DE69826415T2

DE69826415T2 - Einseitenbandübertragung von QPSK-, QAM- und sonstigen Signalen

Info

Publication number: DE69826415T2
Application number: DE69826415T
Authority: DE
Inventors: Syed Aon Berkeley Heights Mujtaba
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1997-11-14
Filing date: 1998-11-03
Publication date: 2005-09-29
Anticipated expiration: 2018-11-04
Also published as: EP0917325B1; JPH11239189A; DE69826415D1; EP0917325A2; JP3432156B2; US6091781A; EP0917325A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren und Vorrichtungen zum Erzeugen eines modulierten Einseitenbandsignals, Verfahren und Vorrichtungen zum Demodulieren eines Einseitenbandsignals, und Kommunikationssysteme.
Auf QPSK basierende Modulationsverfahren werden gewöhnlich in zellularen persönlichen Kommunikationsdiensten (PCS – personal communication service) und anderen Arten von drahtlosen Kommunikationssystemen benutzt. Beispielsweise werden QPSK und offset-QPSK (OQPSK) in digitalen Funksystemen benutzt, die gemäß dem Standard IS-95 nach der Beschreibung in TIA/EIA/IS-95 "Mobile Station – Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" (Mobil Station-Basisstation-Kompatibilitätsstandard für zellulare Doppelmodus-Breitband-Spreizspektrumsysteme) Juni 1996 konfiguriert sind. Andere Funksystemstandards einschließlich IS-54, IS-136 und GSM nutzen ebenfalls QPSK oder eine Variante davon. 1A zeigt einen herkömmlichen QPSK-Modulator 10. Ein gleichphasiges (I-)Signal x[n] durchläuft einen Impulsformungsfilter 12, und die Ausgabe des Filters 12 wird im Mischer 14 auf ein Kosinus-Trägersignal cos(ω_ct) aufmoduliert. Ein quadraturphasiges (Q-)Signal y[n] durchläuft einen Impulsformungsfilter 16, und die Ausgabe des Filters 16 wird im Mischer 18 auf ein Sinus-Trägersignal sin(ω_ct) aufmoduliert. Die I- und Q- Hochfrequenz-(HF)-Signale von den Mischern 14 und 18 werden als Eingaben einem Signalkombinierer 20 zugeführt. Im Signalkombinierer 20 werden die I- und Q- HF-Signale kombiniert, um ein QPSK-Ausgangssignal z(t) zu bilden, daß über einen Kommunikationskanal zu einem Empfänger übertragen werden kann. So bedeutet QPSK-Modulation die Übertragung von unabhängigen Signalen auf den I- und Q-Komponenten des Signals z(t).
Einseitenbandmodulation (SSB – single sideband) ist ein Modulationsverfahren, das historisch gesehen für Analog- anstatt Digitalübertragungsanwendungen bedeutend mehr Beachtung gefunden hat und ausführlicher beispielsweise in W.E. Sabin und E.O. Schoenike (Herausgeber) „Single Sideband Systems & Circuits" (Einseitenbandsysteme und -schaltungen) 2. Ausgabe, McGraw-Hill, New York, 1995 beschrieben ist. 1B zeigt einen herkömmlichen zeitdiskreten SSB-Modulator 30. Ein gleichphasiges Signal x[n] durchläuft ein Laufzeitelement 32 und einen Impulsformungsfilter 34, und die Ausgabe des Filters 34 wird im Mischer 36 auf cos(ω_ct) aufmoduliert. Im Gegensatz zu der QPSK-Modulation, die wie oben beschrieben unabhängige Signale x[n] und y[n] in ihren jeweiligen I- und Q-Komponenten überträgt, überträgt SSB-Modulation x[n] in der I-Komponente und die Hilbert-Transformation von x[n] in der Q-Komponente. Die Q-Komponente im SSB-Modulator 30 wird daher durch Führen von x[n] durch ein Hilbert-Filter 38 und ein Impulsformungsfilter 40 und Aufmodulieren der Ausgabe des Filters 40 auf sin(ω_ct) im Mischer 42 erzeugt. Ein Signalkombinierer 44 kombiniert die I- und Q-HF-Signale von Mischern 36 und 42, um ein SSB- Signal w(t) zur Übertragung zu erzeugen. Während SSB-Modulation halb so viele Bit wie QPSK-Modulation überträgt, benutzt sie auch die halbe Bandbreite, so daß SSB- und QPSK-Modulation den selben spektralen Wirkungsgrad aufweisen.
Ein herkömmliches QPSK-Signal kann im allgemeinen nicht als SSB-Signal übertragen werden. Beispielsweise kann das durch den QPSK-Modulator 10 erzeugte QPSK-Signal z(t) wie folgt ausgedrückt werden: z(t) = {x[n]·g(t)}cos[wct) + {y[n]·g(t)}sin(wct). (1)
Da x[n], y[n] ε {±1} für QPSK-Zeichengabe, kann das übertragene Signal z(t) folgendermaßen geschrieben werden:
Die komplexe, dem Basisband entsprechende Darstellung des übertragenen QPSK-Signals z(t) kann folgendermaßen definiert werden: zn = xn + jyn. (3)
Auf ähnliche Weise kann die komplexe, dem Basisband entsprechende Darstellung des SSB-Signals w(t) folgendermaßen geschrieben werden: wn = xn + jx ^n. (4)wobei x ^(t) = H{x(t)} und H der Hilbert-Transformationsoperator ist. Wenn das in (3) definierte herkömmliche QPSK-Signal in ein SSB-Signal umgeformt wird, ist das sich ergebende Signal gegeben durch: (x – y ^) + j(x ^ + y). (5)
Aus (5) ist ersichtlich, daß eine herkömmliche SSB-Umformung eines QPSK-Signals eine katastrophale Störung zwischen den I- und Q-Komponenten ergibt, die am Empfänger nicht beseitigt werden kann. Infolgedessen wird SSB-Übertragung im allgemeinen nicht in QPSK-Kommunikationssystemen benutzt. Die Verwendung von SSB-Übertragung bei anderen Arten von ähnlichen Modulationsverfahren einschließlich von Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) ist durch ähnliche Probleme verhindert worden.
EP-A-0244057 und 0676880 beziehen sich auf herkömmliche SSB- und VSB-Modulationsverfahren.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung nach Anspruch 9 bereitgestellt.
Nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren nach Anspruch 17 bereitgestellt.
Nach einem noch weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung nach Anspruch 18 bereitgestellt.
Nach einem noch weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Kommunikationssystem nach Anspruch 19 bereitgestellt.
Die vorliegende Erfindung stellt Verfahren bereit, die ermöglichen, daß unter Verwendung von QPSK, QRM oder sonstigen ähnlichen Modulationsformaten modulierte Signale als SSB-Signale übertragen werden. Im Ergebnis bietet die Erfindung die Vorteile der SSB-Übertragung in Kommunikationssystemen, bei denen QPSK, QAM und sonstige Modulationsformate zur Anwendung kommen. Bei einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung werden ein gleichphasiges Datensignal x[n] und eine Hilbert-Transformation H_y eines quadraturphasigen Datensignals y[n] auf ein Kosinus-Trägersignal aufmoduliert, und das quadraturphasige Datensignal y[n] und eine Hilbert-Transformation H_x des gleichphasigen Datensignals x[n] werden auf ein Sinus-Trägersignal aufmoduliert. Die Signale x[n] und y[n] sind zeitlich ausgerichtete Signale, die vor der Modulation interpoliert werden, um Null-Werte in abwechselnden Zeitmomenten zu enthalten. Ihre entsprechenden Hilbert-Transformationen H_x und H_y weisen daher ebenfalls abwechselnde Null-Werte auf. Durch diese Anordnung von abwechselnden Nullen kann x[n] mit H_y und y[n] mit H_x verschachtelt werden, ohne irgendwelche Störungen zwischen x[n] und y[n] im Modulationsvorgang zu erzeugen. Die modulierten Kosinus- und Sinus-Trägersignale werden dann kombiniert, um ein moduliertes SSB-QPSK-Signal zur Übertragung zu erzeugen. Das SSB-QPSK-Signal kann in einem Empfänger demoduliert werden, bei dem kohärente Quadraturerkennung zur Anwendung kommt, um die beiden Datensignale x[n] und y[n] wiederzugewinnen.
Die erfindungsgemäßen Modulationsverfahren bieten im wesentlichen den gleichen spektralen Wirkungsgrad wie herkömmliche SSB- und QPSK-Modulation, können aber bei bestimmten Anwendungen Vorteile gegenüber sowohl SSB als auch QPSK bieten. Beispielsweise kann bei dem Vorhandensein von Entzerrungsdefekten auf Mobilfunkkanälen mit Rayleigh-Schwund SSB-QPSK-Modulation gemäß der Erfindung eine bessere Bitfehlerratenleistung (BER – bit error rate) als herkömmliche SSB- oder QPSK-Modulation bieten.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1A zeigt einen herkömmlichen QPSK-Modulator.
1B zeigt einen herkömmlichen zeitdiskreten SSB-Modulator.
2A und 2B zeigen eine Impulsfunktion bzw. ihre Hilbert-Transformation.
3A und 3B zeigen eine Impulsfolge bzw. ihre Hilbert-Transformation.
4A und 4B zeigen eine null-interpolierte Impulsfolge bzw. ihre Hilbert-Transformation.
5A, 5B und 5C vergleichen Modulationsformate für herkömmliche QPSK, herkömmliche SSB und SSB-QPSK gemäß einer beispielhaften Ausführungform der Erfindung.
6 zeigt einen beispielhaften SSB-QPSK-Sender, der die Erfindung verkörpert.
7 zeigt einen Doppelzweig-SSB-Empfänger, der die Erfindung verkörpert.
8 zeigt einen SSB-QPSK-Empfänger, der die Erfindung verkörpert.
Ausführliche Beschreibung der Erfindung
Die Erfindung wird unten in Verbindung mit einem beispielhaften Kommunikationssystem dargestellt, bei dem SSB-QPSK-Modulation (single sideband quaternary-phase-shift-keying) zur Anwendung kommt. Es versteht sich jedoch, daß die Erfindung nicht auf die Verwendung mit irgendeiner bestimmten Art von Kommunikationssystem oder einem bestimmten Modulationsformat begrenzt ist, sondern statt dessen allgemeiner auf jedes System anwendbar ist, bei dem es wünschenswert ist, unter Verwendung von QPSK-, QAM- (quaternary-amplitude modulation) oder sonstigen ähnlichen Modulationsverfahren modulierte Signale in einem SSB-Format zu übertragen. Beispielsweise kann die Erfindung in verschiedenen Funkkommunikationssystemen einschließlich von Systemen benutzt werden, die gemäß den Standards IS-54, IS-95, IS-136 und GSM konfiguriert sind. Zusätzliche Einzelheiten hinsichtlich dieser und anderer Kommunikationssysteme, bei denen die Erfindung benutzt werden kann, sind beispielsweise aus T.S. Rappaport, „Wireless Communications: Principles and Practice" (Funkkommunikation: Grundsätze und Praxis), Prentice-Hall, NJ, 1996 ersichtlich.
Mit der Erfindung werden Verfahren bereitgestellt, mit denen in QPSK-, QAM- und anderen ähnlichen Modulationsformaten modulierte Signale als SSB-Signale übertragen werden können. Infolgedessen bietet die Erfindung die Vorteile von SSB-Übertragung in QPSK-QAM- und andere ähnliche Modulationsformate benutzenden Kommunikationssystemen. Um die Funktionsweise der Erfindung darzustellen, wird zuerst die diskrete Hilbert-Transformation ausführlicher beschrieben. Ein idealer Hilbert-Transformator kann als Allpaßfilter angesehen werden, der ein Eingangssignal um 90° dreht. Der Frequenzgang des idealen Hilbert-Transformators ist daher gegeben durch:
Die sich ergebende Impulsantwort des idealen Hilbert-Transformators ist dann gegeben durch:
Wie aus (7) ersichtlich, ist die Impulsantwort des Hilbert-Transformators nicht kausal und unendlich in Dauer. Bei praktischen Anwendungen enthält der Hilbert-Transformator eine endliche Anzahl N von Filteranzapfungen, wobei N auf der Grundlage des Grades an SSB-Unterdrückung ausgewählt wird, die bei einer gegebenen Anwendung erreicht werden muß. Auch können gewisse Fensterbildungsverfahren benutzt werden, um die Anzahl von Anzapfungen weiter zu verringern. Diese und weitere Einzelheiten hinsichtlich Hilbert-Transformatoren sind beispielsweise in A.V. Oppenheim und R.W. Schafer „Discrete-Time Signal Processing" (Zeitdiskrete Signalverarbeitung), Prentice-Hall, NJ, 1989 beschrieben.
Der oben charakterisierte ideale Hilbert-Transformator kann durch Einführung einer Laufzeit von n_d = (N – 1)/2 kausal gemacht werden, wenn angenommen wird, daß N ungeradzahlig ist. Die sich ergebende Impulsantwort ist gegeben durch:
Auf Grund des π/2-Gliedes, das im Argument der sin-Funktion in (8) erscheint, geht die Impulsantwort h[n] jeden zweiten Zeitmoment auf Null, d.h. h[n] ist Null für n = n_d, n = n_d ± 2, n = n_d ± 4 usw. Beispielhafterweise zeigt 2A eine Impulsfunktion x[n] und die 2B zeigt die entsprechende Impulsantwort h[n] = H{x[n]} des Hilbert-Transformators für n_d = 9. Aus 2B ist ersichtlich, daß die Impulsantwort h [n] für Werte von n = 1, 3, 5, 7, 9, 11 usw. auf Null geht.
Wenn die Eingabe in einen kausalen Hilbert-Transformator eine Folge von Impulsfunktionen wie beispielsweise die in 3A gezeigte ist, dann erscheinen die abwechselnden Nullen nicht in der entsprechenden Hilbert-Transformation H{x[n]}, wie in 3B gezeigt. Die Folge von Impulsfunktionen in der 3A läßt sich als Σ_kδ(n – k) ausdrücken. Die entsprechende Hilbert-Transformation in der 3B ist gegeben durch:
Aus (9) ist ersichtlich, daß, da der Index k während des Summierungsvorgangs um 1 erhöht wird, nur die Hälfte der zur Endsumme beitragenden Gleider Null sein wird. Für jeden Wert n wäre daher die Summe nicht Null, und die in Verbindung mit 2B dargestellten abwechselnden Nullen würden daher nicht in der Hilbert-Transformation erscheinen. Dies ist ein Beispiel dafür, warum ein QPSK-Signal bei Verwendung von herkömmlichen Verfahren nicht in ein SSB-Signal umgeformt werden kann. Wenn insbesondere das Signal x[n] den Kosinus-Träger moduliert und seine Hilbert-Transformation den Sinus-Träger moduliert, wie beim herkömmlichen SSB-Modulator 30 der 1B, würde Aufmodulieren des quadraturphasigen QPSK-Signals y[n] auf den Sinus-Träger wie schon beschrieben zu einer katastrophalen Störung der Hilbert-Transformation führen.
Durch die Erfindung kann ein QPSK-Signal als SSB-Signal übertragen werden, indem die abwechselnden Nullen in der Hilbert-Transformation des gleichphasigen Signals x(n] wiedergewonnen und das quadraturphasige Signal y[n] an den Stellen der abwechselnden Nullen mit der Hilbert-Transformation verschachtelt wird. Anders gesagt kann das quadraturphasige Signal y[n] an Stellen eingeführt werden, wo die Hilbert-Transformation von x[n] Null beträgt. Wenn beispielsweise x[n] eine Impulsfolge mit abwechselnden Nullen nach der Darstellung in 4A ist, kann x[n] als Σ_kδ(n – 2k) ausgedrückt werden und die in 4B dargestellte entsprechende Hilbert-Transformation ist dann gegeben durch:
Bei der Summierung (10), wenn n – n_d geradzahlig ist, bleibt das Argument der sin-Funktion während des gesamten Summierungsvorgangs geradzahlig und es würde eine Null-Summe erhalten werden, wie aus 4B ersichtlich. Wenn das Signal x[n] als eine Deltafunktion bei n_d erscheint, d. h. x[n] = δ(n – n_d), dann wäre der Wert der Hilbert-Transformation bei n = n_d Null. Auf ähnliche Weise wäre der Wert der Hilbert-Transformation bei n = n_d + 2 Null, wenn x[n] = δ(n – n_d – 2). So ist überall, wo x[n] nicht Null ist, seine Hilbert-Transformation in diesem entsprechenden Moment Null und umgekehrt. Wenn y[n] so erzeugt werden kann, daß es an abwechselnden Zeitmomenten Null ist, dann würde seine Hilbert-Transformation ebenfalls abwechselnde Nullen aufweisen.
Eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung erzeugt daher zwei Signale x[n] und y[n], die zu abwechselnden Zeitmomenten einen Wert von Null aufweisen, so daß ihre Hilbert-Transformationen ebenfalls abwechselnde Nullen aufweisen. Wenn die nicht-Null-Werte von x[n] und y[n] zeitlich ausgerichtet sind, dann sind die nicht-Null-Werte ihrer entsprechenden Hilbert-Transformationen ebenfalls zeitlich ausgerichtet. Wie in Verbindung mit 1A beschrieben, wird bei herkömmlicher QPSK-Modulation im allgemeinen x[n] auf dem Kosinus-Träger und y[n] auf den Sinus-Träger übertragen. Ein QPSK-Signal kann als SSB-Signal gemäß der beispielhaften Ausführungsform der Erfindung durch Übertragen der H_x bezeichneten Hilbert-Transformation von x[n] auf dem Sinus-Träger und der mit H_y bezeichneten Hilbert-Transformation von y[n] auf dem Kosinus-Träger übertragen werden. Wenn daher x[n] und y[n] zeitlich ausgerichtet sind, läßt sich H_y ohne jede Störung mit x[n] verschachteln, und auf ähnliche Weise läßt sich H_x ohne jegliche Störung mit y[n] verschachteln. Diese und andere Verfahren zur Übertragung eines QPSK-Signals in einem SSB-Format werden allgemein hier als SBB-QPSK-Modulation bezeichnet.
5A, 5B und 5C vergleichen Übertragungsformate für herkömmliche QPSK-Modulation (5A) und herkömmliche SSB-Modulation (5B) mit SSB-QPSK-Modulation (5C). Es wird angenommen, daß die Übertragungsbandbreite für jedes der drei Übertragungsformate die gleiche ist. Im Fall der herkömmlichen QPSK-Übertragung werden in den I-Kanal eingeführte Signaldaten (d.h. x[n], x[n + 1], ...) und in den Q-Kanal eingeführte Signaldaten (d.h. y[n], y[n + 1], ...) von einem QPSK-Modulator nach Impulsformung wie in der 5A dargestellt auf Kosinus- bzw. Sinus-Träger aufmoduliert. Im Fall der herkömmlichen SSB-Übertragung werden Signaldaten nur in den I-Kanal eingeführt (d.h. x[n], x[n + 1], ...), und der SSB-Modulator entnimmt die Signaldaten für den Q-Kanal durch Erzeugung von Hilbert-Transformationen (d.h. H_x[n], H_x[n + 1], ...) der I-Kanal-Daten, wie in 5B dargestellt.
Im Fall der SSB-QPSK-Modulation werden Signaldaten wie in 5C gezeigt sowohl in den I-Kanal als auch den Q-Kanal eingeführt. Ein ausführlicher unten beschriebener SSB-QPSK-Modulator interpoliert zwischen den eingeführten Daten mit Nullen und entnimmt dann die Hilbert-Transformationen, so daß die eingeführten Daten und die entsprechenden Hilbert-Transformationen wie dargestellt für die Übertragung angeordnet sind. Der I-Kanal im SSB-QPSK-Übertragungsformat enthält die in den I-Kanal eingeführten Daten (d.h. x[n], x[n + 1], ...) verschachtelt mit den Hilbert-Transformationen (d.h. Hy[n], Hy[n + 1], ...) der in den Q-Kanal eingeführten Daten (d.h. y[n], y[n + 1], ...). Auf ähnliche Weise enthält der Q-Kanal im SSB-QPSK-Übertragungsformat die in den Q-Kanal eingeführten Daten verschachtelt mit den Hilbert-Transformationen (d.h. H_x[n], H_x[n + 1], ...) der I-Kanal-Daten.
6 zeigt einen beispielhaften SSB-QPSK-Sender 60, der die oben beschriebene beispielhafte Ausführungsform der Erfindung implementiert. Der Sender 60 enthält Interpolierungsvorrichtungen 62 und 64 zum Interpolieren mit Nullen zwischen den eingeführten Daten der Eingangssignale x[n] bzw. y[n]. Das interpolierte Signal x[n] ist in zwei Teile aufgeteilt. Ein Teil wird in einem Laufzeitelement 66 verzögert und der andere Teil wird in einem Hilbert-Filter 68 Hilbert- transformiert. Die verzögerte Version von x[n] von dem Laufzeitelement 66 wird an einen Signalkombinierer 70 angelegt, und die Hilbert-Transformation von x[n] wird an einen weiteren Signalkombinierer 72 angelegt. Die Verzögerung des Laufzeitelements 66 wird so ausgewählt, daß sie an die durch das Hilbert-Filter 68 eingeführte Verzögerung angepaßt ist.
Das interpolierte Signal y[n] wird auf ähnliche Weise unter Verwendung eines Hilbert-Filters 74 und eines Laufzeitelements 76 verarbeitet, wobei die Hilbert-Transformation von y[n] an den Signalkombinierer 70 und die verzögerte Version von y[n] an einen Signalkombinierer 72 angelegt wird. Die Verzögerung im Laufzeitelement 76 wird so ausgewählt, daß sie an die durch das Hilbert-Filter 74 eingeführte Verzögerung angepaßt ist. So summiert der Signalkombinierer 70 die Hilbert-Transformation von y[n] mit der verzögerten Version von x[n], und der Signalkombinierer 72 summiert die Hilbert-Transformation von x[n] mit der verzögerten Version von y[n], um I-Kanal- und Q-Kanal-Datensignale ähnlich den in 5C gezeigten zu erzeugen. Die von den Signalkombinierern 70 und 72 in der 6 durchgeführten Summierungsoperationen können daher als Zeitverschachtelungsoperationen betrachtet werden. Das I-Kanal-Datensignal wird dann in einem Filter 78 impulsgeformt und das impulsgeformte Signal wird in einem Mischer 80 auf ein Kosinus-Trägersignal cos(ω_ct) aufmoduliert. Auf ähnliche Weise wird das Q-Kanal-Datensignal in einem Filter 82 impulsgeformt und in einem Mischer 84 auf ein Sinus-Trägersignal sin(ω_ct) aufmoduliert. Die I-Kanal- und Q-Kanal-HF-Signale von den Mischern 80 und 84 werden in einem Signalkombinierer 86 kombiniert, um ein erfindungsgemäßes SSB-QPSK-Signal z(t) zu erzeugen.
Die Funktionsweise eines SSB-QPSK-Empfängers wird unten in Verbindung mit 7 und 8 beschrieben. Ein herkömmlicher einzweigiger SSB-Empfänger, der einen kohärenten analogen Demodulationsvorgang implementiert, mischt ein empfangenes SSB-Signal mit einem örtlich erzeugten Kosinus-Träger und tiefpaßfiltert dann das Ergebnis, um x(t) wiederzugewinnen. Auf dem Sinusglied des SSB-Signals ankommende Informationen werden gewöhnlich außer acht gelassen. 7 zeigt einen Doppelzweig-SSB-Empfänger 90, in dem ein empfangenes SSB-Signal w(t) quadraturdemoduliert wird, um Informationen sowohl aus dem Kosinusglied als auch aus dem Sinusglied des SBB-Signals wiederzugewinnen. Die im Kosinusglied des SSB-Signals w(t) ankommenden I-Kanal-Informationen werden durch Vermischen von w(t) mit cos(ω_ct) im Mischer 92 und Tiefpaßfiltern des Ergebnisses im Tiefpaßfilter (LPF – low pass filter) 94 kohärent demoduliert. Die Ausgabe des LPF 94 wird in einem AnalogDigital-(A/D-)Wandler 96 in ein Digitalsignal umgewandelt, und das Digitalsignal wird durch ein signalangepaßtes Filter (MF – matched filter) 98 durchgeführt und dann an einen Eingang eines Signalkombinierers 100 angelegt. Die im Sinusglied des SSB-Signals w(t) ankommenden Q-Kanal-Informationen werden durch Vermischen von w(t) mit sin(ω_ct) im Mischer 102 und Tiefpaßfiltern des Ergebnisses im LPF 104 kohärent demoduliert. Die Ausgabe des LPF 104 wird im A/D-Wandler 106 in ein Digitalsignal umgewandelt und das Digitalsignal wird durch ein MF 108 durchgeführt. Die Ausgabe des MF 108 wird dann in einem Hilbert-Filter (HF) 110 Hilbert-transformiert.
Aus der Gleichung (4) oben ist ersichtlich, daß die Q-Kanal-Informationen im Sinusglied des SSB-Signals im allgemeinen x ^ = H{x} entsprechen. Um x aus H{x} zu erhalten, nutzt der Empfänger 90 die Eigenschaft der Hilbert-Transformation, daß H{H{x}} = –x ist. Die Ausgabe von HF 110, die H{H{x}} –x entspricht, wird durch Multiplizieren mit –1 im Multiplizierer 112 invertiert, um x zu erhalten. Die Ausgabe des Multiplizierers 112 wird mit der Ausgabe von MF 98 im Signalkombinierer 100 summiert und das Ergebnis wird in einer Schwellwertvorrichtung 114 einer Schwellwertoperation unterzogen, um x[n] wiederzugewinnen. Da die an dem Signalkombinierer 100 angelegten Signale sich kohärent addieren, während das Rauschen sich inkohärent addiert, wird nach der Summierung im Signalkombinierer 100 das Signal-Rausch-Verhältnis effekiv verdoppelt. So liefert der Empfänger 90 im wesentlichen dieselbe Bitfehlerratenleistung (BER – bit error rate) wie ein herkömmlicher QPSK-Empfänger. Dem gegenüber ist die BER-Leistung des oben erwähnten herkömmlichen einzweigigen SSB-Empfängers um annähernd 3 dB schlechter als die entweder des Doppelzweig-SSB-Empfängers 90 oder des herkömmlichen QPSK-Empfängers.
8 zeigt einen SSB-QPSK-Empfänger 120 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Der SSB-QPSK-Empfänger 120 demoduliert das oben beschriebene SSB-QPSK-Signal unter Verwendung der in 7 dargestellten Doppelzweig-Quadraturdemodulationsverfahren. Ein ankommendes SSB-QPSK-Signal wird quadraturdemoduliert, wobei der Mischer 122, das LPF 124, der A/D-Wandler 126 und das MF 128 zur Wiedergewinnung der I-Kanal-Informationen auf dem Kosinus-Träger und der Mischer 132, das LPF 134, der A/D-Wandler 136 und das MF 138 zur Wiedergewinnung der Q-Kanal-Informationen auf dem Sinus-Träger benutzt werden. Die Ausgaben der MF 128 und 138 werden an einen Entzerrer 130 angelegt, der Symbol-Symbol-Interferenz (ISI – intersymbol interference) entfernt, die im Übertragungskanal eingeführt worden sein könnte. Die sich ergebenden Ausgangssignale werden in SeriellParallel-(S/P-)Wandlern 140 und 150 aus der seriellen in die parallele Form umgewandelt. Das kosinus-demodulierte I-Kanal-Signal im Ausgang des S/P-Wandlers 140 entspricht einem reellen Signal, während das sinus-demodulierte Q-Kanal-Signal am Ausgang des S/P-Wandlers 150 einem imaginären Signal entspricht. Das reelle Signal vom S/P-Wandler 140. wird in einen Datenteil x[n] und einen Hilbert-Transformationsteil H_y aufgespalten. Auf ähnliche Weise wird das imaginäre Signal vom S/P-Wandler 150 in einen Datenteil y[n] und einen Hilbert-Transformationsteil H_x aufgespalten. Diese Zusammensetzung der I-Kanal- und Q-Kanal-Signale wurde oben in Verbindung mit 5C beschrieben. Der Hilbert-Transformationsteil H_y vom S/P-Wandler 140 wird auf die in Verbindung mit 7 beschriebene Weise durch Hilbert-Filter 142 und Multiplizierer 144 verarbeitet und dann im Signalkombinierer 146 mit dem Datenteil y[n] vom S/P-Wandler 150 kombiniert. Das sich ergebende kombinierte Signal wird in der Schwellwertvorrichtung 148 einer Schwellwertoperation unterzogen, um das Ausgangssignal y[n] zu ergeben. Auf ähnliche Weise wird der Hilbert-Transformationsteil H_x vom S/P-Wandler 150 durch das Hilbert-Filter 142 und den Multiplizierer 154 verarbeitet, im Signalkombinierer 156 mit dem Datenteil x[n] vom S/P-Wandler 140 kombiniert und das sich ergebende kombinierte Signal wird in der Schwellwertvorrichtung 160 einer Schwellwertoperation unterzogen, um das Ausgangssignal x[n] zu ergeben.
Die SSB-QPSK-Modulationsverfahren der Erfindung stellen im wesentlichen den gleichen spektralen Wirkungsgrad wie herkömmliche SSB- und QPSK-Modulation bereit, können aber bei bestimmten Anwendungen Vorteile gegenüber sowohl SSB als auch QPSK bieten. Beispielsweise kann beim Vorhandensein von Entzerrungsdefekten auf Mobilfunkkanälen mit Rayleigh-Schwund die SSB-QPSK-Modulation nach der Erfindung eine bessere BER-Leistung als herkömmliche SSB- oder QPSK-Modulation bieten.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung sollen nur beispielhaft sein. Dem Fachmann werden zahlreiche alternative Ausführungsformen im Rahmen der nachfolgenden Ansprüche offenbar sein.

Claims

Verfahren zum Erzeugen eines modulierten Einseitenbandsignals (z) zur Übertragung in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch: Erzeugen eines gleichphasigen Datensignals (x) und eines quadraturphasigen Datensignals (y), wobei die erzeugten Signale im wesentlichen Null-Werte in abwechselnden Zeitmomenten aufweisen, so daß das gleichphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_y) des quadraturphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist und das quadraturphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist; Aufmodulieren des gleichphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation des quadraturphasigen Datensignals auf ein erstes Trägersignal; Aufmodulieren des quadraturphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals auf ein zweites Trägersignal; und Kombinieren des modulierten ersten und zweiten Trägersignals zur Bereitstellung des modulierten Einseitenbandsignals.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das modulierte Einseitenbandsignal ein Einseitenband-QPSK-Signal (quaternary phase shift keying) ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Aufmodulierens eines gleichphasigen Datensignals und einer Transformation eines quadraturphasigen Datensignals auf ein erstes Trägersignal weiterhin das Aufmodulieren eines interpolierten gleichphasigen Datensignals und einer Hilbert-Transformation eines interpolierten quadratur phasigen Datensignals auf ein Kosinus-Trägersignal umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Aufmodulierens des quadraturphasigen Datensignals und einer Transformation des gleichphasigen Datensignals auf ein zweites Trägersignal weiterhin das Aufmodulieren eines interpolierten quadraturphasigen Datensignals und einer Hilbert-Transformation eines interpolierten gleichphasigen Datensignals auf ein Sinus-Trägersignal umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die gleichphasigen und die quadraturphasigen Datensignale zeitlich ausgerichtete Signale sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Aufmodulierens eines gleichphasigen Datensignals und einer Transformation eines quadraturphasigen Datensignals auf ein erstes Trägersignal weiterhin die Zeitverschachtelung von Teilen des gleichphasigen Datensignals mit Hilbert-Transformationen von Teilen des quadraturphasigen Datensignals umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Aufmodulierens des quadraturphasigen Datensignals und einer Transformation des gleichphasigen Datensignals auf ein zweites Trägersignal weiterhin die Zeitverschachtelung von Teilen des quadraturphasigen Datensignals mit Hilbert-Transformationen von Teilen des gleichphasigen Datensignals umfaßt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die gleichphasigen und die quadraturphasigen Signale interpoliert werden, um Null-Werte zu abwechselnden Zeitmomenten zu enthalten, so daß ihre entsprechenden Hilbert-Transformationen ebenfalls abwechselnde Null-Werte aufweisen.
Vorrichtung zum Erzeugen eines modulierten Einseitenbandsignals (z) zur Übertragung in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch folgendes: einen Generator zum Erzeugen eines gleichphasigen Datensignals (x) und eines quadraturphasigen Datensignals (y), die im wesentlichen Null-Werte zu abwechselnden Zeitmomenten aufweisen, so daß das gleichphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_y) des quadraturphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist, und das quadraturphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist; einen gleichphasigen Kanal zum Aufmodulieren des gleichphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation des quadraturphasigen Datensignals auf ein erstes Trägersignal; einen quadraturphasigen Kanal zum Aufmodulieren des quadraturphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation des gleichphasigen Datensignals auf ein zweites Trägersignal; und einen Kombinierer zum Kombinieren der modulierten ersten und zweiten Trägersignale zur Bereitstellung des modulierten Einseitenbandsignals.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei das modulierte Einseitenbandsignal ein Einseitenband-QPSK-Signal (quaternary phase shift keying) ist.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der gleichphasige Kanal weiterhin ein interpoliertes gleichphasiges Datensignal und eine Hilbert-Transformation eines interpolierten quadratur phasigen Datensignals auf ein Kosinnus-Trägersignal aufmodulieren kann.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der quadraturphasige Kanal weiterhin ein interpoliertes quadraturphasiges Datensignal und eine Hilbert-Transformation eines interpolierten gleichphasigen Datensignals auf ein Sinus-Trägersignal aufmodulieren kann.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die gleichphasigen und die quadraturphasigen Datensignale zeitlich ausgerichtete Signale sind.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der gleichphasige Kanal weiterhin Teile des gleichphasigen Datensignals mit Hilbert-Transformationen von Teilen des quadraturphasigen Datensignals zeitlich verschachteln kann.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei der quadraturphasige Kanal weiterhin Teile des quadraturphasigen Datensignals mit Hilbert-Transformationen von Teilen des gleichphasigen Datensignals zeitlich verschachteln kann.
Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die gleichphasigen und quadraturphasigen Kanäle weiterhin die jeweiligen gleichphasigen und quadraturphasigen Signale so interpolieren können, daß die gleichphasigen und quadraturphasigen Signale Null-Werte zu abwechselnden Zeitmomenten enthalten und ihre entsprechenden Hilbert-Transformationen ebenfalls abwechselnde Null-Werte aufweisen.
Verfahren zum Demodulieren eines durch ein Verfahren nach Anspruch 1 erzeugten empfangenen Einseitenbandsignals (w) in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch: Demodulieren eines ersten Trägersignals zur Wiedergewinnung eines gleichphasigen Datensignals und einer Hilbert-Transformation (H_x) eines quadraturphasigen Datensignals (y); Demodulieren eines zweiten Trägersignals zur Wiedergewinnung des quadraturphasigen Datensignals und einer Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals; Kombinieren der Hilbert-Transformation des gleichphasigen Datensignals und des gleichphasigen Datensignals und Schwellwertbildung des Ergebnisses zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals; und Kombinieren der Hilbert-Transformation des quadraturphasigen Datensignals und des quadraturphasigen Datensignals und Schwellwertbildung des Ergebnisses zum Erzeugen eines zweiten Ausgangssignals.
Vorrichtung zum Demodulieren eines durch eine Vorrichtung nach Anspruch 9 erzeugten empfangenen Einseitenbandsignals (w) in einem Kommunikationssystem, gekennzeichnet durch: einen gleichphasigen Kanal zum Demodulieren eines ersten Trägersignals zur Wiedergewinnung eines gleichphasigen Datensignals (x) und einer Hilbert-Transformation (H_y) eines quadraturphasigen Datensignals (y); einen quadraturphasigen Kanal zum Demodulieren eines zweiten Trägersignals zur Wiedergewinnung des quadraturphasigen Datensignals und einer Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals; einen ersten Kombinierer (156) zum Kombinieren der Hilbert-Transformation des gleichphasigen Datensignals und des gleichphasigen Datensignals, wobei das Ergebnis an eine erste Schwellwertbildungsvorrichtung (160) zum Erzeugen eines ersten Ausgangssignals angelegt wird; und einen zweiten Kombinierer (146) zum Kombinieren der Hilbert-Transformation des quadraturphasigen Datensignals und des quadraturphasigen Datensignals, wobei das Ergebnis an eine zweite Schwellwertbildungsvorrichtung (148) zum Erzeugen eines zweiten Ausgangssignals angelegt wird.
Kommunikationssystem mit einem Sender (60) zum Erzeugen eines modulierten Sendesignals (z), gekennzeichnet dadurch, daß der Sender folgendes enthält: einen Generator zum Erzeugen eines gleichphasigen Datensignals (x) und eines quadraturphasigen Datensignals (y), die im wesentlichen Null-Werte zu abwechselnden Zeitmomenten aufweisen, so daß das gleichphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_y) des quadraturphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist, und das quadraturphasige Datensignal mit einer Hilbert-Transformation (H_x) des gleichphasigen Datensignals ohne bedeutende Störung zwischen ihren jeweiligen Signalwerten kombinierbar ist, einen gleichphasigen Kanal zum Aufmodulieren des gleichphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation des quadraturphasigen Datensignals auf ein erstes Trägersignal, einen quadraturphasigen Kanal zum Aufmodulieren des quadraturphasigen Datensignals und der Hilbert-Transformation des gleichphasigen Datensignals auf ein zweites Trägersignal, und einen Kombinierer zum Kombinieren des modulierten ersten und zweiten Trägersignals zur Bereitstellung des modulierten Sendesignals; und das Kommunikationssystem einen Empfänger (90, 120) zum Empfangen des modulierten Sendesignals enthält, wobei der Empfänger das Sendesignal verarbeitet, um die gleichphasigen und quadraturphasigen Datensignale wiederzugewinnen.