JP2002529964A - とくにオフセット変調モードのための等化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、ＤＦＥ構造（ディシジョン・フィードバック・イコライザ）によるディジタル受信機における受信信号の等化方法に関する。受信信号は、１次元の、又はこのようなものに変換可能な信号コンステレーション（例えばＢＰＳＫ，ＧＭＳＫ，ＯＱＰＳＫ）に基づいている。受信信号の誤差の二乗した実部の期待値が最小になるように、ＤＦＥの係数が確定される。したがって従来の技術とは相違して、それ自体複素値の誤差は、最適化の基礎として利用されない。それどころか計算は、実値に限定される。フィルタ係数は、複素値の代わりに同様に実値であることができる。ジャンプ点は、基本的に簡単なこの様式において、ＤＦＥ構造の特性の改善を可能にする点にあり、その際、それどころか従来の技術に対して計算の手間を減少することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 技術分野 本発明は、受信信号が、１次元の、又はこのようなものに変換可能な信号コン
ステレーションに基づいている、ＤＦＥ構造（ディシジョン・フィードバック・
イコライザ）によるディジタル受信機における受信信号の等化方法に関する。

【０００２】 従来の技術 典型的にはＧＳＭ（グローバル・システム・フォー・モービル・コミュニケー
ション）、ＨＩＰＥＲＬＡＮ（ハイ・パーフォーマンス・ラディオ・ローカル・
エリア・ネットワーク）、ＤＥＣＴ（データ・エクスチェンジ・フォー・コード
レス・テレフォン）等において生じるような伝送チャネルは、マルチパス伝搬の
妨害作用によって特徴づけられている。

【０００３】 そのため、線形の周波数選択的プロセス（例えば無線チャネルにおけるマルチ
パス伝搬のように）によって妨害を受けた信号を、ディジタル通信システムにお
いて等化するために、ディシジョン・フィードバック・イコライザ（ＤＦＥ）が
利用できることは、周知である。

【０００４】 ＤＦＥの特性は、フィードフォワード及びフィードバック部分におけるフィル
タ係数が計算され又は確定される品質に依存している。未知のチャネルにおいて
係数は、典型的には適応訓練によって確定される。それに反してチャネルの衝撃
応答（パルスレスポンス）がわかっているとき、それによりＤＦＥの最適な係数
を導き出すことができる。

【０００５】 ＤＦＥの構造は、それ自体きわめて簡単であり、かつそれ故におおいに好んで
使用される。しかし常に望ましい特性が達成できるとは限らない。

【０００６】 発明の表示 本発明の課題は、既知の又はあらかじめ評価されたチャネル衝撃応答に基づい
てできるだけわずかな計算の手間によって、最適な係数の判定を可能にし、その
際、同時に従来の技術による周知のＤＦＥに対して高い特性が達成される、初め
に挙げたような方法を提供することにある。

【０００７】 課題の解決策は、特許請求の範囲第１項の特徴によって定義されている。本発
明によれば、誤差の二乗した実部の期待値が最小になるように、ＤＦＥの係数が
確定されている。

【０００８】 したがって従来の技術と相違して、それ自体複素値の誤差は、最適化の基礎と
して利用されない。それどころか計算は、実値に限定される。フィードバックフ
ィルタのフィルタ係数は、複素値ではなく、フィードフォワードフィルタのもの
だけが、一般的である。この時、ジャンプ点は、基本的に簡単なこの様式におい
てＤＦＥ構造の特性の改善が可能になる点にあり、その際、それどころか計算の
手間は、従来の技術に対して減少することができる。

【０００９】 ２進ＢＰＳＫの場合、係数は、なるべくさらに後に示す式（Ｉ）及び（ＩＩ）
にしたがって計算される。

【００１０】 本発明は、ＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ＝バイナリー・フェイズ・シフト・キーイ
ング）だけでなく、ＧＭＳＫ及びＯＱＰＳＫ変調方法（ＧＭＳＫ＝ガウシアン・
ミニマム・シフト・キーイング、ＯＱＰＳＫ＝オフセット・クワドラチャー・フ
ェイズ・シフト・キーイング）にも適している。したがって１次元変調方法とし
て、２次元信号コンステレーションを有するが、（適当な変換によって）（少な
くとも近似的に）等価的な１次元表示に移すことができるようなものも考慮する
ことができる。

【００１１】 本発明による方法の回路的な変換は、特別な困難を提供しない。典型的には、
プロセッサ又はＡＳＩＣにおける計算がプログラミングされる。

【００１２】 本発明は、例えばＨＩＰＥＲＬＡＮシステムに適している。（とくに有利なシ
ステム構造は、例えばヨーロッパ特許出願公開第０７９５９７６号明細書、Ａｓ
ｃｏｍ Ｔｅｃｈ ＡＧから明らかである。）いわゆるヨーロッパ通信規格（Ｅ
ＴＳ）は、無線ローカル大出力ネットワーク（ＨＩＰＥＲＬＡＮ）の技術的な特
徴を定義している。ＨＩＰＥＲＬＡＮは、高いデータ速度を有する短い到達距離
の通信サブシステムである（これについてはＥＴＳＩ １９９５、ＥＴＳ ３０
０６５２、ＵＤＣ：６２１３９６を参照）。ＥＴＳ−ＨＩＰＥＲＬＡＮ規格は、
周波数帯域５．１５ないし５．３０ＧＨｚに対して設けられている。

【００１３】 次の詳細な説明及び特許請求の範囲の全体から、本発明のそれ以上の有利な構
成及び特徴組合せが明らかである。

【００１４】 発明の実施の方法 次に本発明の基本方式を従来の技術との比較によって表現する。

【００１５】 図１は、ＤＦＥのそれ自体周知のブロック構造を示している。搬送波によって
下方変調された受信信号Ｉは、ＤＦＥのフィードフォワードフィルタＦＦに与え
られる。その後、これは、判定器ＤＤ（ディシジョン・デバイス）からフィード
バックフィルタＦＢを介して戻された評価された信号Ｉ＾と組合わされる（加算
）。それにより判定器ＤＤの入力端子に信号Ｉ〜が生じる。従来の技術によれば
、係数ｆ及びｇ（これらは、この場合、複数の係数成分を有するベクトルと解さ
れる）は、次のように計算される：

【００１６】

【００１７】 それに対して本発明は、次の最適化を行なう：

【００１８】

【００１９】 したがって従来の技術との相違点は、フィルタ係数の計算の様式にある。ＤＦ
Ｅのその他の構造は、そのままである。このことは、次に実施例によって詳細に
説明する。

【００２０】 図２は、ＤＦＥの具体的な例を示している。これにより処理される信号は、−
現代のコヒーレントなディジタル受信機において通常のように−、複素数によっ
て表示される。その際、実部は、インフェイズ成分に対するものであり、かつ虚
部は、直角位相成分に対するものである。図２に示したＤＦＥは、−一般に通用
する理解にしたがって−、複素値の係数及び複素値のデータを有する。

【００２１】 ＭＭＳＥ判定基準にしたがって誤差の実値だけを最適化すれば（ＭＭＳＥ＝ミ
ニマム・ミーン・スクエア・エラー）、フィードフォワードフィルタ係数は、次
の式システムによって与えられる：

【００２２】

【００２３】 これは、２Ｍの実値の式（１≦ｉ≦Ｍ）である。その際、そのインデックスが
大きすぎる又は小さすぎる係数は、０と仮定することができる。インデックスは
、長さＬのベクトルに対して１からＬへ続いている。フィルタ係数の値は、線形
の式システムを解くそれ自体周知の方法によって得ることができる。これらの標
準的な方法に詳細に立入ることは不要である。

【００２４】 フィードバックフィルタ係数は、次の式によって決められている：

【００２５】

【００２６】 これは、Ｍ＋１≦ｉ≦Ｍ＋Ｎ−１なので、Ｎ−１の式である。

【００２７】 式（Ｉ）及び（ＩＩ）は、次の協約に基づいている： Ｎ チャネル衝撃応答の長さ； Ｍ フィードフォワードフィルタの長さ； ｈｉＲ チャネル衝撃応答の実部、１≦ｉ≦Ｎ； ｈｉＩ チャネル衝撃応答の虚部、１≦ｉ≦Ｎ； ｆｉＲ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の実部、１≦ｉ≦Ｍ ｆｉＩ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の虚部、１≦ｉ≦Ｍ ｇｉＲ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の実部、１≦ｉ≦Ｎ−
１ σ＊２ ＤＦＥ入力端子における雑音出力（雑音出力の実部と虚部は組合わさ
れる）。この値がわからないかぎり、これは、特性を著しく低下することなく、
定数にセットすることができる。

【００２８】 ほとんどの場合、Ｍ＝Ｎである。Ｎ＜Ｍを有することに、利点はない。Ｎ＞Ｍ
の場合、特性の負荷に対する複雑さが減少することがある。しかしそれにもかか
わらず、本発明による計算は、平均二乗誤差に関する最適なフィルタ係数を提供
する。

【００２９】 フィードバックフィルタの長さは、同じ長さであるか、又はチャネル衝撃応答
の長さより１だけ少ない長さである（すなわちＮ−１）。長さをそれより大きく
選択すると、追加的なタップの係数は、すべて０であるようになる。それよりわ
ずかな長さは、判定器の入力端子において、記号間干渉を引起こす。フィードバ
ックフィルタにタップを付け加えることは、総合的な複雑さをそれほど高めない
ので、通常全長さが利用される。

【００３０】 フィードバックフィルタの係数は、虚部を持たない。このことは、フィードバ
ックフィルタへの入力が実値であり。かつその出力が同様であるからである。（
判定器の入力の虚部は、考慮されない。）

【００３１】 本発明によるフィルタ係数の計算は、種々の適用に適している。次にＨＩＰＥ
ＲＬＡＮ受信機の特性がどのように改善できるかを示す。その際、周知の複素値
ＭＭＳＥ方法を、本発明によるＭＭＳＥ方法に対照させる。さらに受信機は、３
アンテナ選択ダイバーシティーを行なうことを前提とする。相応する受信機のシ
ミュレーションは、群誤り率の評価を可能にする。

【００３２】 受信機において、１０ｄＢ及び受信された信号出力のパラメータσ＊２が存在
するものと仮定する。さらに４５ｎｓ又は７５ｎｓの遅延広がりを有する無線チ
ャネルを前提とする。ＤＦＥは、８つのフィードフォワードタップ及び７つのフ
ィードバックタップを有する。

【００３３】 図３に示した結果は、本発明による計算方法の両方の適用の重大な改善を示し
ている。誤り率は、大きな遅延広がり（７５ｎｓ）について一層大きい。２０ｄ
Ｂ信号対雑音及び４５ｎｓ遅延広がりの際に、測定能力閾値以下の誤り率が確認
された。

【００３４】 本発明による方法の効果は、図４ａないし４ｃにより説明することができる。
変調方法ＱＰＳＫを利用した場合、判定器は、そのうちどれが判定器の入力値に
次に到来するかに依存して、４つの複素値１＋ｊ、１−ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊ
のうちの１つを出力する。入力値は、雑音及び除去されない残留記号間干渉によ
って歪んでいる。このことは、図４ａ−ｃにおいて雲のような分配によって表現
されている。

【００３５】 複素二乗誤差の最小化は、図４ａ及び４ｂに示すように、それぞれのコンステ
レーション点の回りの円板状の分配に通じる。それに反して二乗誤差の実部の本
発明による最小化は、楕円の擬似的に圧縮された分配に通じる（図４ｃ）。複素
平面において考察して、（複素値の）二乗誤差の平均値は、従来の技術（図４ａ
、ｂ）におけるものより大きい。しかし誤りは、虚軸に移されている。実軸にお
いて、これは、従来の技術におけるものより小さい。しかし判定器の出力は実値
だけしかないことにより、虚軸において増加した誤りは、役割を演じない。

【００３６】 図５は、本発明がどのようにＢＰＳＫ受信機内に統合されているかを示してい
る。データ１は、送信機においてＢＰＳＫ変調器２によって搬送波振動に変調さ
れる。受信機において復調器３は、周波数ベースバンドへの受信信号の変換及び
相応するフィルタ処理を配慮している。その後、信号は、記号速度によってサン
プリングされる（サンプリング器４）。サンプリング器の出力は、一方において
チャネル評価器５によって、かつ他方においてＤＦＥ７によって処理される。本
発明による係数の計算は、係数計算機６において行なわれる。ＤＦＥの出力端子
に、伝送されたデータ８が存在する。受信機の構造は、それ自体周知である。係
数計算機６において係数がどのように検出されるかの前に説明した様式及び方法
が新しいものである。

【００３７】 基本的に本発明は、ＱＰＳＫ方法にも利用することができる（その際、変調器
／復調器は相応して構成されている）。この時、ＢＰＳＫ受信機と相違して、Ｄ
ＦＥは、いずれの場合にも複素数によって動作しなければならない。

【００３８】 ＧＭＳＫ伝送方法の一般的な方式が、図６に示されている。データ９は、送信
機側においてプリデコーダ１０において周知のように予備コーディングされ、Ｇ
ＭＳＫ変調器１１によって搬送波振動に変調される。受信機において復調器１２
は、周波数ベースバンドへの受信信号の変換、及び相応するフィルタ処理を配慮
している。その後、信号は、記号速度でサンプリングされる（サンプリング器１
３）。サンプリング器の出力は、位相係数ｊ＊ｉによって掛け算され（位相シフ
タ１４、掛け算器１５）、かつそれから一方においてチャネル評価器１６によっ
て、かつ他方においてＤＦＥ１８によって処理される。本発明による係数の計算
は、係数計算機１７において行なわれる。ＤＦＥ１８の出力端子に、伝送された
データ１９が存在する。ここでも受信機の構造は、それ自体周知である。どのよ
うにして係数計算機６内において係数を検出するかの様式及び方法が新しい。

【００３９】 次に、最初の一目で２次元信号コンステレーションを有すると思われるＧＭＳ
Ｋ及びＯＱＰＳＫ変調方法のために、本発明がどのように使用できるかを説明す
る。

【００４０】 記号ｂｋ ［−１、＋１］、ｋ＝・・・−１、０、１、２・・・を有するビッ
ト流に対して、ＧＭＳＫ変調された信号は、複素ベースバンド表示において周知
のように次のように示すことができる：

【００４１】

【００４２】 Ａ及びφ０は、振幅又は初期の搬送波位相を表わし；ｇ（τ）は、（ガウスの
部分応答）パルスを表わし、このパルスは、位相変調を定義し、かつＴは、記号
又はビット期間を表わしている。

【００４３】 パルスｇ（τ）に依存して変調された信号は、次の線形部分応答ＱＡＭ信号に
よって良好に近似することができる：

【００４４】

【００４５】 その際、項αｋは、複素値のデータ記号であり、これらのデータ記号は、記号
ｂｋだけに依存し、かつ値範囲［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］を有する。ｇ〜（ｔ
）は、部分応答のパルス成形関数である。次の式が当てはまる。

【００４６】

【００４７】 前記の近似が、ＧＳＭ及びＨＩＰＥＲＬＡＮにおけるように、０．３の時間帯
域幅積を有するＧＭＳＫ変調に対してきわめて良好に使用することができること
は、公知である（バイエル，Ａ他、“Ｂｉｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ
ａｎｄ Ｔｉｍｉｎｇ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｉｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｖ
ｉｔｅｒｂｉ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｆｏｒ Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ−ＴＤＭ
Ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ”、ＩＥＥＥ １９８８、Ｃ
Ｈ２６２２−９／８／００００−０３７７）。

【００４８】 この近似は、値範囲［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］からなるデータ記号を有する
線形ＱＡＭ変調に正確に相当する。合計

【００４９】

【００５０】 は、交互に偶数及び奇数なので、伝送される記号αｋは、交互に実及び虚であ
る。この変調は、ＯＱＰＳＫ（オフセット・クワドラチャー・フェイズ・シフト
・キーイング）なる名称で周知である。記号αｋとｂｋの間の移行はきわめて簡
単である。αｋからｂｋへの移行は誤りに対して丈夫であり、それに反してこれ
は逆の移行に対して当てはまらないことを指摘しておく。シーケンスｂｋにおけ
る単一の誤りの結果、記号αｋの導き出されるシーケンスにおけるきわめて多く
の（おそらく無限に多くの）誤りが生じる。

【００５１】 受信機において伝送された記号αｋは、再現されなければならない。次におい
て送信機及び受信機において同じフレーム同期が得られるものと仮定する。第１
の記号α０からこれが実値であることが（すなわち＋１または−１）わかってい
る。第１の記号が虚である場合、次の形式のわずかな整合が必要である。伝送さ
れた信号はｓ〜０（ｔ）であり、かつ受信信号はｒ（ｔ）であり、この受信信号
は、チャネル衝撃応答との畳み込み及び受信機のアナログフィルタ処理を示して
いる：

【００５２】

【００５３】 その際、ｈ（ｔ）は、ｇ〜（ｔ）、初期位相シフト、チャネル衝撃応答及び受
信機側フィルタの全体の衝撃応答との伝送信号の畳み込みである。

【００５４】 受信機において複素値のベースバンド信号は、チャネル記号速度に相応してサ
ンプリングされるので、時間的に個別の信号が発生される。これは、次のように
記述することができる：

【００５５】

【００５６】 サンプリング位相λが仮定される。時間遅延は、常にチャネル衝撃応答に含め
ることができるので、一般性を制限することなく、λ＝０をセットすることがで
きる。

【００５７】 信号がＤＦＥに供給される前に、これは、位相ｊ＊−ｉに掛け算される：

【００５８】

【００５９】 ｃｋは、ａｋから導き出されたデータシーケンスである。位相ｊ＊−ｉは、値
［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］しかとることができないことに注意する。そのため
に受信信号をこの位相と掛け算することはきわめて簡単である（図６における掛
け算器１４参照）。

【００６０】

【００６１】 フレーム同期が得られる場合、これらの場合の１つは避けることができる。そ
れ故に第２の可能性は無視される。したがって受信機側においてサンプリングさ
れた信号値が所定の関数ｈ＾（ｔ）とのもっぱら実値のデータ列ｃｋの畳み込み
であることが認識可能であり、この関数は、 ・変調のパルス成形 ・チャネル衝撃応答 ・搬送波信号の初期位相 ・サンプリングの時間オフセット、及び ・受信機における位相ｊ＊−ｉによる回転 を含んでいる。関数は、例えば受信機において訓練シーケンス及び相関計算に
よって検出することができる。これは、受信機においてＤＦＥのフィルタ係数を
計算するために利用されるこの関数である。基礎となるデータがもっぱら実値（
ｃｋ）なので、ＤＦＥは、実値の出力だけしか発生してはいけない。最後に（イ
ンデックスｋの知識において）当初のデータ記号αｋが検出できる。

【００６２】 さらに前に述べたように、ＧＭＳＫ変調は、ＯＱＰＳＫ変調によってきわめて
良好に近似することができる（時間帯域幅積がわかっており、かつαｋとｂｋと
の間のデータ流の変換が行なわれることを前提として）。このようにして本発明
によるＤＦＥは、ＧＭＳＫ及びＯＱＰＳＫにも使用することができる。追加的で
あるが簡単かつ丈夫なデータの変換が必要なだけである。送信機においてＧＭＳ
Ｋ変調の前に予備コーディングを利用すれば、追加的な簡単化が達成できる。

【００６３】 不都合な時間帯域幅積の際、それでもやはりＧＭＳＫはデータ変換の後に正確
に線形ではないので、ＧＭＳＫの本発明による等化は、ＯＱＰＳＫよりわずかに
粗悪な特性に通じる。ただし時間帯域幅積が通常のオーダにあれば、悪化は無視
することができる。

【００６４】 要約すれば、本発明により、実際にきわめて強力に普及した１次元の変調方法
において、かつ有利なＤＦＢ構造を使用して、等化の改善が可能であることがわ
かった。フィードバックフィルタにおける評価は、複素値（英語ではコンプレッ
クスバリュー）による代わりに実値（英語ではリアルバリュー）によって行なう
ことができる。フィードフォワードフィルタの出力も実値である必要はない。相
応してこのフィルタにおいて、出力の実値に貢献する計算だけを行なえばよい。
本発明による受信機は、例えばＧＳＭ電話、又はコードレスＤＥＣＴ電話装置、
又はＨＩＰＥＲＬＡＮをベースにしたコンピュータ間のデータ通信に使用するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ＤＦＥの略図である。

【図２】 １つの実施例の略図である。

【図３】 従来の技術と比較して本発明による方法の特性を示す図である。

【図４ａ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｂ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｃ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｄ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図５】 ＢＰＳＫ受信機の略図である。

【図６】 ＧＭＳＫ受信機の略図である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１２年１０月９日（２０００．１０．９）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の名称】 とくにオフセット変調モードのための等化方法

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】 技術分野 本発明は、受信信号が、１次元の、又はこのようなものに変換可能な信号コン
ステレーションに基づいている、ＤＦＥ構造（ディシジョン・フィードバック・
イコライザ）によるディジタル受信機における受信信号の等化方法に関する。

【０００２】 従来の技術 典型的にはＧＳＭ（グローバル・システム・フォー・モービル・コミュニケー
ション）、ＨＩＰＥＲＬＡＮ（ハイ・パーフォーマンス・ラディオ・ローカル・
エリア・ネットワーク）、ＤＥＣＴ（データ・エクスチェンジ・フォー・コード
レス・テレフォン）等において生じるような伝送チャネルは、マルチパス伝搬の
妨害作用によって特徴づけられている。

【０００３】 そのため、線形の周波数選択的プロセス（例えば無線チャネルにおけるマルチ
パス伝搬のように）によって妨害を受けた信号を、ディジタル通信システムにお
いて等化するために、ディシジョン・フィードバック・イコライザ（ＤＦＥ）が
利用できることは、周知である。

【０００４】 ＤＦＥの特性は、フ ードフォワード及びフィードバック部分におけるフィル
タ係数が計算され又は確定される品質に依存している。未知のチャネルにおいて
係数は、典型的には適応訓練によって確定される。それに反してチャネルの衝撃
応答（パルスレスポンス）がわかっているとき、それによりＤＦＥの最適な係数
を導き出すことができる。

【０００５】 ＤＦＥの構造は、それ自体きわめて簡単であり、かつそれ故におおいに好んで
使用される。しかし常に望ましい特性が達成できるとは限らない。

【０００６】 Ｊ．Ｃ．Ｔｕの刊行物、Ｏｐｔｉｍｕｍ ＭＭＳＥ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏ
ｎ ｆｏｒ ｓｔａｇｇｅｒｅｄ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓによれば、信号に対
するＤＦＥが記載されており、ここではクワドラチャー及び及びインフェイズの
成分の変調は、ずらして（スタガして）行なわれる。記号評価の際、変調された
記号の次元においてのみ平均二乗誤差が最小にされる。

【０００７】 発明の表示 本発明の課題は、既知の又はあらかじめ評価されたチャネル衝撃応答に基づい
てできるだけわずかな計算の手間によって、最適な係数の判定を可能にし、その
際、同時に従来の技術による周知のＤＦＥに対して高い特性が達成される、初め
に挙げたような方法を提供することにある。

【０００８】 課題の解決策は、特許請求の範囲第１項の特徴によって定義されている。本発
明によれば、誤差の二乗した実部の期待値が最小になるように、ＤＦＥの係数が
確定されている。

【０００９】 したがって従来の技術と相違して、それ自体複素値の誤差は、最適化の基礎と
して利用されない。それどころか計算は、実値に限定される。フィードバックフ
ィルタのフィルタ係数は、複素値ではなく、フィードフォワードフィルタのもの
だけが、一般的である。この時、ジャンプ点は、基本的に簡単なこの様式におい
てＤＦＥ構造の特性の改善が可能になる点にあり、その際、それどころか計算の
手間は、従来の技術に対して減少することができる。

【００１０】 ２進ＢＰＳＫの場合、係数は、なるべくさらに後に示す式（Ｉ）及び（ＩＩ）
にしたがって計算される。

【００１１】 本発明は、ＢＰＳＫ信号（ＢＰＳＫ＝バイナリー・フェイズ・シフト・キーイ
ング）だけでなく、ＧＭＳＫ及びＯＱＰＳＫ変調方法（ＧＭＳＫ＝ガウシアン・
ミニマム・シフト・キーイング、ＯＱＰＳＫ＝オフセット・クワドラチャー・フ
ェイズ・シフト・キーイング）にも適している。したがって１次元変調方法とし
て、２次元信号コンステレーションを有するが、（適当な変換によって）（少な
くとも近似的に）等価的な１次元表示に移すことができるようなものも考慮する
ことができる。

【００１２】 本発明による方法の回路的な変換は、特別な困難を提供しない。典型的には、
プロセッサ又はＡＳＩＣにおける計算がプログラミングされる。

【００１３】 本発明は、例えばＨＩＰＥＲＬＡＮシステムに適している。（とくに有利なシ
ステム構造は、例えばヨーロッパ特許出願公開第０７９５９７６号明細書、Ａｓ
ｃｏｍ Ｔｅｃｈ ＡＧから明らかである。）いわゆるヨーロッパ通信規格（Ｅ
ＴＳ）は、無線ローカル大出力ネットワーク（ＨＩＰＥＲＬＡＮ）の技術的な特
徴を定義している。ＨＩＰＥＲＬＡＮは、高いデータ速度を有する短い到達距離
の通信サブシステムである（これについてはＥＴＳＩ １９９５、ＥＴＳ ３０
０６５２、ＵＤＣ：６２１３９６を参照）。ＥＴＳ−ＨＩＰＥＲＬＡＮ規格は、
周波数帯域５．１５ないし５．３０ＧＨｚに対して設けられている。

【００１４】 次の詳細な説明及び特許請求の範囲の全体から、本発明のそれ以上の有利な構
成及び特徴組合せが明らかである。

【００１５】 発明の実施の方法 次に本発明の基本方式を従来の技術との比較によって表現する。

【００１６】 図１は、ＤＦＥのそれ自体周知のブロック構造を示している。搬送波によって
下方変調された受信信号Ｉは、ＤＦＥのフィードフォワードフィルタＦＦに与え
られる。その後、これは、判定器ＤＤ（ディシジョン・デバイス）からフィード
バックフィルタＦＢを介して戻された評価された信号Ｉ＾と組合わされる（加算
）。それにより判定器ＤＤの入力端子に信号Ｉ〜が生じる。従来の技術によれば
、係数ｆ及びｇ（これらは、この場合、複数の係数成分を有するベクトルと解さ
れる）は、次のように計算される：

【００１７】

【００１８】 それに対して本発明は、次の最適化を行なう：

【００１９】

【００２０】 したがって従来の技術との相違点は、フィルタ係数の計算の様式にある。ＤＦ
Ｅのその他の構造は、そのままである。このことは、次に実施例によって詳細に
説明する。

【００２１】 図２は、ＤＦＥの具体的な例を示している。これにより処理される信号は、−
現代のコヒーレントなディジタル受信機において通常のように−、複素数によっ
て表示される。その際、実部は、インフェイズ成分に対するものであり、かつ虚
部は、直角位相成分に対するものである。図２に示したＤＦＥは、−一般に通用
する理解にしたがって−、複素値の係数及び複素値のデータを有する。

【００２２】 ＭＭＳＥ判定基準にしたがって誤差の実値だけを最適化すれば（ＭＭＳＥ＝ミ
ニマム・ミーン・スクエア・エラー）、フィードフォワードフィルタ係数は、次
の式システムによって与えられる：

【００２３】

【００２４】 これは、２Ｍの実値の式（１≦ｉ≦Ｍ）である。その際、そのインデックスが
大きすぎる又は小さすぎる係数は、０と仮定することができる。インデックスは
、長さＬのベクトルに対して１からＬへ続いている。フィルタ係数の値は、線形
の式システムを解くそれ自体周知の方法によって得ることができる。これらの標
準的な方法に詳細に立入ることは不要である。

【００２５】 フィードバックフィルタ係数は、次の式によって決められている：

【００２６】

【００２７】 これは、Ｍ＋１≦ｉ≦Ｍ＋Ｎ−１なので、Ｎ−１の式である。

【００２８】 式（Ｉ）及び（ＩＩ）は、次の協約に基づいている： Ｎ チャネル衝撃応答の長さ； Ｍ フィードフォワードフィルタの長さ； ｈｉＲ チャネル衝撃応答の実部、１≦ｉ≦Ｎ； ｈｉＩ チャネル衝撃応答の虚部、１≦ｉ≦Ｎ； ｆｉＲ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の実部、１≦ｉ≦Ｍ ｆｉＩ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の虚部、１≦ｉ≦Ｍ ｇｉＲ ＤＦＥフィードフォワード部分のフィルタ係数の実部、１≦ｉ≦Ｎ−
１ σ＊２ ＤＦＥ入力端子における雑音出力（雑音出力の実部と虚部は組合わさ
れる）。この値がわからないかぎり、これは、特性を著しく低下することなく、
定数にセットすることができる。

【００２９】 ほとんどの場合、Ｍ＝Ｎである。Ｎ＜Ｍを有することに、利点はない。Ｎ＞Ｍ
の場合、特性の負荷に対する複雑さが減少することがある。しかしそれにもかか
わらず、本発明による計算は、平均二乗誤差に関する最適なフィルタ係数を提供
する。

【００３０】 フィードバックフィルタの長さは、同じ長さであるか、又はチャネル衝撃応答
の長さより１だけ少ない長さである（すなわちＮ−１）。長さをそれより大きく
選択すると、追加的なタップの係数は、すべて０であるようになる。それよりわ
ずかな長さは、判定器の入力端子において、記号間干渉を引起こす。フィードバ
ックフィルタにタップを付け加えることは、総合的な複雑さをそれほど高めない
ので、通常全長さが利用される。

【００３１】 フィードバックフィルタの係数は、虚部を持たない。このことは、フィードバ
ックフィルタへの入力が実値であり。かつその出力が同様であるからである。（
判定器の入力の虚部は、考慮されない。）

【００３２】 本発明によるフィルタ係数の計算は、種々の適用に適している。次にＨＩＰＥ
ＲＬＡＮ受信機の特性がどのように改善できるかを示す。その際、周知の複素値
ＭＭＳＥ方法を、本発明によるＭＭＳＥ方法に対照させる。さらに受信機は、３
アンテナ選択ダイバーシティーを行なうことを前提とする。相応する受信機のシ
ミュレーションは、群誤り率の評価を可能にする。

【００３３】 受信機において、１０ｄＢ及び受信された信号出力のパラメータσ＊２が存在
するものと仮定する。さらに４５ｎｓ又は７５ｎｓの遅延広がりを有する無線チ
ャネルを前提とする。ＤＦＥは、８つのフィードフォワードタップ及び７つのフ
ィードバックタップを有する。

【００３４】 図３に示した結果は、本発明による計算方法の両方の適用の重大な改善を示し
ている。誤り率は、大きな遅延広がり（７５ｎｓ）について一層大きい。２０ｄ
Ｂ信号対雑音及び４５ｎｓ遅延広がりの際に、測定能力閾値以下の誤り率が確認
された。

【００３５】 本発明による方法の効果は、図４ａないし４ｃにより説明することができる。
変調方法ＱＰＳＫを利用した場合、判定器は、そのうちどれが判定器の入力値に
次に到来するかに依存して、４つの複素値１＋ｊ、１−ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊ
のうちの１つを出力する。入力値は、雑音及び除去されない残留記号間干渉によ
って歪んでいる。このことは、図４ａ−ｃにおいて雲のような分配によって表現
されている。

【００３６】 複素二乗誤差の最小化は、図４ａ及び４ｂに示すように、それぞれのコンステ
レーション点の回りの円板状の分配に通じる。それに反して二乗誤差の実部の本
発明による最小化は、楕円の擬似的に圧縮された分配に通じる（図４ｃ）。複素
平面において考察して、（複素値の）二乗誤差の平均値は、従来の技術（図４ａ
、ｂ）におけるものより大きい。しかし誤りは、虚軸に移されている。実軸にお
いて、これは、従来の技術におけるものより小さい。しかし判定器の出力は実値
だけしかないことにより、虚軸において増加した誤りは、役割を演じない。

【００３７】 図５は、本発明がどのようにＢＰＳＫ受信機内に統合されているかを示してい
る。データ１は、送信機においてＢＰＳＫ変調器２によって搬送波振動に変調さ
れる。受信機において復調器３は、周波数ベースバンドへの受信信号の変換及び
相応するフィルタ処理を配慮している。その後、信号は、記号速度によってサン
プリングされる（サンプリング器４）。サンプリング器の出力は、一方において
チャネル評価器５によって、かつ他方においてＤＦＥ７によって処理される。本
発明による係数の計算は、係数計算機６において行なわれる。ＤＦＥの出力端子
に、伝送されたデータ８が存在する。受信機の構造は、それ自体周知である。係
数計算機６において係数がどのように検出されるかの前に説明した様式及び方法
が新しいものである。

【００３８】 基本的に本発明は、ＱＰＳＫ方法にも利用することができる（その際、変調器
／復調器は相応して構成されている）。この時、ＢＰＳＫ受信機と相違して、Ｄ
ＦＥは、いずれの場合にも複素数によって動作しなければならない。

【００３９】 ＧＭＳＫ伝送方法の一般的な方式が、図６に示されている。データ９は、送信
機側においてプリデコーダ１０において周知のように予備コーディングされ、Ｇ
ＭＳＫ変調器１１によって搬送波振動に変調される。受信機において復調器１２
は、周波数ベースバンドへの受信信号の変換、及び相応するフィルタ処理を配慮
している。その後、信号は、記号速度でサンプリングされる（サンプリング器１
３）。サンプリング器の出力は、位相係数ｊ＊ｉによって掛け算され（位相シフ
タ１４、掛け算器１５）、かつそれから一方においてチャネル評価器１６によっ
て、かつ他方においてＤＦＥ１８によって処理される。本発明による係数の計算
は、係数計算機１７において行なわれる。ＤＦＥ１８の出力端子に、伝送された
データ１９が存在する。ここでも受信機の構造は、それ自体周知である。どのよ
うにして係数計算機６内において係数を検出するかの様式及び方法が新しい。

【００４０】 次に、最初の一目で２次元信号コンステレーションを有すると思われるＧＭＳ
Ｋ及びＯＱＰＳＫ変調方法のために、本発明がどのように使用できるかを説明す
る。

【００４１】 記号ｂｋ ［−１、＋１］、ｋ＝・・・−１、０、１、２・・・を有するビッ
ト流に対して、ＧＭＳＫ変調された信号は、複素ベースバンド表示において周知
のように次のように示すことができる：

【００４２】

【００４３】 Ａ及びφ０は、振幅又は初期の搬送波位相を表わし；ｇ（τ）は、（ガウスの
部分応答）パルスを表わし、このパルスは、位相変調を定義し、かつＴは、記号
又はビット期間を表わしている。

【００４４】 パルスｇ（τ）に依存して変調された信号は、次の線形部分応答ＱＡＭ信号に
よって良好に近似することができる：

【００４５】

【００４６】 その際、項αｋは、複素値のデータ記号であり、これらのデータ記号は、記号
ｂｋだけに依存し、かつ値範囲［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］を有する。ｇ〜（ｔ
）は、部分応答のパルス成形関数である。次の式が当てはまる。

【００４７】

【００４８】 前記の近似が、ＧＳＭ及びＨＩＰＥＲＬＡＮにおけるように、０．３の時間帯
域幅積を有するＧＭＳＫ変調に対してきわめて良好に使用することができること
は、公知である（バイエル，Ａ他、“Ｂｉｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ
ａｎｄ Ｔｉｍｉｎｇ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｉｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｖｉｔｅｒｂｉ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｆｏｒ Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ−ＴＤ
ＭＡ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ”、ＩＥＥＥ １９８８、
ＣＨ２６２２−９／８／００００−０３７７）。

【００４９】 この近似は、値範囲［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］からなるデータ記号を有する
線形ＱＡＭ変調に正確に相当する。合計

【００５０】

【００５１】 は、交互に偶数及び奇数なので、伝送される記号αｋは、交互に実及び虚であ
る。この変調は、ＯＱＰＳＫ（オフセット・クワドラチャー・フェイズ・シフト
・キーイング）なる名称で周知である。記号αｋとｂｋの間の移行はきわめて簡
単である。αｋからｂｋへの移行は誤りに対して丈夫であり、それに反してこれ
は逆の移行に対して当てはまらないことを指摘しておく。シーケンスｂｋにおけ
る単一の誤りの結果、記号αｋの導き出されるシーケンスにおけるきわめて多く
の（おそらく無限に多くの）誤りが生じる。

【００５２】 受信機において伝送された記号αｋは、再現されなければならない。次におい
て送信機及び受信機において同じフレーム同期が得られるものと仮定する。第１
の記号α０からこれが実値であることが（すなわち＋１または−１）わかってい
る。第１の記号が虚である場合、次の形式のわずかな整合が必要である。伝送さ
れた信号はｓ〜０（ｔ）であり、かつ受信信号はｒ（ｔ）であり、この受信信号
は、チャネル衝撃応答との畳み込み及び受信機のアナログフィルタ処理を示して
いる：

【００５３】

【００５４】 その際、ｈ（ｔ）は、ｇ〜（ｔ）、初期位相シフト、チャネル衝撃応答及び受
信機側フィルタの全体の衝撃応答との伝送信号の畳み込みである。

【００５５】 受信機において複素値のベースバンド信号は、チャネル記号速度に相応してサ
ンプリングされるので、時間的に個別の信号が発生される。これは、次のように
記述することができる：

【００５６】

【００５７】 サンプリング位相λが仮定される。時間遅延は、常にチャネル衝撃応答に含め
ることができるので、一般性を制限することなく、λ＝０をセットすることがで
きる。

【００５８】 信号がＤＦＥに供給される前に、これは、位相ｊ＊−ｉに掛け算される：

【００５９】

【００６０】 ｃｋは、ａｋから導き出されたデータシーケンスである。位相ｊ＊−ｉは、値
［＋１、−１、＋ｊ、−ｊ］しかとることができないことに注意する。そのため
に受信信号をこの位相と掛け算することはきわめて簡単である（図６における掛
け算器１４参照）。

【００６１】

【００６２】 フレーム同期が得られる場合、これらの場合の１つは避けることができる。そ
れ故に第２の可能性は無視される。したがって受信機側においてサンプリングさ
れた信号値が所定の関数ｈ＾（ｔ）とのもっぱら実値のデータ列ｃｋの畳み込み
であることが認識可能であり、この関数は、 ・変調のパルス成形 ・チャネル衝撃応答 ・搬送波信号の初期位相 ・サンプリングの時間オフセット、及び ・受信機における位相ｊ＊−ｉによる回転 を含んでいる。関数は、例えば受信機において訓練シーケンス及び相関計算に
よって検出することができる。これは、受信機においてＤＦＥのフィルタ係数を
計算するために利用されるこの関数である。基礎となるデータがもっぱら実値（
ｃｋ）なので、ＤＦＥは、実値の出力だけしか発生してはいけない。最後に（イ
ンデックスｋの知識において）当初のデータ記号αｋが検出できる。

【００６３】 さらに前に述べたように、ＧＭＳＫ変調は、ＯＱＰＳＫ変調によってきわめて
良好に近似することができる（時間帯域幅積がわかっており、かつαｋとｂｋと
の間のデータ流の変換が行なわれることを前提として）。このようにして本発明
によるＤＦＥは、ＧＭＳＫ及びＯＱＰＳＫにも使用することができる。追加的で
あるが簡単かつ丈夫なデータの変換が必要なだけである。送信機においてＧＭＳ
Ｋ変調の前に予備コーディングを利用すれば、追加的な簡単化が達成できる。

【００６４】 不都合な時間帯域幅積の際、それでもやはりＧＭＳＫはデータ変換の後に正確
に線形ではないので、ＧＭＳＫの本発明による等化は、ＯＱＰＳＫよりわずかに
粗悪な特性に通じる。ただし時間帯域幅積が通常のオーダにあれば、悪化は無視
することができる。

【００６５】 要約すれば、本発明により、実際にきわめて強力に普及した１次元の変調方法
において、かつ有利なＤＦＢ構造を使用して、等化の改善が可能であることがわ
かった。フィードバックフィルタにおける評価は、複素値（英語ではコンプレッ
クスバリュー）による代わりに実値（英語ではリアルバリュー）によって行なう
ことができる。フィードフォワードフィルタの出力も実値である必要はない。相
応してこのフィルタにおいて、出力の実値に貢献する計算だけを行なえばよい。
本発明による受信機は、例えばＧＳＭ電話、又はコードレスＤＥＣＴ電話装置、
又はＨＩＰＥＲＬＡＮをベースにしたコンピュータ間のデータ通信に使用するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ＤＦＥの略図である。

【図２】 １つの実施例の略図である。

【図３】 従来の技術と比較して本発明による方法の特性を示す図である。

【図４ａ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｂ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｃ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図４ｄ】 従来の技術及び本発明における誤差特性の対照を示す図である。

【図５】 ＢＰＳＫ受信機の略図である。

【図６】 ＧＭＳＫ受信機の略図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ， ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ， ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，Ｃ Ｕ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ， ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，Ｌ Ｋ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ， ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，Ｔ Ｍ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号が、１次元の、又はこのようなものに変換可能な信
   号コンステレーションに基づいている、ＤＦＥ構造（ディシジョン・フィードバ
   ック・イコライザ）によるディジタル受信機における受信信号の等化方法におい
   て、受信信号の誤差の二乗した実部の期待値が最小になるように、ＤＦＥの係数
   が確定されることを特徴とする、ＤＦＥ構造（ディシジョン・フィードバック・
   イコライザ）によるディジタル受信機における受信信号の等化方法。
2. 【請求項２】 信号コンステレーションが、ＢＰＳＫ変調に相当し、かつＤ
   ＦＥの係数が次のように確定されている： ことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 【請求項３】 信号コンステレーションが、ＧＭＳＫ又はＯＱＰＳＫ変調に
   相当し、かつ受信機においてサンプリング値が、位相ｊ＊−ｉによって回転され
   、その際、ｉが、サンプリング値の継続的なインデックスを表わすことを特徴と
   する、請求項１に記載の方法。
4. 【請求項４】 受信信号が、１次元の、又はこのようなものに変換可能な信
   号コンステレーションに基づいている、ディジタル受信機における受信信号を等
   化するＤＦＥ（ディシジョン・フィードバック・イコライザ）を有する回路装置
   において、受信信号の誤差の二乗した実部の期待値が最小であるように、ＤＦＥ
   の係数を計算する回路を有することを特徴とする、ディジタル受信機における受
   信信号を等化するＤＦＥ（ディシジョン・フィードバック・イコライザ）を有す
   る回路装置。