CN1144430C - 尤其用于偏移调制模式的补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在一台数字接收机中，用一种DFE结构对接收信号加以补偿的一种方法。接收信号根据一个一维信号区；或变为这样一种可转换的信号区(例如：BPSK、GMSK、OQPSK)。规定了DFE系数，使接收信号误差平方的实数部分希望值降至最小。而技术现状则相反，它不能用复数值的误差作为最佳化的基础。计算往往限于实数值。滤波系数同样可以用实数值来代替复数值。进步就在于根据这种原理上很简单的方法；能改善DFE结构的性能，与目前的技术相比，也可节省计算的成本。

Description

尤其用于偏移调制模式的补偿方法

技术领域

本发明涉及在一台数字接收机中，用一种DFE结构(决策反馈均衡器)对接收信号加以补偿的一种方法，这时接收信号系根据一维信号区或一种可转换的信号区。

技术现状

典型的情况和GSM(全球移动通信系统)、HIPERLAN(高性能无线电局域网)、DECT(无线电话数据交换)等一样，出现的传输信道的特点是对多路传送有干扰作用。

众所周知，使用一个决策反馈均衡器(DFE)是为了补偿在一个数字通信系统中受到一个线性选频过程(例如在一个无线电信道中多路传送)干扰的信号。

一个DFE的性能取决于用于计算或确定前馈和反馈部分中滤波系数的质量。对于未知的信道，一般是通过适合性训练来确定系数的。如果相反，一个频道的脉冲响应是已知的，那么则可以从中推导出DEF的最佳系数。

一个DFE的结构本身是非常简单的，所以使用也很随意。但总是不能达到所希望的性能。

J.C.Tu所著“Optimum MMSE Equalization for staggered modulations”中，描述了DFE信号，对平方一和相位一组合的转换实现补偿。在符号评价时，平均的平方误差仅在调节符号的大小上降至最小。

对本发明的表述

本发明的任务是说明以上所述方式的一种方法，根据已知或事先估计的信道脉冲响应，以最小的计算成本来确定最佳的系数，同时，按照技术现状来实现高于常见的DFE的性能。

由专利权限1的特点确定了本发明任务的实现。根据本发明，规定了DFE的系数，使误差二次实数部分的期望值最小。

与技术现状不同；也可以不用复杂的误差作为最佳化的基础。计算更多地限于实数值。反馈滤波器的滤波系数不太复杂，前馈滤波器的滤波系数也是一般的。跳越点仅在于以原理上很简单的方式应能改善DFE结构的性能，甚至还能降低对技术现状的计算成本。

对于一个H进制的BPSK信号，最好根据以下作进一步解释的公式(I)和(11)来计算系数。

本发明不仅适用于BPSK信号(BPSI一二进位相键穆控法)，还可适用于GMSK和OQPSK调制法(GMSK一高斯最小移动键控法，OQPSK一偏移正交相位移动键控法)。就是虽然具有一个二维信号区；但(用一个适当的变换)可以以一个(至少是近似的)等量一维表达式表示的也可视作是一维的调制法。

本发明方法在电路上实现转换毫无困难。一般可以在一个处理器或ASIC中进行编程计算。

本发明例如适用于一个HIPERLAN系统。(例如由Ascom Tech公司的EP 0 795976 A2专利中得到一种特别不错的系统结构)。一个欧洲通迅标准(ETS)规定了一种高性能无线局域网(HIPERLAN)的技术特点。HIPERLAN是一种具有大数据流通量的短程通讯子系统(参见ETSI 1995，ETS 300652，UDC：621396)。ETS-HIPERLAN标准规定的频带为5.15～5.30GHZ。

从下列详细说明和整个专利权限中可以看出本发明的更为优越的设计型式和性能的组合。

对图纸的简述

图1：一个DFE的示意图；

图2：一种结构示例的示意图；

图3：本发明方法的性能与技术现状的对比图；

图4a～c：技术现状与本发明的误差情况对照表；

图5：一台BPSK接收机的示意图；

图6：一台GMSK接收机的示意图。

实现本发明的方法

以下通过与技术现状的比较来介绍本发明的原理。

图1为一种常见的DFE分程序结构。由载体向下调制的接收信号I被送入DFE的一个前馈滤波器FF中。然后再同通过反馈滤波器FB送回DD(决策设备)的估计信号结合(添加)。于是将信号I加在决策器DD输入端上。根据技术现状，对系数f和g(在以上情况下是指有多个系数分量的矢量)计算如下：

$\underset{f,g}{\min }E\left\{{|\tilde{I}-\hat{I}|}^2\right\}---\left(A\right)$

与比相反，本发明采用下式进行优化：

$\underset{f,g}{\min }E\left\{{\left(\mathrm{Re}(\tilde{I}-\hat{I})\right)}^2\right\}---\left(B\right)$

与技术现状的差别在于对滤波系数的计算方式。而DEF的其他结构保持不变。然后通过结构示例作详细介绍。

图2表明了一个DFE的具体示例。经DFE处理的信号，同现代相干数字接收机一样；都是通过复数来表示。这时实数代表同相成分；而虚数则代表正交分量。图2所示的DEF，根据一般理解，是一个复数系数和复数数据。

如果对误差的实数值按MMSE准则进行最优化(MMSE＝最小均方差)，则应通过下列方程求出前馈滤波系教：

$\left(I\right){---h}_{M+1-i}^R=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^R-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^I$

$-h_{M+1-i}^I=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^I-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^I$

这是wh 2M实数方程(1≤i≤M)。指数太大或大小的系数在此取0值。对长度L的矢量，指数从1到L。滤波系数值可用常用的线性方程来解。以下再对这个标准方法作进一步阐述。

通过下式求出反馈滤波系数：

$\left(\mathrm{II}\right)---g_{i-M}^R=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R{h}_{i+1-m}^R-f_m^I{h}_{i+1-m}^I$

这是个N-1的方式；因为M+1≤i≤M+N-1。

式(I)和(II)根据下列惯用法：

N通道脉冲响应；

M前馈滤波器的长度；

h_i ^R通道脉冲响应的实数部分，1≤i≤N；

h_i ^I通道脉冲响应的虚数部分，1≤i≤N；

f_i ^RDFE前馈部件滤波系数的实数部分，1≤i≤M；

f_i ^IDFE前馈部件滤波系数的虚数部分，1≤i≤M；

g_i ^RDFE反馈部件滤波系数的实数部分，1≤i≤N-1；

σ²DFE输入的噪声功率(噪声功率的实数部分和虚数部分的组合)。如果这个值是未知的，则可将它设为一个常数；才不会大大降低性能。

在大多数情况下，M＝N。N＜M并无益处。如果N＞M，这个复数则会降低到性能负载。但尽管如此；本发明的计算依据平均方差仍能得出最佳滤波系数。

反馈滤波器的长度等长或比通道响应的长度要短(即N-1)。如果选择较大的长度，附力。抽头的系数都会变为o。而在决策器的输入上，较短的长度则会引起码间干扰。由于对反馈滤波器增加了抽头；并不会大大提高总体的复杂程度；所以一般都采用全长。

反馈滤波器的系数没有虚数部分。因为反馈滤波器的输入为实数，输出也是实数。(不考虑决策器输入的虚数部分)。

本发明对滤波器系数的计算适用于不同的用途。以下则表明如可能改进一个HPERLAN接收机的性能。这时可将一个已知复数值的MMSE方法与本发明实值的＊MSE方法进行对比。此外还需假定接收器要进行一次三根天线的选择分集。对相应接收器的模拟可以估计出程序包的误差率。

假定在接收器中参数σ²为10dB，并力。在接收到的信号功率上。此外，以45ns或75ns的延迟扩展从无线电通道中输出。DFE便有8个前情抽头和7个反馈抽头。

图3所示的结果表明，使用本发明的二种计算方法有了显著地改善。长时间延迟扩展(75ns)的误差率较高。在20dB信噪比和45ns延迟扩展时；可确定在可测阈值以下的误差率。

本发明方法的效应可从图4a-4c上看清。如用QPSK作为调制方法，决策器就会根据哪个是决策器下一个输入值来输入四个复数值1+j，1-j，-1+j；-1-j中的一个复数值。由于噪声和未消除的简便码间干扰会使输入值引起失真。在图4a～c中将其以云状分布的形式表示。

降低复数方差可使得在每个区点四周产出环状分布，如图4a和4b所示。与止匕相反；本发明减少方差实数部分则是形成准椭圆形分布(图4C)。从复平面上看，(复数值)方差的平均值要大于技术现状(图4a，b)。但误差却在虚数轴上。在实数轴中；它要小于技术现状。但当决策器的输出只能是实数值时；虚数轴上较大的误差则不起作用。

图5表明，在一个BPSK接收器中如何来采用本发明。在一台发射器中；数据1受进行载体振荡的一个BPSK调制器2调制。在一台接收器中，解调器3用于将接收信号转换成频率基带并进行相应滤波。然后以代码速度测试信号(扫描器4)。扫描器的输出一方面要经通道评估器5；另一方面又要经DFE 7的处理。本发明对系数的计算在系数计算器6中进行。DEF 7的输出端加上传递的数据8。接收器的结构是常见的那种。而新的则是上述在系数计算器6中如何测定系数的方式方法。

原则上本发明也可用于一种QPSK方法(这时必须进行相应的进行调制解调)。DFE与BPSK接收器不同，在任何情况下都必须采用复数。

图6为一个GMSK传递方法的一般示意图。数据9在发射器一侧经一个预编码器10，以常用方式进行预编码，再用一个载体振荡的GMSK调制器11进行调制。在一台接收器中，解调器12用于将接收信号转换成频率基带以及进行相应的过滤。然后以码速扫描信号(扫描器13)。将扫描器的输出乘以一个相位系数jⁱ(移相器14，乘法器15)；然后一方面经通道评估器16，另一方面又经DFEIS的处理。本发明对系数的计算是在系数计算器门中进行的。DEFIS的输出端加上传递的数据19。接收器的结构也是常见的那种。而新的则是上述在系数计算器6中如何测定系数的方式方法。

以下就本发明如何用于GMSK和OQPSK调制方法，其中哪一个在第一时刻出现二维信号区加以说明。

对于具有bk∈[-1，+1]，k＝…-1，0，1，2…代码的一个二进制数据流，在复数基带表示法中可按下式来表示GMSK调制信号：

$\left(\mathrm{III}\right){---s}_o\left(t\right)=\mathrm{Aexp}[\frac{\mathrm{j\π}}{2}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{b}_k\underset{-\∞}{\overset{1-\mathrm{kT}}{\∫}}g\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}+{\mathrm{\φ}}_o]$

A和φ0表示振幅或载波相位；g(τ)是(高斯分响应)脉冲，它决定了相位的调制，T代表代码或位的时间。

根据脉冲g(τ)，通过下列线性部分响应QAM信号能很好地逼近调制的信号。

$\left(\mathrm{IV}\right)---{\tilde{s}}_o\left(t\right)=\mathrm{Aexp}\left({\mathrm{j\φ}}_o\right)\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_k\tilde{g}(t-\mathrm{kT})$

式中，αk项是复数值数据代号，它只与bk有关；数值范围为+1，-1，+j；-j。g(t)为一个部分响应的脉冲生成函数，即：

$\left(V\right)---{\mathrm{\α}}_k=\exp \left(\frac{\mathrm{j\π}}{2}\underset{n=-\∞}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{b}_n\right)$

众所周知，(Baier，A等所著“Bit Synchronization and Timing SenitivltyIn Adaptivey Viterbi Equallzers for Narrowband-TDMA Digital Mobile RadioSystems”，IEEE 1988，ch2622-9/8/0000-0377)：上述逼近式能很好地用于采用GSM和HIPERLAN，以0.3时间一宽带积进行的GMSK调制。

这个逼近精确地等于从数值范围[+1，-1，+j，-j]以数据代码进行的线性QAM调制。它的和 交替地为偶数和奇数，从而使传递的代码α_k也交替地为实数和虚数。这种调制称作为OQPSK偏移正交相键控)。α_k和b_k之间的过渡极为简单。必须指出，从α_k向b_k的过渡不易出现误差，而反相传递则不是如此。b_k序列的唯一误差只可能是由推导α_k。序列中很多(可能是无穷多的)误差所致。

在接收器中必须反馈传递的α_k。以下假定发射机与接收器中具有同一种框架同步。从第一个α_k中我们知道；它为实数值(也就是说非+1，即-1)。如果第一个为虚数，则要求对下列公式略作修正。传递的信号为 接收信号为r(t)，需用通道脉冲响应和接收器的模拟滤波顺的卷积积分来表示：

$\left(\mathrm{VI}\right)---r\left(t\right)=A\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_{k}h(t-\mathrm{kT})$

式中，h(t)为传递信号。 、初始相移、通道脉冲响应和接收器一侧滤波器总体脉冲响应的的卷积积分。

在接收器中，根据通道的码率扫描复数值的基带信号，产生一个时间离散的信号。它可以写成下列：

$\left(\mathrm{VII}\right)---{\hat{r}}_i=A\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_{k}h(\mathrm{iT}+\mathrm{\λ}-\mathrm{kT})$

设定扫描相位为λ。对总体不加限制时，可设λ＝0，因为时间延迟总是包括在通道脉冲响应中的。

向DFE送入信号之间，应将它乘以j^-i相位：

c_k为从a_k中推导出的数序。必须注意；j^-1叫相只能取[+1，-1，+j，-j]值。于是只要将接收信号乘以这个相即可(参见图6中乘法器14)。

如果具有一个框架同步，则可避免其中的一种情况。因此忽略第二种可能。可以看出，从接收器一侧测得的信号值是具有某一函数…)实数数序C内卷积积分，它包括：

一调制脉冲的生成；

一通道脉冲的响应；

一载波信号的初始相；

一扫描的时间偏移；

一接收器中以1湘的旋转。

例如在接收器中，可用一个训练序列和一个关系计算式来求出这个函数。在接收器中就是用这个函数来计算DFE的滤波系数。DFE只能产生一个实数输出，因为依据的数据都为实数(c_k)。最后(知道指数k)求出初始数据α_k。

如上所述，通过OQPSK调制可以很好地逼近GMSK调洲前提是时间一带宽积是已知的并在α_k和b_k之间进行数据转换)。用这种方法，本发明的DFE也可用于GMSK和OPQSK。它只需要对数据进行一次附加的、但极为简单的转换即可。如果在发射器中，预编码用于GMSK调制前，那应更为简单了。

当时间一带宽的积处于最不利的情况时，本发明对GMSK的补偿所产生的、使性能变差要比OQPSK来得轻，尽管在数据转换后GMSK并不是严格的线性。当然，如果时间带宽的积处于一般的数量级时，这种劣化则可忽略不计。

总而言之；实验中采用本发明可以成为用途极广的一维调制方法，采用这种杰出的DFB结构可以改善补偿的效果。可用实数值(英语：real values)代替复数值(英语：complex values)在反馈滤波器中进行计算。即使前馈滤波器的输出才只需要用实数值。在这种滤波器中只需要相应地对输出的实数值进行计算。本发明的接收机例如可以是GSM电话或无绳DECT电话机，或影民据HIPERLAN，用于计算机之间61数据通讯。

Claims (4)

1.借助于一决策反馈均衡结构(18)来补偿基于高斯最小频移键控(GMSK)或交错正交相移键控(OQPSK)调制的数字接收器的接收信号的方法，其中，确定决策反馈均衡器的系数的步骤包括：

使接收器信号的误差的实部平方的期望值达到最小；

接收器中的扫描值旋转一相位j^-i(14，15)，其中，i称之为扫描值的连续指数。

2.用来补偿基于最小频移键控(GMSK)或交错正交相移键控(OQPSK)调制的数字接收器的接收信号的带有一决策反馈均衡器(18)的电路，包括：

计算决策反馈均衡器系数的第一装置，以使接收器信号的误差的实部平方的期望值达到最小；以及

用来将接收器内的扫描值旋转一相位j^-i(14，15)的第二装置，其中，i称之为扫描值的连续指数。

3.借助于一决策反馈均衡器结构(7)来补偿基于二相移相键控(BPSK)调制的数字接收器的接收信号的方法，其特征在于，所述决策反馈均衡器的系数按照下式确定：

$\left(I\right)---h_{M+1-i}^R=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^R-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^I$

$-h_{M+1-i}^I=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^I-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^I$

$\left(\mathrm{II}\right){---g}_{i-M}^R=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R{h}_{i+1-m}^R-f_m^I{h}_{i+1-m}^I$

其中，N是通道脉冲响应的长度，M是正馈过滤器的长度，h_i ^R是通道脉冲响应的实部(1≤i≤N)，h_i ^I是通道脉冲响应的虚部(1≤i≤N)，f_i ^R是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的实部(1≤i≤M)，f_i ^I是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的虚部(1≤i≤M)，g_i ^R是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的实部(1≤i≤N-1)，以及σ²是组合噪声功率的实部和虚部的决策反馈均衡器的入口处的噪声功率。

4.用来补偿基于二相移相键控(BPSK)调制的数字接收器的接收信号的带有一决策反馈均衡器(7)的电路，其特征在于，它具有按照下式计算决策反馈均衡器的系数的装置(6)：

$\left(I\right)---h_{M+1-i}^R=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^R-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^R{h}_{n+1-m}^I$

$-h_{M+1-i}^I=\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{2}{f}_i^I-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^R+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^I\underset{n=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n+1-i}^I{h}_{n+1-m}^I$

$\left(\mathrm{II}\right){---g}_{i-M}^R=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{f}_m^R{h}_{i+1-m}^R-f_m^I{h}_{i+1-m}^I$

其中，N是通道脉冲响应的长度，M是正馈过滤器的长度，h_i ^R是通道脉冲响应的实部(1≤i≤N)，h_i ^I是通道脉冲响应的虚部(1≤i≤N)，f_i ^R是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的实部(1≤i≤M)，f_i ^I是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的虚部(1≤i≤M)，g_i ^R是决策反馈均衡器的正馈部分的过滤器系数的实部(1≤i≤N-1)，以及σ²是组合噪声功率的实部和虚部的决策反馈均衡器的入口处的噪声功率。

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