DE69731358T2

DE69731358T2 - Verfahren zur vereinfachung der demodulation in einem mehrfachträger-übertragungssystem

Info

Publication number: DE69731358T2
Application number: DE69731358T
Authority: DE
Inventors: James Timothy MOULSLEY
Original assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Pendragon Wireless LLC
Priority date: 1996-06-28
Filing date: 1997-06-25
Publication date: 2005-11-03
Anticipated expiration: 2017-06-26
Also published as: JPH11512272A; EP0847643B1; US6185257B1; WO1998000953A1; DE69731358D1; EP0847643A1; JP4008035B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Mehrträger-Übertragungssystem.
Mehrträger-Modulation, nachstehend als MCM bezeichnet, ist auch als "Orthogonal Frequency Division Multiplexing", nachstehend als OFDM bezeichnet, oder als "Discrete Multitone Modulation", nachstehend als DMT bezeichnet, bekannt. Es ist eine Technik, durch die Daten mit einer hohen Rate übertragen werden durch Modulation verschiedener Träger mit einer niedrigen Bitrate statt eines einzigen Trägers mit einer hohen Bitrate. Diese Technik ist im Grunde aus dem Artikel von J. J. Nicolas und J. S. Lim "On The Performance Of Multicarrier Modulation In A Broadcast Multipath Environment", IEEE ICASSP, Heft 3, Seiten 245–248, 1994, nachstehend als "Bezugsmaterial 1" bezeichnet, und aus J. P. Linnartz, S. Hara "Special Issue On "Multi-Carrier Modulation", veröffentlicht über Internet Adresse http://diva.eecs.berkerley.edu/~linnartz/issue.html, nachstehend als "Bezugsmaterial 2" bezeichnet, bekannt. Es hat sich herausgestellt, dass es für digitale Funkverbindungen mit hoher Leistung effektiv ist und in diesem bericht ist es betrachtet worden zur Verwendung mit einem mobilen Funkkanal.
Bei Mobilfunkkanälen tritt oft Schwund auf, wobei der Rauschabstand, nachstehend als SNR bezeichnet, an einem Teil des Frequenzbandes während einer kurzen Zeitperiode dramatisch abfällt. Unter Anwendung eines einzigen Trägersystems kann zwischen diesen Schwundperioden eine sehr niedrige Fehlerrate auftreten, aber während der Schwundperiode tritt eine sehr hohe Rate auf. Dies führt zu einer Gesamtfehlerrate, die oft unakzeptierbar ist. MMC wird mit diesen Schwundcharakteristiken auf effektivere Weise fertig.
Bei Einzelträgermodulation kann ein Equalizer erforderlich sein zum Reduzieren der Effekte von Zeitstreuung. Einführung dieser Mittel steigerte das Rauschen und gibt eine Senderleistungsstrafe oder steigert die Verletzbarkeit für Interferenz, siehe das Bezugsmaterial 2. Da codierte MCM längere Symbolintervalle hat als Einzelträgermodulation ist ein Equalizer, wie bekannt aus dem Artikel von R. Petrovic, W. Roehr, D. W. Cameron, "Multicarrier Modulation For Narrowband PCS" IEEE Trans. On Veh. Tech. Heft 43, Blatt 4, Seiten 856–862, Nov. 1994, nachstehend als "Bezugsmaterial 3" bezeichnet, überflüssig, und in einigen Fällen hat es sich herausgestellt, dass Zeitstreuung die Bitfehlerratenleistung des Systems wirklich verbessert, siehe das Bezugsmaterial 2. Dies ist durch Linnartz erläutert worden als die Reduktion der Korrelation von Schwund zwischen den trägern, und zwar wegen der vorhandenen Verschiedenheit. Nur eine begrenzte Anzahl Hilfsträger werden gleichzeitig Schwund ausgesetzt und eine Vorwärts-Fehlerkorrekturcodierung kann die Fehler in diesen Hilfsträgern bewältigen.
Ein weiterer Vorteil von MCM ist, dass es beständiger ist gegen Impulsstörungen in der Zeitdomäne, wie beschrieben in dem Artikel von T. N. Zogakis, P. S. Chow, J. T. Aslanis und J. M. Cioffi "Impulse Noise Mitigation Strategies for Multicarrier Modulation", IEEE Int. Conf. On Comms., Heft 2, Seiten 784–788, 1993, nachstehend als "Bezugsmaterial 4" bezeichnet und hat mehr Immunität gegen schnellen Schwund, wie aus dem Bezugsmaterial 3 ersichtlich. Ein MCM-Signal kann auch zugeschnitten sein für die Kanalcharakteristiken. Es kann beispielsweise derart gemacht sein, dass es bestimmte Träger entfernt, wodurch Schmalbandinterferenz bei bekannten Frequenzen vermieden wird, siehe Bezugsmaterial 1.
OFDM (siehe beispielsweise US-A-4 884 139) ist eine Form von Mehrfachträgermodulation, wobei die Subkanalträger orthogonal zueinander sind, wodurch die Anwendung von "Fast Fourier-Transformation"-Techniken (nachstehend als FFT-Techniken bezeichnet) sowie von "Inverse Fast Fourier Transformation"-Techniken (nachstehend als IFFT-Techniken bezeichnet) für die Empfänger- und Senderfunktionen ermöglicht wird, wodurch die Notwendigkeit für eine Mischerbank eliminiert wird. Eine Hauptanwendung von OFDM liegt in dem Bereich der digitalen Audio-Übertragung, nachstehend als DAB bezeichnet. Da MCM beständig ist gegen Mehrstreckenschwund wird sie auch befriedigende Ergebnisse bringen, wenn die Signale von zwei verschiedenen Senderstellen aus übertragen werden, wobei die Interferenz zwischen den zwei derjenigen der Mehrstreckenfortpflanzung ähnlich ist. Dies führt zu einer effizienten Verwendung des Funkspektrums, was ein großer Vorteil ist, wenn nur eine geringes Spektrum verfügbar ist.
MCM kann zur Übertragung von Video mit geringer Rate angewandt werden und es wurde vorgeschlagen, dass sie angewandt werden kann für digitale Videoübertragung um zu gewährleisten, dass Mobilsignale auf zuverlässige Weise von digitalen terrestrischen Fernsehsendern empfangen werden, siehe Bezugsmaterial 2.
Da OFDM eine Vielzahl von Trägern benutzt, die je durch eine Datensignal moduliert sind, und folglich die mit jedem Träger assoziierte Bitrate relativ niedrig gemacht werden kann, können die Effekte von Intersymbolinterferenz durch Mehrstreckenfortpflanzung minimiert werden. Auf herkömmliche Art und Weise wird die Mahrfachträgerübertragung unter Anwendung von IFFT- und FFT-Algorithmen erzeugt bzw. demoduliert. Dies kann rechnerisch teuer sein, insbesondere da typische Systeme mehrere Megaherz an Bandbreite benutzen können und das Ganze dieser Bandbreite abgetastet und verarbeitet werden muss.
Dieser Vorschlag ist auf diejenigen Anwendungsbereiche gezielt, in denen es erforderlich ist, nur einen Subsatz der gesamten Anzahl Träger zu empfangen (oder zu erzeugen). Dies ist geeignet dort, wo mehrere Datensignale zu einer einzigen Breitbandübertragung gemultiplext werden. So kann es beispielsweise bei Audiosendungen erwünscht sein, nur einen der viele Kanäle zu empfangen, die je einer Anzahl der verfügbaren Trägerfrequenzen zugeordnet sind. In einem Mobilfunkbereich kann eine Basisstation zu mehreren Benutzern Daten übertragen und der Verkehr für jeden Benutzer wird über die verfügbaren Träger verteilt. Andererseits möchte jeder Benutzer nur die eigenen Datensignale demodulieren. In dem Mobilfunk-Beispiel kann es sein, dass die Rückübertragung von jedem Benutzer zu der Basisstation nur eine geringe Anzahl der verfügbaren Träger erfordert.
Ein Vorteil von OFDM ist, dass sie einen gewissen Grad von Frequenzverschiedenheit in einer frequenzselektiven Schwundumgebung schaffen kann. Diese Verschiedenheit wird erreicht, weil, obschon zu einem bestimmten Zeitpunkt einige Träger Schwund erfahren können, die anderen dies nicht erfahren. Dann kann Kanalcodierung angewandt werden zum Korrigieren der Übertragungsfehler von den Schwundträgern, was codierte OFDM ergibt, nachstehend als COFDM bezeichnet. Im Allgemeinen wird der Vorteil von Frequenzverschiedenheit maximiert, wenn die für einen bestimmten Datenkanalverwendeten Träger in der Frequenzdomäne möglichst gestreut werden. Eine bequeme Art und Weise dies zu erreichen ist, die verfügbaren Träger zu Sätzen von Kämmen aufzuteilen, die auf einheitliche Art und Weise auseinander liegen, wobei jeder Datenkanal den trägern eines bestimmten Kamms zugeordnet ist. Die Kämme für jeden Kanal (oder Benutzer) werden danach in der Frequenz verzahnt (siehe beispielsweise US-A-4 884 139 und US-A-5 396 489).
Beispiel des Systems
Das nachfolgende Beispiel dient zur Erläuterung des Prinzips. Obschon in der Praxis andere Merkmale auch erforderlich sein können, dürfte es dem Fachmann einleuchten, dass dieses Beispiel den Rahmen der nachstehend noch zu beschreibenden vorliegenden Erfindung nicht begrenzt.
So wird beispielsweise ein System betrachtet, das 1024 Träger überträgt, die je beispielsweise durch DPSK mit einer Rate von 1 kbps moduliert sind. Die Symboldauer beträgt folglich 1 ms. Der Trägerabstand kann 1 kHz sein, was eine gesamte Bandbreite von etwa 1 MHz ergibt. Unter der Voraussetzung, dass beispielsweise 8 Träger einem einzigen Datenkanal zugeordnet sind, der beispielsweise eine Bitrate von 8 kbps hat, können insgesamt 128 Kanäle unterstützt werden. Für eine maximale Frequenzverschiedenheitsverstärkung ist der Trägerabstand für den "Kamm" eines einzigen Datenkanals dann 128 kHz.
Es wird vorausgesetzt, dass es in dem Sender einige Mittel gibt zur Umwandlung zwischen einer Basisbanddarstellung des Mehrträgerkanals und einer HF-Version. Es wird ebenfalls vorausgesetzt, dass der Empfänger Mittel aufweist zur Umwandlung des HF-Signals in eine Basisband-Version, und einige Mittel zum Erhalten von Frequenz- und Zeitsynchronisation zur Ermöglichung einer einwandfreien Demodulation der Daten. Beim Empfänger kann das Signal durchaus durch I (phasengleiche) und Q (Quadratur) Anteile dargestellt werden. Für diese Prozesse gibt es durchaus bekannte Techniken.
In dieser Beschreibung werden Effekte, verursacht durch Fortpflanzung über einen nicht-idealen Funkkanal, nicht näher betrachtet.
Erzeugung aller Träger würde erfordern, dass jede 1 ms eine 1024 Punkte IFFT berechnet wird. Auf gleiche Weise würde eine Demodulation aller Träger jede 1 ms eine 1024 FFT erfordern (sowie eine andere Verarbeitung). Geeignete FFT Algorithmen können mit verfügbaren digitalen Signalverarbeitungstechniken, nachstehend als DSP-Techniken bezeichnet, implementiert werden.
Für das gegebene Beispiel des Systems kann die Anzahl erforderlicher arithmetischer Vorgänge geschätzt werden. Die Basis FFT erfordert Vorgänge in der Größenordnung von Nlog₂N, wobei N die FFT Größe ist. Da diese Vorgänge viel an der Zahl sind, muss die Menge Vorgänge mit einem Faktor (etwa 4 ist angemessen) multipliziert werden um diese zu richtigen Gleitkommavorgängen umzuwandeln, wie dies meistens beim Messen der Komplexität von DSP Algorithmen geschieht. Also für N = 1024 ist die Anzahl Vorgänge in 1 ms 4*1024*10 = 40960, was gleich etwa 41 MOPS ( Million Vorgänge in der Sekunde) ist. Zum Vergleich ist in der Literatur eine effiziente Implementierung einer gespalteten Wurzel FFT von 1024 Punkten angegeben als 34774 nicht trivialer Vorgänge erfordernd, gleich etwa 35 MOPS.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Aus dem Obenstehenden dürfte es einleuchten, dass das beschriebene Demodulationsverfahren und deswegen ein Übertragungssystem, das dieses Verfahren durchführt, imstande sein soll, eine Vielzahl arithmetischer Vorgänge innerhalb einer kurzen Zeit zu bewältigen. Ein derartiges System wird sehr kompliziert und aufwendig sein.
Deswegen ist es u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Übertragungssystem zu schaffen, bei dem die Menge arithmetischer Vorgänge wesentlich reduziert werden kann, insbesondere in dem Fall, wo von der gesamten Anzahl Kanäle nur ein einziger Kanal oder nur wenige Kanäle empfangen und demoduliert zu werden brauchen.
Ein Übertragungssystem, welches das Problem löst, das die Basis der genannten Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ist durch den kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs definiert.
Weiterhin ist eine Empfängerstufe zur Verwendung bei dem Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung durch den kennzeichnenden Teil des Anspruchs 2 gegeben.
Es ist ein Vorteil der vorliegenden Erfindung, dass die Komplexität der Demodulation für einen einzigen Datenkanal wesentlich reduziert werden kann, dies im Vergleich zu anderen Anordnungen. Diesem Vorteil ist nur der Begrenzung von Trägern in gleichen Abständen für einen einzigen Datenkanal ausgesetzt.
Ein Signal, das aus einem harmonisch relatierten Satz von Signalanteilen besteht, ist im Allgemeinen periodisch mit einer Periode entsprechend dem Reziprokwert einer minimalen Frequenztrennung zwischen jedem Anteil. Deswegen wird in dem oben genannten Beispielsystem eine Symbolperiode von 1 ms betrachtet. Dabei kann jeder der vorhandenen Träger durch eine Sinuskurve dargestellt werden mit einer Phase, die durch die modulierenden Daten bestimmt wird. Wenn gewährleistet wird, dass die Basisbanddarstellung derart ist, dass einer der Träger des gewünschten Datenkanals auf Null Frequenz gesetzt wird, dann werden die anderen Träger von demselben Datenkanal einen harmonisch relatierten Satz bilden. Diese Bedingung kann durch eine geeignete Wahl der Ortsoszillatorfrequenz zur Abwärtsmischung von HF erreicht werden.
Für das Beispielsystem bilden die Träger von dem erwünschten Datenkanal ein periodisches Signal mit einer Periode von 1/128000, die sich 128mal innerhalb der Symbolzeit von 1 ms wiederholt. Die erwünschten Träger können dadurch wiederhergestellt werden, dass alle dieser Wiederholungsperioden zusammen addiert werden.
Wenn also die nachfolgenden Parameter gegeben werden als:
dann werden die Eingangsabtastwerte S(t) auf die nachfolgende Art und Weise verarbeitet:
wobei
t eine ganze Zahl mit einem Wert von t = 1 bis t = f_s/f_sep ist,
n eine ganze Zahl mit einem Wert von n = 1 bis n = N_r ist und
N_r wie folgt definiert ist: N_r = f_sep/f_sym,
wobei
X(t) das Ausgangssignal ist, wie dies durch die genannte Verarbeitung erhalten wird.
In dem oben genannten Beispielsystem werden Werte für diese Parameter gegeben wie
F_s/f_sep = 8 und N_r = 128.
Dieser Prozess kann als ein Sonderzweck-Dezimierungsfilter betrachtet werden.
Die Anzahl wirklicher arithmetischer Vorgänge, erforderlich zum Berechnen der Gleichung, die X(t) ergibt, wird berechnet bzw. grob geschätzt als: Nr*(fs/fsep)*2 = 8*128*2 = 2048,wobei ein Faktor zwei eingeschlossen ist, weil die Daten komplex sind. Dieser Gleichung könnte eine 8-Punkt-FFT folgen, was etwa
4*8log₂(8) = 4*24 = 96 echte Vorgänge erfordert. Die Gesamtzahl ist deswegen 2144 in der Symbolperiode von 1 ms. Deswegen ist die erforderliche Verarbeitungsrate zum Berechnen der Phase jedes der erwünschten Träger (in Form eines Satzes komplexer Anzahlen) 2.1 MOPS. dies ist eine wesentliche Einsparung im Vergleich zu der Demodulation aller empfangenen Träger.
Dieselbe Annäherung kann auf Systeme mit anderen Trägerzahlen ange wandt werden.
Die Anzahl einem Kanal zugeordneter Träger kann verschieden sein. Dies könnte auch dynamisch sein, je nach der erforderlichen Datenrate.
Eine zusätzliche Verarbeitung wäre erforderlich für Träger- und Zeitge bungsakquisition. Dies kann möglich sein durch Erweiterung des hier beschriebenen Demodulationsprozesses. Auf alternative Weise könnte dabei geholfen werden durch Übertragung von Sonderinformation auf eineigen der Träger, beispielsweise nicht modulierte Töne an einigen Trägern und Spezialdatensequenzen an anderen Trägern.
Die Eingangsdaten zu dem Empfänger werden wahrscheinlich durch irgend eine Form eines Analog-Digital-Wandlers abgetastet werden. Im Allgemeinen braucht dies nicht einen hohen Grad der Genauigkeit zu haben (beispielsweise einige Bits oder vielleicht ein einziges Bit). Dies ist weil die Verwendung der oben genannten Gleichung dazu neigt, die Effekte durch Quanisierungsrauschen zu reduzieren.
Eine ähnliche Annäherung kann auf die Modulation angewandt werden, wobei es erforderlich ist, einen "Kamm" von Trägern mit regelmäßigen Zwischenabständen über einen großen Frequenzbereich zu schaffen. Die grundsätzliche Periode der Wellen form kann über eine IFFT erzeugt werden. Diese Periode wird dann während der erforderlichen Symbolperiode wiederholt. Die Anzahl Wiederholungen bestimmt den Frequenzabstand zwischen den Trägern.
Das durch die vorliegende Erfindung gegebene Demodulationsverfahren (oder Modulationsverfahren) kann auf einfache Art und Weise unter Anwendung herkömmlicher programmierbarer DSP-Techniken implementiert werden. Simulationen haben gezeigt, dass eine gute Leistung erhalten werden kann für Datenraten und Funkkanäle, die für Mobilfunkkommunikationssysteme geeignet sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung des Trägerraumes eines Systems mit 128 Benutzern bzw. Kanälen und 8 Trägern je Benutzer,
2 ein schematisches Blockschaltbild eines Beispiels für ein MCM Übertragungssystem, mit dem die vorliegende Erfindung relatiert werden kann,
3 ein schematisches Blockschaltbild einer Empfängerstufe für ein Übertragungssystem nach der vorliegenden Erfindung.
BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
In 1 ist ein Satz von Trägern gegenüber der Basisbandfrequenz aufgetragen, anfangend bei Null. Der dargestellte Trägerzwischenraum umfasst die Träger, wie erläutert, zusammen mit dem "Beispielsystem" und der Erfindung. Es gibt 128 Benutzer bzw. Kanäle in dem Übertragungssystem, die Informationsdaten jedes Kanals über je 8 Träger verbreitet. Der Zwischenraum zwischen zwei Trägern, die auf der Frequenzachse in dieser Ausführungsform nebeneinander liegen, ist als 2 kHz gegeben, die gesamte Anzahl Träger beträgt 1024, so dass die träger über eine Bandbreite von insgesamt 2048 kHz gestreut sind. Die Träger sind in Form eines "Kamms" mit allen Trägern, die mit einem einzigen Kanal bzw. Benutzer relatiert sind, so dass folglich jeder "Kamm" acht "Zinken" hat, wobei die "Zinken" die Trägerfrequenzen sind. Der Zwischenraum zwischen den Trägern, die mit einem der Benutzer relatiert sind, beträgt folglich 128 kHz. Auf diese Weise liegen die Träger c1 bis c8, die mit dem Benutzer μl relatiert sind, auf der Frequenzachse bei 0, 256, 512, ..., 1792 kHz, die Träger c1 bis c8, die mit dem Benutzer c2 relatiert sind, liegen bei 2, 258, 514, ..., 1794 kHz usw., und die Träger c1 bis c8, die mit dem Benutzer u128 relatiert sind, liegen bei 254, 510, 766, ..., 1790, 2046 kHz. Auf diese Weise wird ein maximaler Zwischenraum zwischen den Trägern, die mit demselben Benutzer relatiert sind, erzielt.
2 zeigt ein Blockschaltbild eines MCM Übertragungssystems mit einer Senderstufe 1 oben, einem Kanal zur Übertragung der von der Senderstufe 1 vorbereiteten Signal, nachstehend genauer als Übertragungsleitung 2 bezeichnet (was im Wesentlichen eine drahtlose Funkverbindung sein wird), und einer Empfängerstufe 3 unten in der Zeichnung. Die Senderstufe 1 umfasst ein Zusammenfügungsmittel 4 zum Zusammenfügen der Signale einer Anzahl Benutzer bzw. Kanäle, die entsprechend dem oben beschriebenen Beispielsystem 128 an der Zahn sein können. Diese Zusammenfügungsmittel 4 kombinie ren Eingangssignale von den Benutzern, wobei diese Signale die parallel an den Leitungen 5 eingegeben werden zum Erhalten eines zusammengefügten Eingangssignals mit der Information von allen Benutzern an dem Ausgang 6. Vor der Eingabe zu den Zusammenfügungsmitteln 4 können die Informationssignale von den Benutzern ggf. in einer Codierungsstufe 7 codiert werden. Diese Codierung kann erwünscht sein zum Korrigieren von Rauschanteilen. Es gibt für den Fachmann eine Vielzahl von Codierungsverfahren zum Erhalten von Rauschunterdrückung. Die Anwendung eines derartigen Verfahrens ist aber nicht die Aufgabe der vorliegenden Erfindung und wird deswegen an dieser Stelle nicht näher erläutert.
Vor dem Ausgang 6 wird das zusammengefügte Signal in serieller Form einem ersten Seriell-zu-Parallel-Wandler 8 zugeführt, wo das Signal in eine Anzahl paralleler Signalkanäle aufgeteilt wird, und zwar entsprechend der Anzahl in dem Übertragungssystem verwendeter Träger. Diese parallelen Signalkanäle werden einer Modulatorstufe 9 zugeführt, in der die in 1 dargestellten Träger von dem parallelen Signalkanälen mit Hilfe von DPSK moduliert werden. Die modulierten Träger werden danach in ein IFFT-Mittel 10 eingeführt. Dies ist eine Stufe, in der die modulierten Träger auf die Art und Weise von IFFT transformiert werden. Die auf diese Weise transformierten modulierten Träger werden danach einem Parallel-zu-Seriell-Wandler 11 zugeführt, damit ein Einziges Signal erhalten wird, das über die Übertragungsleitung 2 übertragen werden soll.
In der Empfängerstufe 3 werden die über die Übertragungsleitung 2 übertragenen Signale einem zweiten Seriell-zu-Parallel-Wandler 12 zugeführt, in dem sie in parallele Signale für je einen einzigen Träger aufgeteilt werden. Diese parallelen Signale werden einem FFT-Mittel 13 zugeführt, das die eingegebenen Signale durch FFT transformiert und diese Signale zu einer Demodulatorstufe 14 ausliefert, in der die modulierten Träger entsprechend dem DPSK-Verfahren demoduliert werden. Eine Anzahl paralleler Ausgangssignale von der Demodulatorstufe 14 entsprechend der Anzahl Träger wird danach einem zweiten Parallel-zu-Seriell-Wandler 15 zugeführt zum Erhalten eines einzigen seriellen Signals mit allen Informationen von allen Trägern, d. h. von allen Benutzern bzw. Kanälen. Dieses serielle Signal wird einem Spaltmittel 16 zugeführt zum Spalten der Information zu den Kanälen für die mit den Ausgangsleitungen 17 des Spaltmittels 16 verbundenen Benutzer. Mit jeder der Ausgangsleitungen 17 ist ein Benutzer bzw. Kanal verbunden. Ggf. ist eine Decoderstufe 18 vorgesehen (für jeden der Benutzer) zum Decodieren der Signale falls diese von Codierungsmitteln, wie der Codierungsstufe 7, codiert sind.
Wie oben beschrieben, sollen IFFT-Mittel 10 und FFT-Mittel 13 eine Vielzahl arithmetischer Vorgänge durchführen. Falls die Empfängerstufe 3 nur das Daten- bzw. Informationssignal, das mit einem einzigen Kanal bzw. Benutzer relatiert ist, zu liefern braucht, kann ein Großteil dieser Anzahl Vorgänge nach der vorliegenden Erfindung eingespart werden.
3 zeigt ein Beispiel einer Empfängerstufe nach der vorliegenden Erfindung. Diese Empfängerstufe umfasst eine Antenne 19, die mit einem HF-Eingang einer Empfangsumsetzerstufe 20 verbunden ist, welche die über die Antenne 19 empfangenen HF-Signale zu Null ZF umwandelt. Die Umwandlung erfolgt durch Mischung der HF-Signale mit einer von einem Ortsoszillator erhaltenen Ortsoszillatorfrequenz, wobei der Oszillator nachstehend als LO 21 bezeichnet wird. Die von einem Ausgang 22 des Empfangsumsetzers 20 heruntergemischten Signale haben die Form, wie in 1 mit dem Satz von in regelmäßigen Abständen voneinander liegenden Trägern dargestellt.
Die Schaltungsanordnung nach 3 umfasst weiterhin einen Analog-Digital-Wandler, nachstehend als ADC 23 bezeichnet, in dem Abtastwerte S(t) aus dem von dem Ausgang 22 erhaltenen Signal genommen werden. Diese Abtastwerte S(t) werden einer (digitalen) Kammfilterstufe 24 zugeführt.
Die Kammfilterstufe 24 bildet ein Kammfilter- und Dezimierungsmittel nach der vorliegenden Erfindung. Innerhalb der Kammfilterstufe 24 wird von den Abtastwerten S(t) mit Hilfe der oben genannten Gleichung ein (digitales) Ausgangssignal hergeleitet:
wobei
t eine ganze Zahl mit einem Wert von t = 1 bis t = f_s/f_sep ist,
n eine ganze Zahl mit einem Wert von n = 1 bis n = N_r ist und
N_r wie folgt definiert ist: N_r = f_sep/f_sym,
wobei
f_s die Abtastfrequenz des Empfängers ist,
f_sym die Symbolrate auf einem einzigen Träger ist,
f_sep der Trägerabstand ist und
X(t) die Abtastwerte des Ausgangssignals sind, wie dies durch die genannte Verarbeitung erhalten wird.
Eine derartige Information einer bestimmten Anzahl Träger, die mit einem gewählten Benutzer bzw. Kanal relatiert sind, wird aus dem ganzen Signal ausgefiltert und in Form von Abtastwerten X(t) an einem Ausgang der Kammfilterstufe 24 und folglich an der Leitung 26, die mit diesem Ausgang verbunden ist, verfügbar gestellt.
Diese Abtastwerte X(t) mit der Information, die mit einem einzigen Benutzer relatiert ist, werden über die Leitung 26 einer FFT-Stufe 25 zugeführt, die mit den in 2 dargestellter FFT-Mitteln 13 vergleichbar ist. Bekanntlich werden Signale durch FFT aus der Zeitdomäne in die Frequenzdomäne transformiert. Eine derartige Information über die Phase der mit dem gewählten Benutzer relatierten Träger wird an einem Ausgang 27 der FFT-Stufe 25 in der Frequenzdomäne gegeben.
Von dem Ausgang 27 der FFT-Stufe 25 werden die Signale einer Demodulations- und Entscheidungsstufe 28 zur Demodulation (in digitale Form und in die Frequenzdomäne) und zur weiteren Bewertung, insbesondere zur Unterdrückung von Schwund, zugeführt. Die bewerteten Signale werden danach einer Ausgangsstufe 29 zugeführt.
Die in 3 dargestellte Schaltungsanordnung umfasst weiterhin eine Synchronisations- und Steuerstufe, die von dem Signal gespeist wird, das von dem Ausgang 22 des Abwärtsmischers 20 hergeleitet ist. Auf diese Weise kann ein Steuersignal zur Steuerung der Oszillatorfrequenz von LO 21 erzeugt werden, wobei der Abwärtsmischer 20, die Synchronisations- und Steuerstufe 30 und LO 21 eine Steuerschleife bilden. Die Synchronisations- und Steuerstufe 30 führt weiterhin Steuersignale zu der ADC 23, zu der Kammfilterstufe 24, zu der FFT-Stufe 25 und zu der Demodulations- und Entscheidungsstufe 28.
Die Kammfilterstufe 24 kann programmierbar sein zum Selektieren und Verarbeiten eines gewählten Teils der gesamten modulierten Träger, die über die Antenne 19 übertragen werden. Dementsprechend kann die FFT-Stufe 25 auch programmierbar sein zum Bestimmen der Größe der FFT, die auf die Abtastwerte X(t) angewandt werden soll. Auf diese Weise kann eine Wahl gemacht werden, entweder die Information, die mit nur einem einzigen Kanal relatiert ist oder eine Anzahl Kanäle bis zur gesamten Anzahl zu bewerten. Auf diese Weise ist in allen Fällen eine minimal möglicher Aufwand an Verarbeitung erforderlich.
Text in der Zeichnung
2

7: Codierungsstufe
4: Zusammenfügungsmittel
9: Modulatorstufe
10: IFFT- Mittel
2: Übertragung
: Decoderstufe
16: Spaltmittel
14: Demodulatorstufe
13: FFT-Mittel

3

20: Empfangsumsetzer
24: Kammfilterstufe
29: Ausgangsstufe
28: Demodulations- und Entscheidungsstufe
27: FFT-Stufe
30: Synchronisations- und Steuerstufe

Claims

Übertragungssystem zum Übertragen eines Signals mit einer Anzahl Träger, die je durch eine Sinuskurve mit einer von einem Datensignal modulierten Phase dargestellt sind, wobei die Träger einen harmonisch relatierten Satz von Signalanteilen mit einer Periode entsprechend dem Reziprokwert eines minimalen Frequenzabstandes zwischen jedem Anteil, wobei die Basisbanddarstellung der genannten Träger derart ist, dass einer der Träger auf Null-Frequenz steht, wobei Abtastwerte S(t) des Signals auf die nachfolgende Art und Weise verarbeitet werden:
wobei t eine ganze Zahl mit einem Wert von t = 1 bis t = f_s/f_sep ist, n eine ganze Zahl mit einem Wert von n = 1 bis n = N_r ist und N_r wie folgt definiert ist: N_r = f_sep/f_sym, wobei f_s die Abtastfrequenz des Empfängers ist, f_sym die Symbolrate auf einem einzigen Träger ist, f_sep der Trägerabstand ist und X(t) das Ausgangssignal ist, wie dies durch die genannte Verarbeitung erhalten wird.
Empfangsstufe für ein Übertragungssystem nach Anspruch 1, wobei diese Stufe die nachfolgenden Elemente umfasst: – ein Kammfilter- und Dezimierungsfiltermittel, wobei dieses Kammfilter- und Dezimierungsfiltermittel aus der gesamten Anzahl Abtastwerte S(t) des Signals ein Ausgangssignal X(t) für alle Träger bildet, die mit einem einzigen Datenkanal relatiert sind, und zwar nach der folgenden Gleichung:
– eine FFT-Stufe, die auf Basis der genannten Abtastwerte X(t) des Ausgangssignals eine FFT der Größe durchführt, die durch die Anzahl der genannten Träger gegeben ist, die mit einem der genannten Kanäle relatiert ist.