EP1125404A1 - Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten - Google Patents

Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten

Info

Publication number
EP1125404A1
EP1125404A1 EP99950419A EP99950419A EP1125404A1 EP 1125404 A1 EP1125404 A1 EP 1125404A1 EP 99950419 A EP99950419 A EP 99950419A EP 99950419 A EP99950419 A EP 99950419A EP 1125404 A1 EP1125404 A1 EP 1125404A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
dfe
signal
coefficients
error
real
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP99950419A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
James Aldis
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ascom Intermediate AG
Original Assignee
Ascom Powerline Communications AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ascom Powerline Communications AG filed Critical Ascom Powerline Communications AG
Priority to EP99950419A priority Critical patent/EP1125404A1/de
Publication of EP1125404A1 publication Critical patent/EP1125404A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
    • H04L25/03146—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a recursive structure

Definitions

  • the invention relates to a method for equalizing a received signal in a digital receiver with the aid of a DFE structure (Decision Feedback Equalizer), the received signal being based on a one-dimensional signal configuration or one that can be transformed into such a signal.
  • DFE structure Decision Feedback Equalizer
  • GSM Global System for Mobile Communication
  • HIPERLAN High Performance Radio Local Area Network
  • DECT Data Exchange for Cordless Telephone
  • a decision feedback equalizer can be used to equalize in a digital communication system a signal that has been disturbed by a linear frequency selective process (such as multipath propagation in a radio channel) .
  • the performance of a DFE depends on the quality with which the filter coefficients in the feedforward and feedback part are calculated or determined. If the channel is unknown, the coefficients are typically determined by adaptive training. If, on the other hand, the channel's impulse response is known, the optimal coefficients of the DFE can be derived from it.
  • the structure of a DFE is very simple in itself and therefore very popular in use. However, the desired performance cannot always be achieved.
  • the object of the invention is to provide a method of the type mentioned at the outset, which enables the determination of optimal coefficients with the least possible computing effort on the basis of the known or previously estimated channel burst response, while at the same time increasing performance compared to the known DFE according to the prior art is achieved.
  • the solution to the problem is defined by the features of claim 1.
  • the coefficients of the DFE are set in such a way that the expected value of the squared real part of the error is minimized.
  • the complex error itself is not used as the basis for optimization. Rather, the calculation is limited to the real value.
  • the filter coefficients of the feedback filter are not complex, only those of the feed forward filter are in general. The key point now is that in this way, which is in principle simple, it is possible to improve the performance of the DFE structure, and even the computing effort can be reduced compared to the prior art.
  • the coefficients are preferably calculated according to formulas (I) and (II) given below.
  • BPSI Binary Phase Shift Keying
  • GMSK Gaussian Minimum Shift Keying
  • OQPSK Offset Quadrature Phase Shift Keying.
  • One-dimensional modulation methods are therefore also to be considered which, although they have a two-dimensional signal constellation, can (with a suitable transformation) be converted into an (at least approximately) equivalent one-dimensional representation.
  • the circuit implementation of the method according to the invention presents no particular difficulties.
  • the calculation is programmed in a processor or ASIC.
  • the invention is suitable, for example, for a HIPERLAN system.
  • a particularly advantageous system structure results, for example, from EP 0 795 976 A2, Ascom Tech AG).
  • the so-called European Telecommunications Standard (ETS) defines the technical characteristics of a wireless local high-performance network (HIPERLAN).
  • HIPERLAN is a short-range communication subsystem with a high data rate (cf. see also ETSI 1995, ETS 300 652, UDC: 621 396).
  • ETS-HIPERLAN standard is intended for the frequency band 5.15 to 5.30 GHz.
  • Figure 1 is a schematic representation of a DFE.
  • Fig. 3 shows the performance of the inventive method in
  • FIG. 5 shows a schematic illustration of a BPSK receiver
  • Fig. 6 is a schematic representation of a GMSK receiver.
  • Fig. 1 shows the known block structure of a DFE.
  • the received signal I modulated down from the carrier is fed into a feed forward filter FF of the DFE.
  • DD Decision Maker
  • the invention performs the following optimization:
  • Fig. 2 shows a concrete example of a DF ⁇ .
  • the signal it processes is represented by complex numbers, as is common in modern coherent digital receivers.
  • the real part stands for the in-phase component and the imaginary part for the quadrature component.
  • the DFE shown in FIG. 2 has - according to the generally accepted understanding - complex-value coefficients and complex-value data.
  • the feedback filter coefficients are determined by the following equations:
  • N N. It has no advantage to have N ⁇ M. If N> M, the complexity can be reduced at the expense of performance. The invention However, the calculation still provides the optimal filter coefficients based on the mean square error.
  • the length of the feedback filter is the same length or one less than the length of the channel burst response (i.e., N-1). If the length were chosen to be longer, the coefficients of the additional taps would all be 0. A shorter length would lead to intersymbol interference at the decision-maker entrance. Because adding taps to the feedback filter does not add significantly to the overall complexity, the full length is usually used.
  • the coefficients of the feedback filter have no imaginary part. This is because the input to the feedback filter is real and so is its output. (The imaginary part of the decision-maker input is not taken into account.)
  • the calculation of the filter coefficients according to the invention is suitable for different applications.
  • the following shows how the performance of a HIPERLAN receiver can be improved.
  • the known complex-valued MMSE method is compared with the real-valued MMSE method according to the invention. It is also assumed that the receivers perform 3-antenna selection diversity. Simulations of the corresponding receivers enable the packet error rate to be estimated.
  • the parameter ⁇ 2 contains 10 dB and the received signal power in the receiver. Furthermore, radio channels with a delay spread of 45 ns or 75 ns are assumed.
  • the DFE has 8 feedforward taps and 7 feedback taps.
  • FIG. 3 show a significant improvement in both applications of the calculation method according to the invention.
  • the error rate is higher for large delay spreads (75 ns). Error rates below the measurability threshold were found at 20 dB signal-to-noise and 45 ns delay spread.
  • the effect of the method according to the invention can be illustrated with the aid of FIGS. 4a to 4c.
  • the decision maker If QPSK is used as the modulation method, the decision maker outputs one of the four complex values 1 + j, 1 - j, -1 + j, -1 - j depending on which one comes closest to the input value of the decision maker.
  • the input value is distorted by the noise and the residual intersymbol interference not eliminated. This is expressed in Figures 4a-c by the cloud-like distributions.
  • the minimization of the complex quadratic error leads to a circular disk-shaped distribution around each constellation point, as is shown in FIGS. 4a and 4b.
  • the minimization of the real part of the quadratic error according to the invention leads to an oval, quasi-squeezed distribution (FIG. 4c).
  • the mean value of the (complex-value) quadratic error is larger than in the prior art (FIGS. 4a, b).
  • the error has shifted to the imaginary axis. It is smaller in the real axis than in the prior art. Since the decision-maker output can only be real, the increased error in the imaginary axis is irrelevant.
  • Fig. 5 shows how the invention is integrated in a BPSK receiver.
  • the data 1 are modulated on a carrier oscillation by a BPSK modulator 2 in a transmitter.
  • a demodulator 3 ensures the conversion of the received signal into the frequency baseband and the corresponding filtering.
  • the signal is then sampled at the symbol rate (scanner 4).
  • the output of the scanner is processed on the one hand by the channel estimator 5 and on the other hand by the DFE 7.
  • the calculation of the coefficients according to the invention takes place in the coefficient calculator 6.
  • the transmitted data 8 are available at the output of the DFE 7.
  • the structure of the recipient is known per se. What is new is the manner described above of how the coefficients are determined in the coefficient calculator 6.
  • the invention can also be used for a QPSK method (the modulators / demodulators are to be designed accordingly).
  • the DFE must then always work with complex numbers.
  • the general scheme of a GMSK transmission method is shown in FIG. 6.
  • the data 9 are precoded in a known manner in a precoder 10 on the transmitter side and modulated onto a carrier oscillation with a GMSK modulator 11.
  • a demodulator 12 provides for the conversion of the received signal into the frequency baseband and for the corresponding filtering. The signal is then sampled at the symbol rate (scanner 13).
  • the output of the scanner is multiplied by a phase factor j '(phase shifter 14, multiplier 15) and then processed on the one hand by the channel estimator 16 and on the other hand by the DFE 18.
  • the calculation of the coefficients according to the invention takes place in the coefficient calculator 17.
  • the transmitted data 19 is available at the output of the DFE 18.
  • the structure of the receiver is known per se. What is new is the way in which the coefficients are determined in the coefficient calculator 6.
  • the GMSK-modulated signal in the complex baseband representation can, as is known, be given as follows :
  • a and ⁇ 0 denote the amplitude and the initial carrier phase, respectively;
  • g ( ⁇ ) is the (Gaussian partial-response) pulse, which defines the phase modulation, and T is the symbol or bit duration.
  • k are complex-valued data symbols which only depend on the symbols b k and have the value range [+ 1, -1, + j, -j], g (t) is a partial response pulse shaping function. The following applies:
  • the transmitted symbols ⁇ k are alternately even and odd, so that the transmitted symbols k are alternately real and imaginary.
  • This modulation is known as OQPSK (offset quadrature phase shift keying).
  • OQPSK offset quadrature phase shift keying
  • the transition between the symbols ⁇ k and b k is very simple. It should be noted that the transition from ⁇ k to b k is robust against errors, whereas this is not the case for the reverse transition. A single error in the sequence b k will result in very many (possibly infinitely many) errors in the derived sequence of the symbols ⁇ k .
  • the transmitted symbols ⁇ k must be recovered in the receiver. In the following it is assumed that the same frame synchronization is available in the transmitter and in the receiver.
  • the first symbol ⁇ 0 is known to be real (namely, either + 1 or -1). If the first symbol is imaginary, a slight adjustment to the following formalism is necessary.
  • the transmitted signal is 7 0 (t) and the received
  • h (t) is the convolution of the transmission signal with g ⁇ (t), the initial phase shift, the channel surge response and the surge response of the entirety of the receiver-side filters.
  • the complex-valued baseband signal is sampled in the receiver in accordance with the channel symbol rate, so that a discrete-time signal is generated. This can be written as follows:
  • ⁇ 0 can be set because a time delay can always be included in the channel burst response.
  • c k is the data sequence derived from a k . It should be noted that phase j only the values
  • the function can be determined, for example, with the aid of a training sequence and a correlation calculation in the receiver. It is this function that is used in the receiver to calculate the filter coefficients of the DFE.
  • the DFE only has to produce a real value output because the underlying data are only real values (c k ).
  • the original data symbols ⁇ k can be determined.
  • the GMSK modulation can be approximated very well by the OQPSK modulation (provided the time-bandwidth product is known and the transformation of the data stream between ⁇ k and b k is carried out). In this way, the DFE according to the invention can also be used for GMSK and OQPSK. Only an additional but simple and robust transformation of the data is required. If pre-coding is used in the transmitter before GMSK modulation, an additional simplification can be achieved.
  • the equalization of GMSK according to the invention can lead to slightly poorer performance than with OQPSK, because GMSK is not exactly linear after all after the data transformation.
  • the time-bandwidth product is of a normal order of magnitude, the deteriorations can be neglected.
  • the invention can improve the equalization with the one-dimensional modulation method, which is very widespread in practice, and using the advantageous DFB structure.
  • the evaluation in the feedback filter can be done with real values (narrow, real values) instead of complex values (English: complex values).
  • the output of the feedforward filter only needs to be real. Accordingly, only those calculations need to be carried out in this filter that contribute to the real value of the output.
  • Recipients according to the invention can, for. B. for GSM phones or cordless DECT telephone devices or for data communication between computers based on HIPERLAN.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren eines Empfangssignals in einem digitalen Empfänger mit Hilfe einer DFB-Struktur (Decision Feedback Equalizer). Das Empfangssignal basiert auf einer eindimensionalen oder in eine solche transformierbaren Signalkonstellation (z.B. BPSK, GMSK, OQPSK). Die Koeffizienten des DFE werden so festgelegt, dass der Erwartungswert des quadrierten Realteils des Fehlers des Empfangssignals minimiert wird. Im Unterschied zum Stand der Technik wird also nicht der an sich komplexwertige Fehler als Optimierungsgrundlage verwendet. Vielmehr wird die Berechnung auf den Realwert beschränkt. Die Filterkoeffizienten können statt komplexwertig ebenfalls realwertig sein. Der springende Punkt liegt darin, dass auf diese im Prinzip einfache Weise eine Verbesserung der Performance der DFE-Struktur möglich wird, wobei sogar der Rechenaufwand gegenüber dem Stand der Technik reduziert sein kann.

Description

VERFAHREN ZUM ENTZERREN, INSBESONDERE FÜR OFFSET-MODULATIONSARTEN
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entzerren eines Empfangssignals in einem digitalen Empfänger mit Hilfe einer DFE-Struktur (Decision Feedback Equalizer), wobei das Empfangssignal auf einer eindimensionalen oder in eine solche transformierbaren Signalkonstellation basiert. Stand der Technik
Übertragungskanäle, wie sie typischerweise bei GSM (Global System for Mobile Communication), HIPERLAN (High PErformance Radio Local Area Netzwork), DECT (Data Exchange for Cordless Telephone) etc. auftreten, sind charakterisiert durch die störenden Wirkungen der Mehrweg-Ausbreitung.
Es ist bekannt, daß ein Decision Feedback Equalizer (DFE) dazu benutzt werden kann, um in einem digitalen Kommunikationssystem ein Signal zu entzerren, welches durch einen linearen frequenzselektiven Prozeß (wie es zum Beispiel die Mehrweg-Ausbreitung in einem Funkkanal ist) gestört worden ist.
Die Performance eines DFE hängt von der Qualität ab, mit welcher die Filterkoeffizienten im Feedforward- und im Feedback-Teil berechnet bzw. festgelegt werden. Bei unbekanntem Kanal werden die Koeffizienten typischerweise durch adaptives Training festgelegt. Ist die Stoßantwort (impulse response) des Kanals dagegen bekannt, dann können die optimalen Koeffizienten des DFE aus dieser abgeleitet werden.
Die Struktur eines DFE ist an sich sehr einfach und daher im Einsatz sehr beliebt. Nicht immer läßt sich aber die erwünschte Performance erreichen.
Darstellung der Erfindung
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, welches mit möglichst geringem Rechenaufwand auf der Basis der bekannten bzw. vorher geschätzten Kanalstoss-Antwort die Bestimmung optimaler Koeffizienten ermöglicht, wobei gleichzeitig eine erhöhte Performance gegenüber dem bekannten DFE gemäß Stand der Technik erzielt wird. Die Lösung der Aufgabe ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 definiert. Gemäss der Erfindung sind die Koeffizienten des DFE so festgelegt, daß der Erwartungswert des quadrierten Realteils des Fehlers minimiert wird.
Im Unterschied zum Stand der Technik wird also nicht der an sich komplexwertige Fehler als Optimierungsgrundlage verwendet. Vielmehr wird die Berechnung auf den Realwert beschränkt. Die Filterkoeffizienten des Feedback-Filters sind nicht komplexwertig, nur diejenigen des Feedforward-Filters sind es im allgemeinen. Der springende Punkt liegt nun darin, daß auf diese im Prinzip einfache Weise eine Verbesserung der Performance der DFE-Struktur möglich wird, wobei sogar der Rechenaufwand gegenüber dem Stand der Technik reduziert sein kann.
Im Fall eines binären BPSK-Signals werden die Koeffizienten vorzugsweise gemäß den weiter unten angegebenen Formeln (I) und (II) berechnet.
Die Erfindung eignet sich nicht nur für BPSK-Signale (BPSI = Binary Phase Shift Keying), sondern auch für GMSK- und OQPSK-Modulationsverfahren (GMSK = Gaussian Minimum Shift Keying, OQPSK = Offset Quadrature Phase Shift Keying). Ais eindimensionale Modulationsverfahren sind also auch solche zu betrachten, welche zwar eine zweidimensionale Signalkonstellation aufweisen, aber (mit einer geeigneten Transformation) in eine (zumindest annäherungsweise) äquivalente eindimensionale Darstellung übergeführt werden können.
Die schaltungsmäßige Umsetzung des erfindungsgemäßen Verfahrens bietet keine besonderen Schwierigkeiten. Typischerweise wird die Berechnung in einem Prozessor oder ASIC programmiert.
Die Erfindung eignet sich beispielsweise für ein HIPERLAN-System. (Eine besonders vorteilhafte System-Struktur ergibt sich z. B. aus der EP 0 795 976 A2, Ascom Tech AG) . Der sogenannte European Telecommunications Standard (ETS) definiert die technischen Charakteristiken eines drahtlosen lokalen Hochleistungsnetzwerkes (HIPERLAN). HIPERLAN ist ein kurzreichweitiges Kommunikationssubsystem mit hoher Datenrate (vgl. dazu ETSI 1995, ETS 300 652, UDC: 621 396). Der ETS-HIPERLAN-Standard ist für das Frequenzband 5.15 bis 5.30 GHz vorgesehen.
Aus der nachfolgenden Detailbeschreibung und der Gesamtheit der Patentansprüche ergeben sich weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Merkmalskombinationen der Erfindung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die zur Erläuterung des Ausführungsbeispiels verwendeten Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines DFE;
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels;
Fig. 3 eine Darstellung der Performance des erfindungsgemäßen Verfahrens im
Vergleich zum Stand der Technik.
Fig. 4a-c eine Gegenüberstellung des Fehlerverhaltens beim Stand der Technik und bei der Erfindung:
Fig. 5 eine schematische Darstellung eines BPSK -Empfängers;
Fig. 6 eine schematische Darstellung eines GMSK-Empfängers.
Wege zur Ausführung der Erfindung
Im folgenden soll das Prinzip der Erfindung anhand eines Vergleichs mit dem Stand der Technik zum Ausdruck gebracht werden. Fig. 1 zeigt die an sich bekannte Block-Struktur eines DFE. Das vom Träger heruntermodulierte Empfangssignal I wird in ein Feedforward Filter FF des DFE gegeben. Danach wird es mit dem vom Entscheider DD (Decision Device) über das Feedback Filter
FB zurückgeführte geschätzte Signal / kombiniert (Addierer). Am Eingang des
Entscheiders DD liegt somit das Signal / an. Gemäß dem Stand der Technik werden die Koeffizienten f und g (welche im vorliegenden Fall als Vektoren mit mehreren Koeffizienten-Komponenten verstanden werden) wie folgt berechnet:
minE I -I (A)
m Gegensatz dazu führt die Erfindung folgende Optimierung durch:
Der Unterschied zum Stand der Technik besteht somit in der Art der Berechnung der Filterkoeffizienten. Die sonstige Struktur des DFΕ wird unverändert beibehalten. Dies wird nachfolgend an Hand von Ausführungsbeispielen im Detail erläutert.
Fig. 2 zeigt ein konkretes Beispiel eines DFΕ. Das von ihm verarbeitete Signal wird - wie bei modernen kohärenten digitalen Empfängern üblich - durch komplexe Zahlen dargestellt. Der Realteil steht dabei für die Inphasen-Komponente und der Imaginärteil für die Quadratur-Komponente. Der in Fig. 2 gezeigte DFE hat - nach dem allgemein gängigen Verständnis - komplexwertige Koeffizienten und komplexwertige Daten.
Wird allein der Realwert des Fehlers nach dem MMSE-Kriterium optimiert (MMSE = Minimum Mean Square Error), dann sind die Feedforward-Filterkoeffizienten durch das folgende Gleichungssystem gegeben:
-∑ ,:∑ ,-,M - A7 i- " J, 2-1 J»ι 2-1 nn+l-inn+ -m + 2- 7m 2__ "n+ -i^n-
»ι=l »=1 »ι=l n=l
Dies sind 2M realwertige Gleichungen (1 < i < M). Koeffizienten, deren Indizes zu groß oder zu klein sind sind dabei als 0 anzunehmen. Die Indizes laufen von 1 nach L für Vektoren der Länge L. Die Werte der Filterkoeffizienten können mit an sich bekannten Methoden zur Lösung linearer Gleichungssysteme gewonnen werden. Es erübrigt sich, auf diese Standard-Methoden näher einzugehen.
Die Feedback-Filterkoeffizienten sind durch die folgenden Gleichungen bestimmt:
Dies sind N -1 Gleichungen, weil M + 1 ≤ i < M + N - 1.
Die Formeln (I) und (II) basieren auf folgenden Konventionen:
N Länge der Kanalstoss-Antwort;
M Länge des Feedforward -Filters; h R Realteil der Kanalstoss-Antwort, 1 < i < N h Imaginärteil der Kanalstoss-Antwort, 1 < i < N f,R Realteil der Filterkoeffizienten des Feedforward-Teils des DFE, 1 < i < M f,1 Imaginärteil der Filterkoeffizienten des Feedforward-Teils des DFE, 1 < i < M g,R Realteil der Filterkoeffizienten des Feedback-Teils des DFE, 1 < i < N-1 σ2 Rauschleistung am Eingang des DFE (Realteil und Imaginärteil der Rauschleistung kombiniert). Sofern dieser Wert nicht bekannt ist, kann er auf eine Konstante gesetzt werden, ohne daß die Performance wesentlich vermindert wird.
Meistens ist M = N. Es hat keinen Vorteil, N < M zu haben. Falls N > M kann die Komplexität zu Lasten der Performance reduziert werden. Die erfindungsgemäße Berechnung liefert aber trotzdem die optimalen Filterkoeffizienten bezogen auf den mittleren quadratischen Fehler.
Die Länge des Feedback-Filters ist gleich lang oder um eins weniger lang als die Länge der Kanalstoss-Antwort (d. h. N-1). Würde die Länge größer gewählt, würden die Koeffizienten der zusätzlichen Taps alle 0 sein. Eine geringere Länge würde zu einer Intersymbol- Interferenz führen am Eingang des Entscheiders. Weil das Hinzufügen von Taps zum Feedback Filter die Gesamtkomplexität nicht wesentlich erhöht, wird in der Regel die volle Länge verwendet.
Die Koeffizienten des Feedback-Filters haben keinen Imaginärteil. Dies deshalb, weil der Input zum Feedback-Filter realwertig ist und sein Output ebenfalls. (Der Imaginärteil des Inputs des Entscheiders wird nicht berücksichtigt.)
Die erfindungsgemäße Berechnung der Filterkoeffizienten ist für unterschiedliche Anwendungen geeignet. Im folgenden wird gezeigt, wie die Performance eines HIPERLAN- Empfängers verbessert werden kann. Dabei wird die bekannte komplexwertige MMSE- Methode der erfindungsgemäßen realwertigen MMSE-Methode gegenübergestellt. Ferner wird vorausgesetzt, daß die Empfänger eine 3-Antennen-Selection-Diversity durchführen. Simulationen der entsprechenden Empfänger ermöglichen eine Abschätzung der Paket- Fehlerrate.
Es wird angenommen, daß im Empfänger der Parameter σ2 10 dB und der empfangenen Signalleistung liegt. Ferner wird von Funkkanälen ausgegangen mit einem Delay Spread von 45 ns bzw. 75 ns. Der DFE hat 8 Feedforward-Taps und 7 Feedback-Taps.
Die in Fig. 3 dargestellten Resultate zeigen eine signifikante Verbesserung beider Anwendungen der erfindungsgemäßen Berechnungsmethode. Die Fehlerrate ist höher für große Delay Spreads (75 ns). Fehlerraten unterhalb der Meßbarkeitsschwelle wurden bei 20 dB Signal-zu-Rauschen und 45 ns Delay Spread festgestellt. Der Effekt der er indungsgemäßen Methode läßt sich anhand der Figuren 4a bis 4c veranschaulichen. Wird als Modulationsverfahren QPSK verwendet, gibt der Entscheider einen der vier komplexen Werte 1 + j, 1 - j, -1 + j, -1 - j aus in Abhängigkeit davon, welcher davon dem Eingangswert des Entscheiders am nächsten kommt. Der Eingangswert ist verzerrt durch das Rauschen und die nicht eliminierte Rest-intersymbol-lnterferenz. Dies ist in den Figuren 4a-c durch die wolkenartigen Verteilungen ausgedrückt.
Die Minimierung des komplexen quadratischen Fehlers führt zu einer kreisscheibenförmigen Verteilung um jeden Konstellationspunkt, wie sie in den Figuren 4a und 4b gezeigt ist. Im Gegensatz dazu führt die erfindungsgemäße Minimierung des Realteils des quadratischen Fehlers zu einer ovalen quasi gequetschen Verteilung (Fig. 4c). In der komplexen Ebene betrachtet ist der Mittelwert des (komplexwertigen) quadratischen Fehlers größer als beim Stand der Technik (Fig. 4a, b). Der Fehler ist aber in die imaginäre Achse verlagert. In der realen Achse ist er kleiner als beim Stand der Technik. Nachdem der Output des Entscheiders aber nur realwertig sein kann, spielt der erhöhte Fehler in der imaginären Achse keine Rolle.
Fig. 5 zeigt, wie die Erfindung in einem BPSK-Empfänger integriert ist. Die Daten 1 werden in einem Sender von einem BPSK-Modulator 2 einer Trägerschwingung aufmoduliert. In einem Empfänger sorgt ein Demodulator 3 für die Konvertierung des Empfangssignals in das Frequenz-Basisband und für die entsprechende Filterung. Danach wird das Signal mit der Symbolrate abgetastet (Abtaster 4). Der Ausgang des Abtasters wird einerseits vom Kanalschätzer 5 und andererseits vom DFE 7 verarbeitet. Die Berechnung der Koeffizienten gemäß der Erfindung findet im Koeffizientenrechner 6 statt. Am Ausgang des DFE 7 liegen die übertragenen Daten 8 vor. Die Struktur des Empfängers ist an sich bekannt. Neu ist die weiter oben beschriebene Art und Weise, wie die Koeffizienten im Koeffizientenrechner 6 ermittelt werden.
Grundsätzlich kann die Erfindung auch für ein QPSK-Verfahren verwendet werden (wobei die Modulatoren/Demoduiatoren entsprechend auszuführen sind). Im Unterschied zum BPSK-Empfänger muß dann der DFE in jedem Fall mit komplexen Zahlen arbeiten. Das allgemeine Schema eines GMSK-Übertragungsverfahrens ist in Fig. 6 gezeigt. Die Daten 9 werden senderseitig in einem Precoder 10 in bekannter Weise vorcodiert und mit einem GMSK-Modulator 1 1 einer Trägerschwingung aufmoduliert. In einem Empfänger sorgt ein Demodulator 12 für die Konvertierung des Empfangssignals in das Frequenz- Basisband und für die entsprechende Filterung. Danach wird das Signal mit der Symbolrate abgetastet (Abtaster 13). Der Ausgang des Abtasters wird mit einem Phasenfaktor j' multipliziert (Phasenschieber 14, Muitiplizierer 15) und danach einerseits vom Kanalschätzer 16 und andererseits vom DFE 18 verarbeitet. Die Berechnung der Koeffizienten gemäß der Erfindung findet im Koeffizientenrechner 17 statt. Am Ausgang des DFE 18 liegen die übertragenen Daten 19 vor. Auch hier ist die Struktur des Empfängers an sich bekannt. Neu ist die Art und Weise, wie die Koeffizienten im Koeffizientenrechner 6 ermittelt werden.
Im folgenden soll erläutert werden, wie die Erfindung für GMSK und OQPSK- Modulationsverfahren eingesetzt werden kann, welche auf den ersten Blick eine zweidimensionale Signalkonstellation zu haben scheinen.
Für einen binären Bitstrom mit den Symbolen b e[-1 , + 1], k =... -1 , 0, 1, 2..., kann das GMSK-modulierte Signal in der komplexen Basisband-Darsteliung bekanntlich wie folgt angegeben werden:
A und φ0 bezeichnen die Amplitude bzw. die anfängliche Trägerphase; g(τ) ist der (Gauss'sche partial-response) Puls, welcher die Phasenmodulation definiert, und T die Symbol- bzw. Bit- Dauer.
In Abhängigkeit vom Puls g(τ) kann das modulierte Signal gut durch das folgende lineare partial-response QAM-Signal angenähert werden: (IV) s. (t) = A cxp(j - )∑ <* (* ~ kT) k
Dabei sind die Terme k komplexwertige Daten-Symbole, welche nur von den Symbolen bk abhängen und den Wertebereich [+ 1, -1, + j, -j] haben, g (t) ist eine partial-response Pulsformungsfunktion. Es gilt:
Es ist bekannt (Baier, A. et al., "Bit Synchronization and Timing sensitivity in Adaptive Viterbi Equalizers for Narrowband-TDMA Digital Mobile Radio Systems", IEEE 1988, CH 2622-9/8/0000-0377), daß die obige Approximation sehr gut sein kann für GMSK Modulation mit einem Zeit-Bandbreiten-Produkt von 0.3 wie bei GSM und HIPERLAN eingesetzt.
Diese Approximation entspricht genau einer linearen QAM-Modulation mit Daten- Symbolen aus dem Wertebereich [+1, -1, +j, -j]. Die Summe
Σ».
ist abwechslungsweise gerade und ungerade, so daß die übertragenen Symbole k abwechslungsweise real und imaginär sind. Diese Modulation ist unter der Bezeichnung OQPSK (offset quadrature phase shift keying) bekannt. Der Übergang zwischen den Symbolen αk und bk ist sehr einfach. Es sei darauf hingewiesen, daß der Übergang von αk nach bk robust gegen Fehler ist, wohingegen dies für den umgekehrten Übergang nicht zutrifft. Ein einziger Fehler in der Sequenz bk wird sehr viele (möglicherweise unendlich viele) Fehler in der abgeleiteten Sequenz der Symbole αk zur Folge haben. Im Empfänger müssen die übertragenen Symbole αk zurückgewonnen werden. Im Folgenden wird angenommen, daß dieselbe Rahmen-Synchronisation im Sender und im Empfänger zur Verfügung steht. Vom ersten Symbol α0 ist bekannt, daß es realwertig ist (nämlich entweder + 1 oder -1). Falls das erste Symbol imaginär ist, ist eine geringfügige Anpassung des nachfolgenden Formalismus erforderlich. Das übertragene Signal ist 70(t) und das Empfangssignal ist r(t), welches eine Faltung mit der Kanalstoss-Antwort und den analogen Filtern des Empfängers darstellt:
(VI) r(t)= A∑ kh{t - kT) k
wobei h(t) die Faltung des Übertragungssignals mit g~(t), der anfänglichen Phasenverschiebung, der Kanalstoss-Antwort und der Stoßantwort der Gesamtheit der empfängerseitigen Filter ist.
Im Empfänger wird das komplexwertige Basisband-Signal entsprechend der Kanal-Symbol- Rate abgetastet, so daß ein zeitdiskretes Signal erzeugt wird. Dieses kann wie folgt geschrieben werden:
(VII) ^ Ä a^iT + λ-kT) k
Es wurde eine Abtastphase λ angenommen. Ohne Einschränkung der Allgemeinheit kann λ=0 gesetzt werden, weil eine Zeitverzögerung immer in der Kanalstoss-Antwort eingeschlossen sein kann.
Bevor das Signal dem DFE zugeführt wird, wird es mit der Phase j~' multipliziert:
k
ck ist die von ak abgeleitete Daten-Sequenz. Zu beachten ist, daß die Phase j nur die Werte
[+ 1 , -1 , + j, -j] annehmen kann. Infolgedessen ist es sehr einfach, daß Empfangssignal mit dieser Phase zu multiplizieren (vgl. Multiplizierer 14 in Fig. 6).
Falls eine Rahmen-Synchronisation zur Verfügung steht, kann einer dieser Fälle vermieden werden. Es wird deshalb die zweite Möglichkeit ignoriert. Somit ist erkennbar, daß die empfängerseitig abgetasteten Signalwerte eine Faltung der ausschließlich realwertigen
Datenfolge ck mit einer bestimmten Funktion h (t) ist, welche
• die Pulsformung der Modulation, die Kanalstoss-Antwort, die anfängliche Phase des Trägersignals, den zeitlichen Offset der Abtastung und die Rotation mit der Phase j im Empfänger
enthält. Die Funktion kann beispielsweise mit Hilfe einer Trainingssequenz und einer Korrelationsberechnung im Empfänger ermittelt werden. Es ist diese Funktion, welche im Empfänger zur Berechnung der Filterkoeffizienten des DFE verwendet wird. Der DFE muß nur einen realwertigen Output erzeugen, weil die zugrundeliegenden Daten ausschließlich reaiwertig sind (ck). Schließlich können (in Kenntnis des Index k) die ursprünglichen Daten- Symbole αk ermittelt werden. Wie weiter oben erwähnt, kann die GMSK-Modulation sehr gut durch die OQPSK- Modulation angenähert werden (vorausgesetzt das Zeit-Bandbreiten-Produkt ist bekannt und die Transformation des Datenstroms zwischen αk und bk wird durchgeführt). In dieser Weise kann der erfindungsgemäße DFE auch für GMSK und OQPSK eingesetzt werden. Es ist nur eine zusätzliche aber einfache und robuste Transformation der Daten erforderlich. Wird im Sender vor der GMSK-Modulation eine Vorcodierung verwendet, kann eine zusätzliche Vereinfachung erreicht werden.
Bei einem ungünstigen Zeit-Bandbreiten-Produkt kann die erfindungsgemäße Entzerrung von GMSK zu einer geringfügig schlechteren Performance führen als bei OQPSK, weil GMSK trotz allem nach der Daten-Transformation nicht exakt linear ist. Ist das Zeit- Bandbreiten-Produkt allerdings in einer üblichen Größenordnung, können die Verschlechterungen vernachlässigt werden.
Zusammenfassend ist festzustellen, dass mit der Erfindung bei den in der Praxis sehr stark verbreiteten eindimensionalen Modulationsver ahren und unter Einsatz der vorteilhaften DFB-Struktur eine Verbesserung der Entzerrung möglich ist. Die Auswertung im Feedback- Filter kann mit Realwerten (engt, real values) statt mit Komplexwerten (engl. complex vaiues) erfolgen. Auch der Output des Feedforward-Filters braucht nur realwertig zu sein. Entsprechend brauchen in diesem Filter nur diejenigen Berechnungen durchgeführt zu werden, welche zum Realwert des Outputs beitragen. Erfindungsgemäße Empfänger können z. B. bei GSM-Telefonen oder schnurlosen DECT Telefongeräten oder bei der Datenkommunikation zwischen Computern auf der Basis von HIPERLAN eingesetzt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Entzerren eines Empfangssignals in einem digitalen Empfänger mit Hilfe einer DFE-Struktur (Decision Feedback Equalizer), wobei das Empfangssignal auf einer eindimensionalen oder in eine solche transformierbaren Signalkonstellation basiert, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten des DFE so festgelegt werden, daß der Erwartungswert des quadrierten Realteils des Fehlers des Empfangssignals minimiert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkonstellation einer BPSK Modulation entspricht und daß die Koeffizienten des DFE wie folgt festgelegt sind:
_2 M M M M
' nM+\-i = ~ ~ J ι ~ 2-ι J«ι 2-, ^n+i-i^n+l-m + 2- * »> 2~i »+l-< "+ -• »1=1 «=1 »1=1 n=l
M
(") g-M = -∑fm h -m -fLh -u »ι=l
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalkonstellation einer GMSK oder einer OQPSK Modulation entspricht und daß die Abtastwerte im
Empfänger mit einer Phase j"' gedreht werden, wobei i einen fortlaufenden Index des
Abtastwertes bezeichnet.
4. Schaltungsanordnung mit einem DFE (Decision Feedback Equalizer) zum Entzerren eines Empfangssignals in einem digitalen Empfänger, wobei das Empfangssignal auf einer eindimensionalen oder in eine solche transformierbaren Signalkonstellation basiert, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung zum Berechnen der Koeffizienten des DFE aufweist, derart daß der Erwartungswert des quadrierten Realteils des Fehlers des Empfangssignals minimal ist.
EP99950419A 1998-10-30 1999-10-29 Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten Withdrawn EP1125404A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP99950419A EP1125404A1 (de) 1998-10-30 1999-10-29 Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP98811090A EP0998083A1 (de) 1998-10-30 1998-10-30 Verfahren zum Entzerren, insbesondere für Offset-Modulationsarten
EP98811090 1998-10-30
EP99950419A EP1125404A1 (de) 1998-10-30 1999-10-29 Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten
PCT/CH1999/000509 WO2000027083A1 (de) 1998-10-30 1999-10-29 Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1125404A1 true EP1125404A1 (de) 2001-08-22

Family

ID=8236418

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP98811090A Withdrawn EP0998083A1 (de) 1998-10-30 1998-10-30 Verfahren zum Entzerren, insbesondere für Offset-Modulationsarten
EP99950419A Withdrawn EP1125404A1 (de) 1998-10-30 1999-10-29 Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP98811090A Withdrawn EP0998083A1 (de) 1998-10-30 1998-10-30 Verfahren zum Entzerren, insbesondere für Offset-Modulationsarten

Country Status (12)

Country Link
EP (2) EP0998083A1 (de)
JP (1) JP2002529964A (de)
KR (1) KR20010089314A (de)
CN (1) CN1144430C (de)
AU (1) AU6322599A (de)
BR (1) BR9914950A (de)
CA (1) CA2347747A1 (de)
HK (1) HK1040025A1 (de)
ID (1) ID29202A (de)
IL (1) IL142795A0 (de)
NO (1) NO20012104D0 (de)
WO (1) WO2000027083A1 (de)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101836407B (zh) * 2007-12-10 2013-03-27 中兴通讯股份有限公司 终端射频性能的优化方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0614627B2 (ja) * 1985-06-04 1994-02-23 富士通株式会社 モデムのトレーニング方法
CA2268272A1 (en) * 1996-10-10 1998-04-16 Statistical Signal Processing, Inc. Signal processing apparatus employing the spectral property of the signal

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0027083A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
HK1040025A1 (zh) 2002-05-17
JP2002529964A (ja) 2002-09-10
IL142795A0 (en) 2002-03-10
WO2000027083A1 (de) 2000-05-11
EP0998083A1 (de) 2000-05-03
CN1144430C (zh) 2004-03-31
BR9914950A (pt) 2001-11-06
NO20012104L (no) 2001-04-27
CA2347747A1 (en) 2000-05-11
KR20010089314A (ko) 2001-09-29
NO20012104D0 (no) 2001-04-27
CN1325580A (zh) 2001-12-05
AU6322599A (en) 2000-05-22
ID29202A (id) 2001-08-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60220616T2 (de) System und Verfahren zur entscheidungsgerichteten Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Schätzung während des Betriebs
DE69929013T2 (de) Phasenschätzung bei Trägerrückgewinnung für QAM-Signale
EP0349603B1 (de) Verfahren zur entzerrung von dispersiven, linearen oder näherungsweise linearen kanälen zur übertragung von digitalen signalen sowie anordnung zum ausführen des verfahrens
DE2627446C2 (de) Anordnung zur Kompensation des Trägerphasenfehlers in einem Empfänger für diskrete Datenwerte
DE2725387A1 (de) Korrekturanordnung fuer ein datenuebertragungssystem
Boss et al. Eigenvector algorithm for blind MA system identification
DE69826415T2 (de) Einseitenbandübertragung von QPSK-, QAM- und sonstigen Signalen
EP0829990B1 (de) Verfahren zur Demodulation von höherstufigen MQAM-Signalen ohne Kenntnis der übertragenen Symbole
EP0963084B1 (de) Empfänger für ein digitales Übertragungssystem
DE60124809T2 (de) Digitaler Empfänger
DE102004052898B4 (de) Kompensation des Trägerfrequenz-Offsets in einer für mehrere Modulationsarten ausgelegten Empfangsvorrichtung eines mobilen Kommunikationssystems
DE60307469T2 (de) Verfahren und vorrichtung zur gleichzeitigen schätzung des frequenzversatzes und modulationsindex
EP0579100B1 (de) Verfahren und Einrichtung zur Phasenkorrektur im Basisband eines PSK-Empfängers
DE69824898T2 (de) Schätzung der kanalimpulsantwort mittels der streuung vom empfangenen signal
DE60008420T2 (de) Mehrzweigiger adaptiver entzerrer
EP1626549B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Schätzen einer Trägerfrequenz mit blockweiser Grobschätzung
DE69816137T2 (de) Verfahren zum verändern der kanalimpulsantwort in tdma-systemen
DE19701011C1 (de) Verfahren und Anordnung zur Kanalschätzung von Mobilfunkkanälen
EP1293073B1 (de) Demodulator für cpfsk-modulierte signale unter verwendung einer linearen näherung des cpfsk-signals
EP1125404A1 (de) Verfahren zum entzerren, insbesondere für offset-modulationsarten
DE19944558C2 (de) Verfahren zum Senden von Funksignalen und Sender zum Versenden eines Funksignals
DE69838096T2 (de) Verfahren und einrichtung zur verarbeitung eines signals in einer telekommunikationseinrichtung
DE102005020116B4 (de) Hochfrequenz-IC für einen Mobilfunksender
DE60024328T2 (de) Verfahren zur schätzung der symboltaktphase beim empfang von datensignalen
DE3730399A1 (de) Verfahren und vorrichtung zur uebertragung eines digitalsignals

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20010420

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE

AX Request for extension of the european patent

Free format text: AL;LT;LV;MK;RO;SI

17Q First examination report despatched

Effective date: 20030723

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20031203