複素シンボル
を用いて、ｃn ＝cos φn ＋Ｊsin Φn である。すなわ
ちｎが偶数ではｃn はＱＰＳＫの信号配置で描かれ（図
３で●印）、奇数では、これは図３（■で印）のπ／４
移相したＱＰＳＫ信号配置である。ＩＳ−５４の文書は
ここに述べた変調方式の例についてのさらに詳しい情報
を示している。
【００３０】フェージングチャネルのモデル 本発明の解析と理解の便利のために図１の周波数選択性
のフェージングチャネルに標準的な２経路モデルを採用
するのが有効である。このモデルは図６により完全に示
されている。このモデルは一般に実際に生ずる広汎なチ
ャネルを表現するもので、本発明の応用に制限を与える
ものであると解釈すべきではない。このような２経路チ
ャネルモデルのインパルス応答は
のフェージングチャネルに標準的な２経路モデルを採用
するのが有効である。このモデルは図６により完全に示
されている。このモデルは一般に実際に生ずる広汎なチ
ャネルを表現するもので、本発明の応用に制限を与える
ものであると解釈すべきではない。このような２経路チ
ャネルモデルのインパルス応答は
【００３１】
【数４】 で与えられる。ここでａ(t) とｂ(t) は狭帯域ガウスプ
ロセスで、τは任意の固定遅延である。パラメータＡは
第２の経路の強さをしめす減衰係数である。説明の目的
でＡは１に設定する。狭帯域ガウスプロセスは独立の白
色ガウスプロセスにフィルタをかけることによって生ず
るプロセスと本質的に同一である。実際に観測される結
果と一致するように、フェージングは１シンボルの間は
一定であると仮定する。フェージングａ(t) とｂ(t) の
振幅は正規化レイレ−分布関数に従うものとし、この関
数は
ロセスで、τは任意の固定遅延である。パラメータＡは
第２の経路の強さをしめす減衰係数である。説明の目的
でＡは１に設定する。狭帯域ガウスプロセスは独立の白
色ガウスプロセスにフィルタをかけることによって生ず
るプロセスと本質的に同一である。実際に観測される結
果と一致するように、フェージングは１シンボルの間は
一定であると仮定する。フェージングａ(t) とｂ(t) の
振幅は正規化レイレ−分布関数に従うものとし、この関
数は
【００３２】
【数５】 によって与えられる。セリュラ通信システムで現われる
典型的なチャネルでは、レイレ−フェージングの位相は
（−π、π）の区間で均等に分布しており、各々の離散
フェージングプロセスの自己相関は
典型的なチャネルでは、レイレ−フェージングの位相は
（−π、π）の区間で均等に分布しており、各々の離散
フェージングプロセスの自己相関は
【００３３】
【数６】 を満足する。ここでｆg は
【００３４】
【数７】 によって与えられるドップラ周波数であり、τはメート
ル／秒で表わした車輛速度、λはメートルで表わした送
信波長である。
ル／秒で表わした車輛速度、λはメートルで表わした送
信波長である。
【００３５】ベースバンドチャネル 図１の復調器４０によるコヒーレント復調と受信フィル
タのあとの受信信号は
タのあとの受信信号は
【００３６】
【数８】 によって与えられる。ここでｃn ＝Ｉn ＋ｊＱn で、第
ｎシンボル時間の差動復調器出力である。ベースバンド
チャネルのインパルス応答ｈ(t) はコンボリューション
ｎシンボル時間の差動復調器出力である。ベースバンド
チャネルのインパルス応答ｈ(t) はコンボリューション
【００３７】
【数９】 によって与えられる。ここでｇ(t) は典型的には平方根
ナイキスト送信フィルタ、ｆ(t) は伝送媒体のベースバ
ンドのインパルス応答、ｑ(t) は受信フィルタのベース
バンドのインパルス応答である。雑音ｎ(t) は次式で与
えられる電力スペクトル密度を持つ加法性ガウス雑音で
ある。
ナイキスト送信フィルタ、ｆ(t) は伝送媒体のベースバ
ンドのインパルス応答、ｑ(t) は受信フィルタのベース
バンドのインパルス応答である。雑音ｎ(t) は次式で与
えられる電力スペクトル密度を持つ加法性ガウス雑音で
ある。
【００３８】
【数１０】 ここで、Ｑ(f) は受信フィルタの周波数応答である。図
１のシステムのベースバンド伝送チャネルの全体の表現
を図７に示す。
１のシステムのベースバンド伝送チャネルの全体の表現
を図７に示す。
【００３９】
【外２】
【００４０】
【数１１】 を最小化する対応する入力シーケンス｛ｂk ｝を発見す
ることである。適切な場合には、もちろんこれ以外の誤
り条件を用いても良い。式（１０）を直接解くかわり
に、式（１０）の数値による近似と見られる式を解くの
が便利であることが分っている。
ることである。適切な場合には、もちろんこれ以外の誤
り条件を用いても良い。式（１０）を直接解くかわり
に、式（１０）の数値による近似と見られる式を解くの
が便利であることが分っている。
【００４１】第１に、受信信号ｒ(t) はボー速度の整数
倍Ｒでサンプルされる。次にｉ番目のシンボル時間の間
のサンプルされた受信信号は
倍Ｒでサンプルされる。次にｉ番目のシンボル時間の間
のサンプルされた受信信号は
【００４２】
【数１２】 によって与えられる。ここで先と同様にＴはシンボル期
間である。
間である。
【００４３】図８はＲ個のシーケンスｒk (l) 、ｌ＝
０、１、・・・ 、Ｒ−１を発生する回路装置である。この
回路において、入力８００に現われる受信信号ｒ(t)
は、まず図の例では帯域幅Ｒ／２Ｔを有する帯域フィル
タ８０１に与えられて、余分な高周波成分を濾波する。
フィルタを通った信号は次にサンプラ８０２によって周
波数Ｒ／Ｔでサンプルされて、Ｒ個の追加のサンプラ８
０２l に分配される。これらの追加のサンプルの内の第
１のもの８０３o は各々のＴ秒の間にサンプラ８０２に
よって生じた最初のサンプル（第０番目）を選択する。
一方次のサンプラ８０３1 は各々のＴ秒の期間の間にサ
ンプラ８０２で生じた第２のサンプル（サンプル１と添
字が付く）を選択する。同様に、サンプラ８０３l の各
々はＴ秒の間隔の間にサンプラ８０３によって生ずる第
（ｌ−１）番目のサンプルを選択する。この処理によっ
て、式（１１）は各々がボー周波数１／Ｔでサンプルさ
れるＲ個のインタリーブされたサンプルの流れを特徴付
けるものとして解釈される。同様にチャネル応答は次式
で定義される、
０、１、・・・ 、Ｒ−１を発生する回路装置である。この
回路において、入力８００に現われる受信信号ｒ(t)
は、まず図の例では帯域幅Ｒ／２Ｔを有する帯域フィル
タ８０１に与えられて、余分な高周波成分を濾波する。
フィルタを通った信号は次にサンプラ８０２によって周
波数Ｒ／Ｔでサンプルされて、Ｒ個の追加のサンプラ８
０２l に分配される。これらの追加のサンプルの内の第
１のもの８０３o は各々のＴ秒の間にサンプラ８０２に
よって生じた最初のサンプル（第０番目）を選択する。
一方次のサンプラ８０３1 は各々のＴ秒の期間の間にサ
ンプラ８０２で生じた第２のサンプル（サンプル１と添
字が付く）を選択する。同様に、サンプラ８０３l の各
々はＴ秒の間隔の間にサンプラ８０３によって生ずる第
（ｌ−１）番目のサンプルを選択する。この処理によっ
て、式（１１）は各々がボー周波数１／Ｔでサンプルさ
れるＲ個のインタリーブされたサンプルの流れを特徴付
けるものとして解釈される。同様にチャネル応答は次式
で定義される、
【００４４】
【数１３】 従って、式（７）、（１１）、（１２）は次式を与え
る。
る。
【００４５】
【数１４】 従って、図７の全体のサンプルされたチャネルはＲ個の
サブチャネルと見ることができ、各サブチャネルのクロ
ックはその隣りとＴ／Ｒだけずれており、各サブチャネ
ルは１／Ｔのボー周波数で生ずるデータのシーケンスに
よって動作する。
サブチャネルと見ることができ、各サブチャネルのクロ
ックはその隣りとＴ／Ｒだけずれており、各サブチャネ
ルは１／Ｔのボー周波数で生ずるデータのシーケンスに
よって動作する。
【００４６】図９は上述した方法に従うＲ個のサブチャ
ネルを含む全体のチャネルを示している。各々の時点に
おいて、サブチャネルの入力はデータシンボルＣk であ
る。サブチャネルｌの出力はｒk (l) 、ｌ＝０、１、２
・・・（Ｒ−１）である。
ネルを含む全体のチャネルを示している。各々の時点に
おいて、サブチャネルの入力はデータシンボルＣk であ
る。サブチャネルｌの出力はｒk (l) 、ｌ＝０、１、２
・・・（Ｒ−１）である。
【００４７】図１０は本発明の以降の説明の助けとなる
２個のサブチャネルの場合の図９のチャネルの例を示
す。図１０の２個のサブチャネルの各々のＴ秒の間隔を
おいたインパルス応答は、図の例では３個のデータシン
ボルにまたがっている。すなわち現在のシンボルと２つ
前のシンボルである。従ってＴ秒の期間の前半に対応す
るサブチャネルについては、サンプルされたインパルス
応答は
２個のサブチャネルの場合の図９のチャネルの例を示
す。図１０の２個のサブチャネルの各々のＴ秒の間隔を
おいたインパルス応答は、図の例では３個のデータシン
ボルにまたがっている。すなわち現在のシンボルと２つ
前のシンボルである。従ってＴ秒の期間の前半に対応す
るサブチャネルについては、サンプルされたインパルス
応答は
【００４８】
【数１５】 となる。他のＴ間隔のサブチャネルのサンプルされたイ
ンパルス応答は（式（１４）によって特徴付けられるこ
とからＴ／２だけ時間がずれている）
ンパルス応答は（式（１４）によって特徴付けられるこ
とからＴ／２だけ時間がずれている）
【００４９】
【数１６】 となる。ｋ番目の時間幅における２つのサンプルされた
出力は図の例では雑音の存在しないとき
出力は図の例では雑音の存在しないとき
【００５０】
【数１７】
【外３】
【００５１】
【数１８】 である。
【００５２】
【外４】
【００５３】
【数１９】 で与えられる。各々の入力時間において、伝送されたデ
ータシンボルは４種の可能な値の内のひとつをとるか
ら、Ｔ秒の時間の各々について、４Ｍ状態のトレリスに
よってすべての可能なチャネル状態を記述でき、各状態
には４つの枝が入ったり出たりする。周知のビタビアル
ゴリズムの改良したものを用いることによって、本発明
のひとつの特徴によれば、式（１７）を最小化するデー
タシーケンスを見付けることができる。ＩＳ−５４シス
テムの例における受信信号の復号はもちろん、２つの隣
接した時間間隔におけるＣR はπ／４の位相ずれの存在
する２つの別々の信号配置から取られるという制約に従
うことになる。
ータシンボルは４種の可能な値の内のひとつをとるか
ら、Ｔ秒の時間の各々について、４Ｍ状態のトレリスに
よってすべての可能なチャネル状態を記述でき、各状態
には４つの枝が入ったり出たりする。周知のビタビアル
ゴリズムの改良したものを用いることによって、本発明
のひとつの特徴によれば、式（１７）を最小化するデー
タシーケンスを見付けることができる。ＩＳ−５４シス
テムの例における受信信号の復号はもちろん、２つの隣
接した時間間隔におけるＣR はπ／４の位相ずれの存在
する２つの別々の信号配置から取られるという制約に従
うことになる。
【００５４】図１１は２シンボルのメモリを持つＩＳ−
５４システムの例における完全な状態遷移図を示す。Ｍ
＝２であるから、各状態はシンボル対から成る。これに
ついてはＳ．ベネテット、Ｅ．Ｂ．ビグリエリ、Ｖ．カ
ステラニ著の“ディジタル伝送理論”イングルウッドク
リフのプランティスホール社刊の特に第７章に述べられ
ている。Ｍ＝２で可能なシンボルは４であるから、４2
＝１６状態が存在する。
５４システムの例における完全な状態遷移図を示す。Ｍ
＝２であるから、各状態はシンボル対から成る。これに
ついてはＳ．ベネテット、Ｅ．Ｂ．ビグリエリ、Ｖ．カ
ステラニ著の“ディジタル伝送理論”イングルウッドク
リフのプランティスホール社刊の特に第７章に述べられ
ている。Ｍ＝２で可能なシンボルは４であるから、４2
＝１６状態が存在する。
【００５５】
【外５】
【００５６】時刻ｋにおける状態ｃk ｃk-1 から時刻ｋ
＋１における状態ｃk+1 、ｃk への変化の間の２シンボ
ルのチャネルメモリの場合の例のｌ番目のサブチャネル
の出力は式（１７）に対応して与えられる。このような
変化の各々は式（１７）に示す形のコストあるいは誤り
尺度に関連している。
＋１における状態ｃk+1 、ｃk への変化の間の２シンボ
ルのチャネルメモリの場合の例のｌ番目のサブチャネル
の出力は式（１７）に対応して与えられる。このような
変化の各々は式（１７）に示す形のコストあるいは誤り
尺度に関連している。
【００５７】当業者には周知のように、実際の伝送では
最小の誤りに関連したコストすなわち尺度を持つトレリ
スを通る経路に対応するシンボルのシーケンスを選択す
るが有利である。これらの尺度を評価する場合の困難は
尺度を計算しなければならない経路の数が多いことによ
って生ずる複雑さと、チャネルのインパルス応答のサン
プルの推定値の精度と時間遅れである。
最小の誤りに関連したコストすなわち尺度を持つトレリ
スを通る経路に対応するシンボルのシーケンスを選択す
るが有利である。これらの尺度を評価する場合の困難は
尺度を計算しなければならない経路の数が多いことによ
って生ずる複雑さと、チャネルのインパルス応答のサン
プルの推定値の精度と時間遅れである。
【００５８】チャネル適応アルゴリズム 移動無線チャネルのように瞬間的に変化するチャネルに
対して使用する従来の等化器の大部分は送信機から送ら
れる既知のトレーニングシーケンスで初期値を決めるサ
ンプルされたインパルス応答係数ｈの推定値を使用す
る。これらの初期チャネル係数は次に前述したプロアス
キ他の１９８９年の本に述べられた正規化ＬＭＳアルゴ
リズムのような判定指向アルゴリズムを使用した進行形
のプロセスで典型的に更新される。
対して使用する従来の等化器の大部分は送信機から送ら
れる既知のトレーニングシーケンスで初期値を決めるサ
ンプルされたインパルス応答係数ｈの推定値を使用す
る。これらの初期チャネル係数は次に前述したプロアス
キ他の１９８９年の本に述べられた正規化ＬＭＳアルゴ
リズムのような判定指向アルゴリズムを使用した進行形
のプロセスで典型的に更新される。
【００５９】
【外６】
【００６０】実際には、ビタビ復号器はある遅延Ｄのあ
とで判定を発生する。すなわち、Ｃk に関する判定を行
なうときに、復号器はまた時刻（ｋ＋Ｄ）Ｔまでのデー
タシンボルの寄与分を考慮に入れる。一般に復号遅延Ｄ
が大きいほど復号器の判定の信頼性は高いことになる。
しかし非定常の環境ではこのような信頼性は保証されな
い。これはｌ番目のサブチャネルにおける誤差ｅi (l)
、ｉ＞ｋは時刻（ｋ−１）Ｔにおけるチャネルの推定
値を利用して評価されるが、Ｄが大きければ、その評価
の期間でチャネルは大幅に変化しているかもしれないか
らである。従って伝統的なビタビアルゴリズムによる尺
度の評価では、このようなチャネルの不整合による部分
最適化しか行なわれず、その結果として復号誤りの確率
が上昇することになる。
とで判定を発生する。すなわち、Ｃk に関する判定を行
なうときに、復号器はまた時刻（ｋ＋Ｄ）Ｔまでのデー
タシンボルの寄与分を考慮に入れる。一般に復号遅延Ｄ
が大きいほど復号器の判定の信頼性は高いことになる。
しかし非定常の環境ではこのような信頼性は保証されな
い。これはｌ番目のサブチャネルにおける誤差ｅi (l)
、ｉ＞ｋは時刻（ｋ−１）Ｔにおけるチャネルの推定
値を利用して評価されるが、Ｄが大きければ、その評価
の期間でチャネルは大幅に変化しているかもしれないか
らである。従って伝統的なビタビアルゴリズムによる尺
度の評価では、このようなチャネルの不整合による部分
最適化しか行なわれず、その結果として復号誤りの確率
が上昇することになる。
【００６１】本発明のひとつの特徴に従えば、チャネル
の更新のために最終的な信頼のできる判定を行なうのに
必要な遅延より小さい遅延で、仮の判定を行なう方法を
有利に利用する。チャネルの更新と復号のための遅延時
間の選択は実験的に決められる。
の更新のために最終的な信頼のできる判定を行なうのに
必要な遅延より小さい遅延で、仮の判定を行なう方法を
有利に利用する。チャネルの更新と復号のための遅延時
間の選択は実験的に決められる。
【００６２】改良された等化器／復号器 本発明の特徴に従う改良された（ハイブリッド型）ビタ
ビアルゴリズムと改良されたチャネル適応アルゴリズム
の実装を含む等化器／復号器を機能ブロック図の形で図
１２に図示する。図１２の構成では、入来サンプルは入
力９１０に到着し、ここでこれは以下に述べる方法で、
ハイブリッドトレリスデコーダ９３０によって処理され
る。リード９７０上の復号器９３０からの出力は送信位
置の変調器からどのシンボルＣk が送信されたかに関す
る最終判定となっている。
ビアルゴリズムと改良されたチャネル適応アルゴリズム
の実装を含む等化器／復号器を機能ブロック図の形で図
１２に図示する。図１２の構成では、入来サンプルは入
力９１０に到着し、ここでこれは以下に述べる方法で、
ハイブリッドトレリスデコーダ９３０によって処理され
る。リード９７０上の復号器９３０からの出力は送信位
置の変調器からどのシンボルＣk が送信されたかに関す
る最終判定となっている。
【００６３】復号器９３０からの出力としてまた現われ
るのは改良されたビタビ復号プロセスの間に行なわれる
仮の判定であり、この仮の判定は最終的な復号器出力と
して利用されるのではなく、チャネル係数を更新するた
めに使用する送信されたシンボルの良い短期推定値を形
成するものである。従って、出力９８０に現われる短期
判定は推定ブロック９６０で処理されて、雑音のない伝
送が行なわれたとしてチャネル出力の判定を形成する。
この機能ブロック９６０は典型的に図５に図示した有限
インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを利用する。従っ
て、チャネルに対する送出の際に実際の信号源シーケン
スシンボルＩk 、Ｑk を利用する代りに、フィルタ回路
９６０は出力９８０に現われる現在の仮判定を利用し
て、その出力９６１に入力９１０上のチャネルから受信
されたのと同一の種類の出力を生ずる。入力９１０上の
信号とフィルタ９６０の出力９６１上の信号の間の質的
な差は、後者には実際のチャネルで生びる歪みと雑音の
影響がないということである。
るのは改良されたビタビ復号プロセスの間に行なわれる
仮の判定であり、この仮の判定は最終的な復号器出力と
して利用されるのではなく、チャネル係数を更新するた
めに使用する送信されたシンボルの良い短期推定値を形
成するものである。従って、出力９８０に現われる短期
判定は推定ブロック９６０で処理されて、雑音のない伝
送が行なわれたとしてチャネル出力の判定を形成する。
この機能ブロック９６０は典型的に図５に図示した有限
インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを利用する。従っ
て、チャネルに対する送出の際に実際の信号源シーケン
スシンボルＩk 、Ｑk を利用する代りに、フィルタ回路
９６０は出力９８０に現われる現在の仮判定を利用し
て、その出力９６１に入力９１０上のチャネルから受信
されたのと同一の種類の出力を生ずる。入力９１０上の
信号とフィルタ９６０の出力９６１上の信号の間の質的
な差は、後者には実際のチャネルで生びる歪みと雑音の
影響がないということである。
【００６４】
【外７】
【００６５】トレリスアルゴリズム 次に図１２−図１４を参照して本発明に従う復号で等化
を実行するための改良されたトレリス探索アルゴリズム
の使い方について説明する。この説明の目的で、現在処
理しているシンボルの前２シンボルにわたって大きなシ
ンボル間干渉があるものと仮定する。すなわちＭ＝２で
ある。すなわち、受信信号の現在の期間に対応するシン
ボル時間では送信機の変調器における出力Ｃk に加え
て、現在の期間の変調器の出力に先立つ２つの期間の間
の変調器出力からのチャネル出力の寄与分が存在する。
先に述べたように、この程度のチャネル“メモリー”効
果はセリュラ移動電話の応用で実際に現われるチャネル
の典型的なものである。図１０と上述した関連する説明
はこのようなチャネルのメモリー効果に関するものであ
る。
を実行するための改良されたトレリス探索アルゴリズム
の使い方について説明する。この説明の目的で、現在処
理しているシンボルの前２シンボルにわたって大きなシ
ンボル間干渉があるものと仮定する。すなわちＭ＝２で
ある。すなわち、受信信号の現在の期間に対応するシン
ボル時間では送信機の変調器における出力Ｃk に加え
て、現在の期間の変調器の出力に先立つ２つの期間の間
の変調器出力からのチャネル出力の寄与分が存在する。
先に述べたように、この程度のチャネル“メモリー”効
果はセリュラ移動電話の応用で実際に現われるチャネル
の典型的なものである。図１０と上述した関連する説明
はこのようなチャネルのメモリー効果に関するものであ
る。
【００６６】従って、２サブチャネルの場合のＴ間隔の
サブチャネルのインパルス応答は
サブチャネルのインパルス応答は
【００６７】
【数２０】 で与えられる。与えられた変調器の出力シーケンス｛Ｃ
k ｝については、Ｔ／２だけ相対的にずれた２個のＴ間
隔のチャネルのシーケンスは次式となる。
k ｝については、Ｔ／２だけ相対的にずれた２個のＴ間
隔のチャネルのシーケンスは次式となる。
【００６８】
【数２１】
【００６９】上に述べたように、この場合におけるビタ
ビアルゴリズムの直接的な適用では、ダイナミックプロ
グラミングの手法によって１６状態のすべてのトレリス
について最小コスト（すなわち尺度）の経路を計算する
ことになる。もっと短い長さのシンボルシーケンスにお
いてすら、シンボル期間にわたって累積経路尺度の計算
では、移動セリュラ通信システムのようなある種の実装
では困難である程の計算の複雑さを示す。
ビアルゴリズムの直接的な適用では、ダイナミックプロ
グラミングの手法によって１６状態のすべてのトレリス
について最小コスト（すなわち尺度）の経路を計算する
ことになる。もっと短い長さのシンボルシーケンスにお
いてすら、シンボル期間にわたって累積経路尺度の計算
では、移動セリュラ通信システムのようなある種の実装
では困難である程の計算の複雑さを示す。
【００７０】復号されたシンボルの正確さを保ちなが
ら、このような複雑さを軽減するために、本発明の特徴
に従えば、図１４に示すようなタイプの代替の４状態の
トレリスが定義される。この場合には、状態は単一のシ
ンボルＣk だけで判定される。従って典型的なＩＳ−５
４システムの信号アルファベットについては、時刻ｋ＋
１で、４つの前状態Ｃk から、４つの可能な状態Ｃk+1
の各々に入る経路が存在することになる。
ら、このような複雑さを軽減するために、本発明の特徴
に従えば、図１４に示すようなタイプの代替の４状態の
トレリスが定義される。この場合には、状態は単一のシ
ンボルＣk だけで判定される。従って典型的なＩＳ−５
４システムの信号アルファベットについては、時刻ｋ＋
１で、４つの前状態Ｃk から、４つの可能な状態Ｃk+1
の各々に入る経路が存在することになる。
【００７１】
【外８】
【００７２】最終的には全体として最良の尺度を持つ経
路に、時刻ｋにおいてはすべての状態は存在しないここ
に注目していただきたい。同様に時刻ｋである状態に到
る経路が時刻ｋ−１でとる状態は最良の全体の尺度を持
つものとして最終的に選択される経路に入っていなこと
もある。しかしながら、チャネル出力を計算する複雑さ
を軽減する目的で、この仮定は価値があることがわか
る。
路に、時刻ｋにおいてはすべての状態は存在しないここ
に注目していただきたい。同様に時刻ｋである状態に到
る経路が時刻ｋ−１でとる状態は最良の全体の尺度を持
つものとして最終的に選択される経路に入っていなこと
もある。しかしながら、チャネル出力を計算する複雑さ
を軽減する目的で、この仮定は価値があることがわか
る。
【００７３】これらの段階を利用して、時刻ｋ＋１にお
ける各状態へのすべての変化の出力が判定され、枝の尺
度は次式に従って求められる。
ける各状態へのすべての変化の出力が判定され、枝の尺
度は次式に従って求められる。
【００７４】
【数２２】 である。時刻ｋ＋１において各状態に入る４つの経路の
各々の全コスト（尺度）が評価され、時刻ｋ＋１におけ
る各状態について最小のコストの経路が残される。
各々の全コスト（尺度）が評価され、時刻ｋ＋１におけ
る各状態について最小のコストの経路が残される。
【００７５】図１３は式（２４）に従って枝の尺度を計
算するために図１２の復号器で使用される機能のブロッ
ク図を示している。図１３に示しているのは、サブチャ
ネル係数の記憶された推定値ｈと、入力９７４に現われ
る伝送されたシンボル値Ｃkに基づいて式（２３）のコ
ンボリューション関数を実行して得られる信号Ｓi (l)
を発生するためのサブチャネルユニット９７５−ｌ、ｌ
＝０、１、・・・ 、（Ｒ−１）である。入力９７３に現わ
れる値ｒ(k) は１／ＲＴの倍数でサンプラ９７２／ｌで
サンプルされ、結果は比較器９７６−ｌで比較され、夫
々のサブチャネルユニット９７５−ｌから出力Ｓk (l)
を生ずる。比較器９７６−ｌの各々の出力は誤差項であ
り、対応する自乗回路９７７−ｌで自乗されて加算器９
７８で加算される。リード９７９上の加算器９７８の出
力は所望の枝の尺度値である。
算するために図１２の復号器で使用される機能のブロッ
ク図を示している。図１３に示しているのは、サブチャ
ネル係数の記憶された推定値ｈと、入力９７４に現われ
る伝送されたシンボル値Ｃkに基づいて式（２３）のコ
ンボリューション関数を実行して得られる信号Ｓi (l)
を発生するためのサブチャネルユニット９７５−ｌ、ｌ
＝０、１、・・・ 、（Ｒ−１）である。入力９７３に現わ
れる値ｒ(k) は１／ＲＴの倍数でサンプラ９７２／ｌで
サンプルされ、結果は比較器９７６−ｌで比較され、夫
々のサブチャネルユニット９７５−ｌから出力Ｓk (l)
を生ずる。比較器９７６−ｌの各々の出力は誤差項であ
り、対応する自乗回路９７７−ｌで自乗されて加算器９
７８で加算される。リード９７９上の加算器９７８の出
力は所望の枝の尺度値である。
【００７６】図１５は本発明に従う複雑さを軽減した尺
度計算を説明する典型的なトレリスである。この場合に
は、時刻ｋ＋１における各状態への尺度を計算するため
に、４つの可能な状態だけが使用され、これらの状態は
図１４に示すように、時刻ｋにおいて状態０、１、２、
３と示されている。各状態におけるシンボル値の対は、
ここでもＩＳ−５４システムの場合の状態に関連した交
替シンボル値である。各々の枝尺度は図１３に従って、
より詳しくは式（２４）でＲ＝２として計算される。時
刻ｋ＋１における各々の状態について、時刻ｋにおける
各状態に行く枝の尺度が計算される。
度計算を説明する典型的なトレリスである。この場合に
は、時刻ｋ＋１における各状態への尺度を計算するため
に、４つの可能な状態だけが使用され、これらの状態は
図１４に示すように、時刻ｋにおいて状態０、１、２、
３と示されている。各状態におけるシンボル値の対は、
ここでもＩＳ−５４システムの場合の状態に関連した交
替シンボル値である。各々の枝尺度は図１３に従って、
より詳しくは式（２４）でＲ＝２として計算される。時
刻ｋ＋１における各々の状態について、時刻ｋにおける
各状態に行く枝の尺度が計算される。
【００７７】しかしながら、式（２４）の加算でｉ＝２
のときにＣk+1-i の値を決定するときに、時刻ｋにおけ
る各状態に到る尺度が最小である経路を生ずる値が選択
される。従って、時刻ｋにおける状態２から時刻ｋ＋１
における状態３に延びる経路の尺度の計算では、時刻ｋ
−１における対応するシンボル（すなわちＣk-1 ）は状
態０に関連したものであると仮定される。同様に時刻ｋ
における状態２から延びる他の経路を計算するときに、
時刻ｋ−１におけるシンボルは状態０に関連したもので
ある。これらの仮定は時刻ｋにおける状態２に行く経路
で最小の尺度を持つものは状態０から来たものであると
いう判定に基づいている。
のときにＣk+1-i の値を決定するときに、時刻ｋにおけ
る各状態に到る尺度が最小である経路を生ずる値が選択
される。従って、時刻ｋにおける状態２から時刻ｋ＋１
における状態３に延びる経路の尺度の計算では、時刻ｋ
−１における対応するシンボル（すなわちＣk-1 ）は状
態０に関連したものであると仮定される。同様に時刻ｋ
における状態２から延びる他の経路を計算するときに、
時刻ｋ−１におけるシンボルは状態０に関連したもので
ある。これらの仮定は時刻ｋにおける状態２に行く経路
で最小の尺度を持つものは状態０から来たものであると
いう判定に基づいている。
【００７８】図１５の例の結果に到るのに実行される実
際の計算は、式（２４）を使って図１４のすべての状態
変化について行なわれる。説明したように、時刻ｋにお
ける各状態に関連した時刻ｋ−１における状態（状態ｋ
に到る最小尺度経路を規定する状態対）は式（２４）で
要求される計算の過程で後で利用するために記憶してお
くのが便利である。チャネル推定値のパラメータの値も
図１２の素子９４０に示しように記憶しておくのが便利
である。次節ではチャネル推定値を更新する方法につい
て述べる。
際の計算は、式（２４）を使って図１４のすべての状態
変化について行なわれる。説明したように、時刻ｋにお
ける各状態に関連した時刻ｋ−１における状態（状態ｋ
に到る最小尺度経路を規定する状態対）は式（２４）で
要求される計算の過程で後で利用するために記憶してお
くのが便利である。チャネル推定値のパラメータの値も
図１２の素子９４０に示しように記憶しておくのが便利
である。次節ではチャネル推定値を更新する方法につい
て述べる。
【００７９】状態数縮少トレリスと前状態に関する仮定
によって生ずる簡単化によって、最終的なシンボル推定
を劣化させることなく計算を大幅に簡単化することがで
きるようになる。
によって生ずる簡単化によって、最終的なシンボル推定
を劣化させることなく計算を大幅に簡単化することがで
きるようになる。
【００８０】チャネル適応アルゴリズム 急速に変化するチャネルについて通常のチャネル推定手
法を使用する場合の２つの大きな問題は、チャネル更新
の遅延と仮データ決定の信頼性の不足である。本発明の
他の特徴に従う適応的チャネル更新アルゴリズムによっ
てこの問題が回避される。
法を使用する場合の２つの大きな問題は、チャネル更新
の遅延と仮データ決定の信頼性の不足である。本発明の
他の特徴に従う適応的チャネル更新アルゴリズムによっ
てこの問題が回避される。
【００８１】上に説明し、図１２−図１５に図示したト
レリスアルゴリズムによれば、誤りが存在しないときに
は、正しい経路は局部的に最良の経路となる。すなわ
ち、各々の時刻ｋ＋１について、４個の状態の内のひと
つがそれに向う最小のコストすなわち尺度の経路を有し
ている。さらにこのような局部的に最良の経路が遅延な
しに利用できる。従って、各々の状態について、ひとつ
のチャネル推定値を保持して遅延のないチャネル更新を
実行できる。
レリスアルゴリズムによれば、誤りが存在しないときに
は、正しい経路は局部的に最良の経路となる。すなわ
ち、各々の時刻ｋ＋１について、４個の状態の内のひと
つがそれに向う最小のコストすなわち尺度の経路を有し
ている。さらにこのような局部的に最良の経路が遅延な
しに利用できる。従って、各々の状態について、ひとつ
のチャネル推定値を保持して遅延のないチャネル更新を
実行できる。
【００８２】このような“ゼロ遅延”のチャネル更新は
誤り伝播の効果を減少する。正しいデータシーケンスの
候補が局部的に最良の推定値であれば（現在のグローバ
ル最良でなくても）、その状態は（理想的に）正しいチ
ャネルであり、現在のグローバル最良の状態は（理想的
に）正しくないチャネル推定値を持つことに注意するこ
とによって理解できる。この場合には正しくないチャネ
ルについての将来の尺度の成長は、これが正しくないチ
ャネル推定値を持つから、正しい状態の尺度の成長より
大きくなるのである。従ってこのアルゴリズムは誤りを
防止することになる。
誤り伝播の効果を減少する。正しいデータシーケンスの
候補が局部的に最良の推定値であれば（現在のグローバ
ル最良でなくても）、その状態は（理想的に）正しいチ
ャネルであり、現在のグローバル最良の状態は（理想的
に）正しくないチャネル推定値を持つことに注意するこ
とによって理解できる。この場合には正しくないチャネ
ルについての将来の尺度の成長は、これが正しくないチ
ャネル推定値を持つから、正しい状態の尺度の成長より
大きくなるのである。従ってこのアルゴリズムは誤りを
防止することになる。
【００８３】各々の状態についてひとつの、多重チャネ
ル推定値を保持することは通常の適応ビタビアルゴリズ
ムに関連付けられることに注意していただきたい。状態
あたり１チャネル推定値のこのような関係によって、特
に信号対雑音比が低く、チャネルが急速に変化している
ときには従来のビタビ処理に比べて改善が見られること
になる。初期のチャネル推定あるいはデータ判定に不確
定が存在するときに多数のチャネルの推定値を保持する
技術は前述した米国特許出願第０７／５４２，２５８号
に述べられている。多数のチャネルの推定値を使用する
ことは、ブラインド等化の場合に特に成功し、同様にフ
ェージングに対しても強いことが分っている。
ル推定値を保持することは通常の適応ビタビアルゴリズ
ムに関連付けられることに注意していただきたい。状態
あたり１チャネル推定値のこのような関係によって、特
に信号対雑音比が低く、チャネルが急速に変化している
ときには従来のビタビ処理に比べて改善が見られること
になる。初期のチャネル推定あるいはデータ判定に不確
定が存在するときに多数のチャネルの推定値を保持する
技術は前述した米国特許出願第０７／５４２，２５８号
に述べられている。多数のチャネルの推定値を使用する
ことは、ブラインド等化の場合に特に成功し、同様にフ
ェージングに対しても強いことが分っている。
【００８４】時刻ｋにおける状態ｍのチャネル推定値を
ｈk,m (l) とする。ここで式（１２）と同様ｌ＜ｋ−１
である。多数のチャネル更新アルゴリズムは次のように
なる。 １．時刻ｋにおける各状態への最良の経路を見付ける。 ２．各状態ｍにおける時刻ｋのチャネル推定値を次式に
従って更新する。
ｈk,m (l) とする。ここで式（１２）と同様ｌ＜ｋ−１
である。多数のチャネル更新アルゴリズムは次のように
なる。 １．時刻ｋにおける各状態への最良の経路を見付ける。 ２．各状態ｍにおける時刻ｋのチャネル推定値を次式に
従って更新する。
【００８５】
【数２３】 ここでｈk-1,i (l) 、ｌ＝０、１は状態ｍに対する最も
良い先行状態におけるＴ間隔のチャネル推定値である。
量ｅk,m (l) 、ｌ＝０、１は対応する誤差項で、上述し
た修正ビタビアルゴリズムによって実行される尺度計算
の一部として得られる。複雑さを軽減したトレリスアル
ゴリズムに関連して述べたように、誤差を評価するのに
利用したＣk は状態ｍ、すなわちｉの先行状態によって
決められる。
良い先行状態におけるＴ間隔のチャネル推定値である。
量ｅk,m (l) 、ｌ＝０、１は対応する誤差項で、上述し
た修正ビタビアルゴリズムによって実行される尺度計算
の一部として得られる。複雑さを軽減したトレリスアル
ゴリズムに関連して述べたように、誤差を評価するのに
利用したＣk は状態ｍ、すなわちｉの先行状態によって
決められる。
【００８６】リーキー予測器を用いたチャネル更新 上述した簡略化トレリスアルゴリズムによって使用され
る時刻ｋの誤差項は、時刻ｋ−１において利用できるチ
ャネル推定値を利用する。本発明の他の特徴に従えば、
時刻ｋにおけるチャネルパラメータを予測するのに簡単
な予測器が利用でき、尺度を計算するために、予測され
たチャネル推定値を利用することができる。
る時刻ｋの誤差項は、時刻ｋ−１において利用できるチ
ャネル推定値を利用する。本発明の他の特徴に従えば、
時刻ｋにおけるチャネルパラメータを予測するのに簡単
な予測器が利用でき、尺度を計算するために、予測され
たチャネル推定値を利用することができる。
【００８７】
【外９】
【００８８】
【数２４】
【００８９】
【外１０】
【００９０】典型的な動作 本節では本発明の図示の実施例の典型的な動作を説明
し、このような動作の結果を従来技術の等化器／復号器
と比較する。ＩＳ−５４文書に定義された遅延時間は、
第１と第２の経路でマイクロ秒の差があり、両方の経路
は図７の２経路モデルの意味で等しい強さを持つ。以下
の説明ではこの遅延時間をシンボル期間（Ｔ）を単位と
して示すのが便利である。従って、１．２５Ｔとすれ
ば、遅延がシンボル期間の１．２５倍であることを示
す。遅延時間が０から１シンボル期間以上まで変化した
ときの種々の車輛速度のときの効果を本発明の場合と従
来のビタビ復号の場合について評価する。
し、このような動作の結果を従来技術の等化器／復号器
と比較する。ＩＳ−５４文書に定義された遅延時間は、
第１と第２の経路でマイクロ秒の差があり、両方の経路
は図７の２経路モデルの意味で等しい強さを持つ。以下
の説明ではこの遅延時間をシンボル期間（Ｔ）を単位と
して示すのが便利である。従って、１．２５Ｔとすれ
ば、遅延がシンボル期間の１．２５倍であることを示
す。遅延時間が０から１シンボル期間以上まで変化した
ときの種々の車輛速度のときの効果を本発明の場合と従
来のビタビ復号の場合について評価する。
【００９１】場合によっては、先に参照したＬＭＳ手法
をこのような従来の等化器のチャネル追尾に使うことも
あり、本発明の図示の実施例に従う等化器の動作に関連
したある目的（例えば、スタートアップ）で使うことも
ある。このようなＬＭＳアルゴリズムを使用するときに
は、０．１４のステップの大きさが良い結果を生ずる。
図示の例ではビタビ復号器からの判定は１０シンボルの
深さのトレリスで行なわれるが、場合によってはこれ以
外のシンボル深度を与えても良い。
をこのような従来の等化器のチャネル追尾に使うことも
あり、本発明の図示の実施例に従う等化器の動作に関連
したある目的（例えば、スタートアップ）で使うことも
ある。このようなＬＭＳアルゴリズムを使用するときに
は、０．１４のステップの大きさが良い結果を生ずる。
図示の例ではビタビ復号器からの判定は１０シンボルの
深さのトレリスで行なわれるが、場合によってはこれ以
外のシンボル深度を与えても良い。
【００９２】チャネル特性を誘導するのに必要な処理の
ために、瞬時チャネル推定は実用的でない。このような
処理遅延があるから、誘導されたチャネル推定値は、現
在のシンボル期間の１あるいはそれ以上シンボル分以前
に存在したチャネルの推定値である。車輛速度が遅いと
きには、ＩＳ−５４システムのようなシステムでチャネ
ル推定値の遅延は大きな問題を生ずることはないが、車
輛速度が高速であるときには（あるいは急速なチャネル
変化を生ずるときには）遅延の問題は大きい。
ために、瞬時チャネル推定は実用的でない。このような
処理遅延があるから、誘導されたチャネル推定値は、現
在のシンボル期間の１あるいはそれ以上シンボル分以前
に存在したチャネルの推定値である。車輛速度が遅いと
きには、ＩＳ−５４システムのようなシステムでチャネ
ル推定値の遅延は大きな問題を生ずることはないが、車
輛速度が高速であるときには（あるいは急速なチャネル
変化を生ずるときには）遅延の問題は大きい。
【００９３】従来のビタビ等化器で本発明の等化器と比
較する目的で完全なチャネル推定値が仮定されれば、５
Ｔ（すなわちシンボル期間の５倍）の処理遅延があって
も、毎秒２０マイル（mph)の車輛速度ではその影響はわ
ずかであるが、６０mph ではかなりの影響となることが
わかる。さらに、ＬＭＳチャネルの追尾を完全チャネル
推定の代りに仮定し、正しい判定がフィードバックされ
るとすれば、性能の劣化はもっと大きく、例えば、６０
mph の高速では特に著しくなる。
較する目的で完全なチャネル推定値が仮定されれば、５
Ｔ（すなわちシンボル期間の５倍）の処理遅延があって
も、毎秒２０マイル（mph)の車輛速度ではその影響はわ
ずかであるが、６０mph ではかなりの影響となることが
わかる。さらに、ＬＭＳチャネルの追尾を完全チャネル
推定の代りに仮定し、正しい判定がフィードバックされ
るとすれば、性能の劣化はもっと大きく、例えば、６０
mph の高速では特に著しくなる。
【００９４】実際の動作モードでは、判定指向等化器は
チャネル推定値を更新するためにそれ自身の判定を使用
しなければならない。このような更新を実行する遅延
は、長い遅延でより信頼性の高いビタビ評価を行なう
か、物理チャネルの急速な変化を考慮して更新の遅延を
短くするかの妥協となる。
チャネル推定値を更新するためにそれ自身の判定を使用
しなければならない。このような更新を実行する遅延
は、長い遅延でより信頼性の高いビタビ評価を行なう
か、物理チャネルの急速な変化を考慮して更新の遅延を
短くするかの妥協となる。
【００９５】これ以外の比較の目的で、２０mph の車輛
速度で２〜４シンボルの処理（更新）遅延の場合につい
て最良の誤差特性を示す。始動およびチャネル追尾の標
準のＬＭＳアルゴリズムを使った判定指向ビタビ等化器
の動作を示すことができる。この場合には例えば１Ｔの
短い処理遅延はフェージングが存在しない場合を除い
て、すなわちフェージング遅延時間が０でなければ、か
なりの劣化を示す。同様に、例えば５Ｔの大きな処理遅
延の場合の性能は、大きな遅延で可能になる深い判定深
度にもかかわらず、大きな劣化を示す。チャネル不整合
の効果は明らかである。６０mph では望ましいチャネル
更新遅延は、ほぼ２シンボル時間（２Ｔ）であることが
示される。車輛速度が高いときには、チャネル特性が急
速に変化するために遅延を短くすることがより重要にな
る。
速度で２〜４シンボルの処理（更新）遅延の場合につい
て最良の誤差特性を示す。始動およびチャネル追尾の標
準のＬＭＳアルゴリズムを使った判定指向ビタビ等化器
の動作を示すことができる。この場合には例えば１Ｔの
短い処理遅延はフェージングが存在しない場合を除い
て、すなわちフェージング遅延時間が０でなければ、か
なりの劣化を示す。同様に、例えば５Ｔの大きな処理遅
延の場合の性能は、大きな遅延で可能になる深い判定深
度にもかかわらず、大きな劣化を示す。チャネル不整合
の効果は明らかである。６０mph では望ましいチャネル
更新遅延は、ほぼ２シンボル時間（２Ｔ）であることが
示される。車輛速度が高いときには、チャネル特性が急
速に変化するために遅延を短くすることがより重要にな
る。
【００９６】上述した標準の単一チャネルビタビ等化器
と本発明の一特徴に従う図示の多サブチャネル等化器の
比較によって、種々の条件、特に車輛速度が速いとき、
あるいは物理チャネルが急速に変化するときには、後者
の方式の性能がすぐれていることが示される。さらに、
本発明のチャネル適応アルゴリズムを利用して、急速な
フェージングの条件で特に重要となる改良されたチャネ
ル推定値を得ることができる。得られる利点は特定の状
況では使用されるサブチャネルの数と共に変化し、上述
したように、ここに示した４サブチャネルの例は中程度
の実装の複雑このときにだけ効果があることが示され
る。
と本発明の一特徴に従う図示の多サブチャネル等化器の
比較によって、種々の条件、特に車輛速度が速いとき、
あるいは物理チャネルが急速に変化するときには、後者
の方式の性能がすぐれていることが示される。さらに、
本発明のチャネル適応アルゴリズムを利用して、急速な
フェージングの条件で特に重要となる改良されたチャネ
ル推定値を得ることができる。得られる利点は特定の状
況では使用されるサブチャネルの数と共に変化し、上述
したように、ここに示した４サブチャネルの例は中程度
の実装の複雑このときにだけ効果があることが示され
る。
【００９７】前述した本発明のリーキ予測器の特徴を利
用して、チャネル追尾についての性能も改善される。上
述した単純な１次予測の方法によって、誤り率は低下で
きるのみならず、急速なフェージングから等化器が回復
する能力を改善することができる。式（２６）で係数α
の値を０．９０から０．９７あるいはそれ以上に変化す
ることは特定の状況では効果的であることが分ってい
る。受信信号、チャネル特性、処理遅延の個々の条件で
はαのこれらの値は有利であるが、一般的にはαの値を
０．９５にするのが良い選択である。
用して、チャネル追尾についての性能も改善される。上
述した単純な１次予測の方法によって、誤り率は低下で
きるのみならず、急速なフェージングから等化器が回復
する能力を改善することができる。式（２６）で係数α
の値を０．９０から０．９７あるいはそれ以上に変化す
ることは特定の状況では効果的であることが分ってい
る。受信信号、チャネル特性、処理遅延の個々の条件で
はαのこれらの値は有利であるが、一般的にはαの値を
０．９５にするのが良い選択である。
【００９８】以上では動作は時間間隔、例えばＴ秒の間
隔を単位として述べたが、このような時間は、単に処理
要素に等価な相対的時間を意味するにすぎない。従っ
て、もしデータ伝送あるいはそれ以外の非リアルタイム
伝送が、本発明に従う復号と等化の処理を受けるときに
は、それに必要なあるいは便利なこれとは異る速度、す
なわち時間間隔で、関連する処理を実行することができ
る。
隔を単位として述べたが、このような時間は、単に処理
要素に等価な相対的時間を意味するにすぎない。従っ
て、もしデータ伝送あるいはそれ以外の非リアルタイム
伝送が、本発明に従う復号と等化の処理を受けるときに
は、それに必要なあるいは便利なこれとは異る速度、す
なわち時間間隔で、関連する処理を実行することができ
る。
【００９９】以上の説明では、動作はひとつあるいはそ
れ以上の数式で特徴付けられる処理動作として記述した
が、当業者には周知のように、実際の実装はＡＴ＆Ｔ社
のＤＳＰ１６Ａ固定小数点信号プロセッサや等価な専用
処理のようなプログラム制御装置によって実現できるこ
とは当業者には良く知られている。
れ以上の数式で特徴付けられる処理動作として記述した
が、当業者には周知のように、実際の実装はＡＴ＆Ｔ社
のＤＳＰ１６Ａ固定小数点信号プロセッサや等価な専用
処理のようなプログラム制御装置によって実現できるこ
とは当業者には良く知られている。
【図１】本発明を用いた通信システムのブロック図。
【図２】ディジタルセリュラ通信方式における移動体か
ら基地局および基地局から移動体への典型的スロットフ
ォーマット。
ら基地局および基地局から移動体への典型的スロットフ
ォーマット。
【図３】通信システムで使用するＤＱＰＳＫ変調装置に
おけるシンボルの位相割当。
おけるシンボルの位相割当。
【図４】本発明に関連して使用する差動符号器。
【図５】本発明に使用する典型的変調器。
【図６】本発明に使用する２経路チャネルモデル。
【図７】チャネルに加法雑音が存在するときの受信・送
信フィルタの全体の組合せ。
信フィルタの全体の組合せ。
【図８】復号の前に回線から受信されたサンプルされた
復調信号に対応するサブシーケンスを発生する回路の表
現。
復調信号に対応するサブシーケンスを発生する回路の表
現。
【図９】雑音のないチャネルサブシーケンスを発生する
ために、図７に示す全体のチャネルの対応するサブチャ
ネルを通して処理されているデータシーケンス。
ために、図７に示す全体のチャネルの対応するサブチャ
ネルを通して処理されているデータシーケンス。
【図１０】各々が３つの推定されたチャネル係数で特徴
付けられた２個のサブチャネルの典型的な場合について
の図９の構成の例。
付けられた２個のサブチャネルの典型的な場合について
の図９の構成の例。
【図１１】各々のシンボル時間で４シンボルの配置を用
い、２シンボルメモリを持つチャネルを使用した通信シ
ステムの場合の状態変化を示すトレリス図。
い、２シンボルメモリを持つチャネルを使用した通信シ
ステムの場合の状態変化を示すトレリス図。
【図１２】本発明の特徴に従う等化／復号器の機能図。
【図１３】本発明の特徴に従う計算分岐尺度の構成のブ
ロック図。
ロック図。
【図１４】本発明の特徴に従う急速に変化するチャネル
で使用する状態簡略トレリスの図。
で使用する状態簡略トレリスの図。
【図１５】最小メトリックを計算するのに利用するトリ
レスを通しての経路を示す図１４に示したタイプのトレ
リスの例。
レスを通しての経路を示す図１４に示したタイプのトレ
リスの例。
３０ 通信チャネル ９４０ 該チャネルの特性の部分推定値を更新する段階 ９６０ チャネル出力の雑音のない推定値 ９８０ シンボルの仮の判定
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ナムビラジャン セシャドリ アメリカ合衆国 07928 ニュージャー シィ，カザム，ヴァン ホートン アヴ ェニュー 88 (56)参考文献 特公 昭63−41263（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭63−46623（ＪＰ，Ｂ２) 欧州特許550143（ＥＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 13/00 H04B 15/00 H04L 25/00
Claims (11)
- 【請求項１】 時間的に変化する信号を復号する方法に
おいて、 シンボル間隔Ｔで通信チャネルから与えられるシンボル
Ｃk ，ｋ＝１、２、３・・・のシーケンスを表わす時間
的に変化する信号ｒ(t) を該通信チャネルから受信し、 ｒ(t) をＲ／Ｔの周波数でサンプルして、第ｋ番目のシ
ンボル間隔Ｔの間にｒ(t) のＲ個のサンプルの集合、ｒ
k (l) 、ｌ＝１、２、・・・、Ｒを発生し、 Ｍ＋１個のシンボル系列Ｃk-m 、Ｃk-(m-1) 、・・・、
Ｃk-1 、Ｃk の候補の集合の各々について、該チャネル
の出力の部分推定値を表わすＲ個の集合Ｓk (l) 、ｌ＝
１、２、・・・、Ｒを発生し、 該候補シーケンスの各々についてｒk (l) とＳk (l) 、
ｌ＝１、２、・・・、Ｒとの間の差を反映した誤差信号
を形成し、 該誤差信号に対して最低値を生じる候補シーケンスを該
通信チャネルに与えられたシンボルのシーケンスとして
選択することを含むことを特徴とする時間的に変化する
信号を復号する方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、ｒ(t)
は時間的に変化するマルチパス通信チャネルから受信さ
れることを特徴とする時間的に変化する信号を復号する
方法。 - 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、該選択
は該誤差信号について該最低値を生ずるシンボルＣk を
該候補シーケンスから選択することを特徴とする時間的
に変化する信号を復号する方法。 - 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、該誤差
信号の形成においては、ｌの各々の値について、該ｒk
(l) とＳk (l) との間の差の平方を形成し、誤差を加算
することを特徴とする時間的に変化する信号を復号する
方法。 - 【請求項５】 請求項１に記載の方法において、該Ｓk
(l) は該Ｃk シーケンスとチャネルインパルス応答の推
定値のサンプルのコンボリューションにもとずくことを
特徴とする時間的に変化する信号を復号する方法。 - 【請求項６】 請求項５に記載の方法において、該コン
ボリューションは 【数１】 によって与えられることを特徴とする時間的に変化する
信号を復号する方法。 - 【請求項７】 請求項１に記載の方法において、Ｒ個の
Ｓk (l) の値の集合を発生する段階は、該チャネルの特
性の夫々の部分推定値に基づいて該出力の該部分推定値
を判定する段階を含むことを特徴とする時間的に変化す
る信号を復号する方法。 - 【請求項８】 請求項７に記載の方法において、該誤差
信号に応動して該チャネル特性の該部分推定値を更新す
る段階をさらに含むことを特徴とする時間的に変化する
信号を復号する方法。 - 【請求項９】 請求項７に記載の方法において、該ｒk
(l) の各々とチャネル出力の雑音のない推定値の間の差
を表わす信号に応動して該チャネルの特性の該部分推定
値を更新する段階を更に含むことを特徴とする時間的に
変化する信号を復号する方法。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の方法において、チャ
ネル出力の該雑音のない推定値は実際に送信されたシン
ボルの仮の判定に応動して発生されることを特徴とする
時間的に変化する信号を復号する方法。 - 【請求項１１】 請求項７に記載の方法において、該チ
ャネルの該特性のそれぞれの現在の推定値にもとずく予
測を表わす信号に応動して、該チャネルの特性の該部分
推定値の各々を更新する段階をさらに含むことを特徴と
する時間的に変化する信号を復号する方法。
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