DE60032603T2 - Verfahren und vorrichtung zur bestimung des übertragungssmodus und der synchronisation für ein digitales tonrundfunksignal - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur bestimung des übertragungssmodus und der synchronisation für ein digitales tonrundfunksignal Download PDF

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Diese Erfindung bezieht sich auf die HF-Signalübertragung und den Empfang und, insbesondere, auf Verfahren und Einrichtungen für das Senden und das Empfangen der Steuerdaten in einem digitale Tonrundfunksignal.
  • Es besteht ein wachsendes Interesse an der Möglichkeit des Sendens digitalkodierter Audiosignale für eine verbesserte Audiotreue. Einige Ansätze wurden hierfür vorgeschlagen. Ein solcher Ansatz, festgelegt im US-Patent Nr. 5.588.022, beschreibt ein Verfahren für das gleichzeitige Senden von analogen und digitalen Signalen in einem Standard-AM-Sendekanal. Ein amplitudenmoduliertes HF-Signal mit einem ersten Frequenzspektrum wird gesendet. Das amplitudenmodulierte HF-Signal umfasst einen ersten Träger, der durch ein analoges Programmiersignal moduliert wird. Gleichzeitig wird eine Anzahl digitalmodulierter Trägersignale innerhalb einer Bandbreite, die das erste Frequenzspektrum umgibt, gesendet: jedes, der digitalmodulierten Trägersignale wird durch einen Teil des digitalen Programmiersignals moduliert. Eine erste Gruppe der digitalmodulierten Trägersignale liegt innerhalb des ersten Frequenzspektrums und wird in Quadratur zum ersten Trägersignal moduliert. Die zweite und dritte Gruppen der digitalmodulierten Trägersignale liegen außerhalb des ersten Frequenzspektrums und sind phasengleich und in Quadratur zum ersten Trägersignal moduliert.
  • Die Wellenform des AM-kompatibel, digitalen Tonrundfunksystems, das im US-Patent Nr. 5.588.022 beschrieben wird, wurde für einen ausreichenden Datendurchsatz für das digitale Signal formuliert, wobei ein Übersprechen in den analogen AM-Kanal vermieden wird. Mehrere Träger werden mittels des ortagonalen Mehrträgerverfahrens (OFDM) zum tragen der kommunizierten Information verwendet.
  • In einem AM-kompatiblen, digitalen Tonrundfunksystem werden digitalkodierte Audioinformationen gleichzeitig mit dem vorhandenen analogen AM-Signal gesendet. Die Digitalinformationen werden mittels OFDM-Modulation kodiert und gesendet.
  • Digitale Tonrundfunksysteme können Digitalinformationen mit verschiedenen Audiokodierungsraten und Vorwärts-Fehlerkorrekturraten senden, um einer Rundfunkstation den besten Kompromiss zwischen Audioqualität und Sendebereich bei geringsten Kanalbeeinträchtigungen zu erlauben.
  • Die britische Patentapplikation GB 2 320 871 A erläutert ein Kommunikationssystem, dass orthagonale Mehrträgerverfahrens-Träger, einschließlich einer Anzahl von Sendeparametersignalisierenden Pilotträgern, für das Senden von Rahmensynchronisierungsinformationen verwendet. US-Patent Nr. 5.748.686 erläutert ein digitales Tonrundfunksystem, in dem ein Synchronisieralgorithmus verwendet wird, um zur Rahmensynchronisierung ein festgelegtes Symbolmuster mit dem empfangenen Signal zu vergleichen. Somit ist es, entsprechend den Beschreibungen beider Dokumente, möglich, Synchronisiersteuerdaten im digitalen Tonrundfunksignal zu senden, um eine Fehlerkorrektur und eine digitale Signalwiederherstellung auf der Empfängerseite durchzuführen.
  • Diese Erfindung bietet ein Verfahren bzw. ein System für das Senden von Modus- und Synchronisierinformationen in einem digitalen Tonrundfunksignal, das sowohl über einen analogen, amplitudenmodulierten Träger als auch über eine Anzahl digitalmodulierter Unterträger verfügt, die dazu dienen, die bekannten Systeme in Bezug auf Signalrobustheit und digitale Signalraten zu verbessern.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bietet ein Verfahren zum Senden eines Signals im digitalen Tonrundfunk, wie in Patentanspruch 1 definiert.
  • Die Erfindung ermöglicht auch ein digitales Tonrundfunksystem, wie in Patentanspruch 6 definiert.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Erfindung wird Fachleuten durch die beigefügten Zeichnungen verständlicher, worin:
  • 1 ist eine grafische Darstellung des gegenwärtig verfügbaren, zusammengesetzten analogen AM- und digitalen Sendesignals, dass zur Anwendung des Verfahrens der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;
  • 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders, der das Signalaufbereitungsverfahren dieser Erfindung durchführen kann;
  • 3 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der das Signalaufbereitungsverfahren dieser Erfindung durchführen kann;
  • 4 ist ein ausführlicheres Blockdiagramm eines Teils des Empfängers von 3; und
  • 5 ist eine schematische Darstellung eines Daten-Steuerrahmens, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung verarbeitet werden kann.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
  • Diese Erfindung bietet ein Verfahren zur Bestimmung des Sendemodus und der Synchronisierung für ein digitales Tonrundfunksignal. Die Technik des Senders des digitalen Signals im gleichen Kanal wie ein analoges AM-Signal wird In-band On-channel(IBOC)-Sendung genannt. Diese Sendung wird vorgenommen, indem eine digitale Wellenform über eine Anzahl orthogonalmodulierter Frequenzträger (OFDM) gesendet wird, von denen einige in Quadratur mit dem analogen AM-Signal moduliert sind und sich innerhalb der Spektralbereichs befinden, in dem das Standard-AM-Sendesignal eine bedeutende Energie besitzt. Die restlichen digitalen Träger sind phasengleich und in Quadratur mit dem analogen AM-Signal moduliert und befinden sich in dem gleichen Kanal wie das analoge AM-Signal, aber in Spektralbereichen, in denen das analoge AM-Signal keine bedeutende Leistung besitzt. In den Vereinigten Staaten sind die Sendungen der AM-Sendestationen in Übereinstimmung mit den Regelungen der Federal Communications Commission (FCC) eingeschränkt, um innerhalb einer Signalpegelmaske zu liegen, die folgendermaßen definierten ist: Frequenzbereiche von 10,2 kHz bis 20 kHz, die vom analogen Träger entfernt wurden, müssen um mindestens 25 dB unterhalb des unmodulierten analogen Trägerpegels vermindert werden, Frequenzbereiche von 20 kHz bis 30 kHz, die vom analogen Träger entfernt wurden, müssen um mindestens 35 dB unterhalb des unmodulierten analogen Trägerpegels vermindert werden, Frequenzbereiche von 30 kHz bis 60 kHz, die vom analogen Träger entfernt wurden, müssen um mindestens [35 dB + 1 dB/kHz] unterhalb des unmodulierten analogen Trägerpegels vermindert werden.
  • 1 zeigt das Spektrum eines amplitudenmodulierten, digitalen Tonrundfunksignals von der Art, die von der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann. Kurve 10 stellt das Größenspektrum eines standardmäßig gesendeten amplitudenmodulierten Signals dar, wobei der Träger eine Frequenz von f0 aufweist. Die FCC-Sendemaske wird durch Gegenstand Nr. 12 dargestellt. Die OFDM-Wellenform besteht aus einer Reihe von Datenträgern, die einen Abstand von f1 = 59,535 106/(131072) oder ungefähr 454 Hz besitzen. Eine erste Gruppe von 24 der digitalmodulierten Träger befinden sich innerhalb eines Frequenzbandes, das von (f0 – 12 f1) bis (f0 + 12 f1) reicht, wie durch die Hüllkurve mit der Nr. 14 in 1 veranschaulicht wird. Die meisten dieser Signale besitzen einen um 39,4 dB niedrigeren Pegel als das unmodulierte AM-Trägersignal, um das Übersprechen auf das analoge AM-Signal herabzusetzen. Das Übersprechen wird weiter durch die Kodierung dieser Digitalinformationen in einer Art verringert, die die Orthogonalität mit der analogen AM-Wellenform garantiert. Diese Art dieser Kodierung wird Komplementärkodierung (d.h. Komplementär-BPSK, Komplementär-QPSK oder Komplementär-32-QAM) genannt und ist mit mehr Einzelheiten in dem US-Patent Nr. 5.859.876 beschrieben. Die Komplementär-BPSK-Modulation wird auf dem innersten digitalen Trägerpaar bei f0 ± f1 eingesetzt, um Steuerdaten zu senden. Diese Träger sind auf einen Pegel von –28 dBc eingestellt. Alle weiteren Träger in dieser ersten Gruppe besitzen einen Pegel von –39,4 dBc und werden mit Komplementär-32-QAM für die 48 Kb/s- und 32 Kb/s-Kodierraten moduliert. Die Komplementär-8-PSK-Modulation wird auf die Träger angewendet, die von (f0 – 11 f1) bis (f0 – 2 f1) und (f0 + 2f1) bis (f0 + 11 f1) für die 16 Kb/s-Kodienate reichen. Bei allen drei Kodierraten übertragen die Träger auf (f0 – 12 f1) und (f0 + 12 f1) Zusatzdaten und können mit Komplementär-32-QAM moduliert werden.
  • Zusätzliche Gruppen digitaler Träger befinden sich außerhalb der ersten Gruppe. Die Notwendigkeit, dass diese digitalen Wellenformen in Quadratur mit dem analogen Signal sein müssen, wird durch die Beschränkung der analogen AM-Signalbandbreite beseitigt. Die Träger in einer zweiten und einer dritten Gruppe, die durch die Hüllkurven Nr. 16 beziehungsweise Nr. 18 umgeben sind, können z.B. mit 32-QAM für die 48 Kb/s- und 32 Kb/s-Raten und mit 8 PSK für die 16 Kb/s-Rate moduliert werden. Die Träger werden auf Pegel von –30 dBc für alle Kodierraten eingestellt.
  • 2 ist ein Blockdiagramm eines Senders, der in Übereinstimmung mit dieser Erfindung konstruiert wurde. Ein zu sendendes analoges Programmiersignal (das in diesem Beispiel rechte und linke Stereoanteile enthält) wird auf die Eingangsanschlüsse 28 und 28' aufgeprägt. Der linke und rechte Kanal werden in Summierungspunkt 29 addiert. Und anschließend durch einen analogen Audioprozessor 30 geführt, um die durchschnittliche analoge AM-Modulation zu erhöhen und somit den Empfangsbereich beträchtlich zu erweitern. Solche Prozessoren sind in den analogen AM-Radiostationen in aller Welt gewöhnlich vorhanden. Dieses Signal wird durch ein Tiefpassfilter geführt 31, das eine steile Spencharakteristik aufweist, um ein gefiltertes, analoges Mono-Programmiersignal auf Leitung 32 zu produzieren. Filter 31 kann z.B. eine Grenzfrequenz von 5 kHz und eine Dämpfung von 40 dB jenseits von 5,5 kHz aufweisen. Optional kann der Effekt von Filter 31 durch die Audioverarbeitung innerhalb des analogen Audioprozessors 30 erzielt werden.
  • Für jene Anwendungen, in denen die analogen und digitalen Teile des Sendesignals verwendet werden, um das selbe Programmmaterial zu übermitteln, konvertiert ein digitaler Quellkodierer 34, der den Kodieralgorithmus enthalten kann, die rechten und linken analogen Programmsignale zu einem digitalen Signal auf Leitung 6. Eine Vorwärts-Fehlerkorrektur- und Interleaver-Schaltung 38 verbessert die Datenintegrität über die Kanäle, die von Störspitzen und Interferenzen beeinflusst werden und produziert ein digitales Signal auf Leitung 40. Für die Fälle, in denen das zu sendende digitale Signal keine digitale Version des analogen Programmsignals darstellt, empfängt das Datentor 42 das digitale Signal. Eine Zusatz- und Hilfsdatenquelle 44 wird auch für jene Fälle zur Verfügung gestellt, in denen die digitale Version des analogen Programmsignals oder ein digitales Signal, das an Tor 42 anliegt, durch zusätzliche Daten ergänzt werden soll. Ein Teil der Hilfsdaten kann am digitalen Quellkodierer 34 anliegen. Der Quellkodierer kann einen Teil seiner Ausgabebits für die Übertragung der Hilfsdaten reservieren. Erfordert die Audioquelle nicht die volle Kodierrate des Quellkodierers, zum Beispiel während nicht komplexer musikalischer Durchgänge, kann der Kodierer auf einer "wie verfügbar" Grundlage Hilfsdaten senden. Erfordert der Quellkodierer nicht die volle Kodierrate und kann dieser untergeordnete Informationen zusätzlich zu den reservierten Hilfsdaten senden, könnte der Quellkodierer diese Bedingung der Hilfsdatenquelle anzeigen, indem er ein Signal an die Hilfsdatenquelle ausgibt, wobei das Signal die Anzahl der zusätzlichen Daten anzeigt, die gesendet werden können. Hilfsdaten könnten verwendet werden, um Signale für Informationen wie Notfälle, Börsennotierungen, Wettervorhersagen zu senden oder Informationen, die sich auf das Audio-Programmmaterial beziehen, wie der Titel eines Liedes.
  • Der Daten-Parser 46 empfängt die digitalen Daten und produziert eine Anzahl von Ausgaben auf den Leitungen 48. Zusatzdaten, die auf den Trägem (f0 – 12 f1) and (f0 + 12 f1) verwendet werden, liegen auf Leitung 43 an. Die Signale auf den Leitungspaaren 48 von dem Daten-Parser 46 legen komplexe Koeffizienten fest, die dann in einem inversen Fast-Fourier-Transform(IFFT)-Algorithmus in Block 50 angewendet werden, der die phasengleiche(I) und Quadratur(Q)-Komponente des Basisband des Datensignal auf Leitungen 52 bzw. 54 erzeugt. Ein Schutzband wird am Ausgang des IFFT durch Prozessor 53 angewendet. Erfolgt eine IFFT-Ausgabe aus 128 Abtastwerten pro IFFT-Vorgang, besteht das Schutzband aus 7 Abtastwerten. Das Schutzband wird angewendet, indem die IFFT-Ausgabe periodisch verlängert wird, oder mit anderen Worten, man nimmt die Abtastwerte 1 bis 7 und repliziert diese als Abtastwerte 129 bis 135. Nach dem Schutzband wird ein Fenster auf die Daten angewendet. Das Fenster verringert Interferenzen auf die zweite und dritte angrenzende Station, indem es Seitenschwinger im gesendeten Spektrum verringert.
  • Periodisch wird, anstelle des Sendens von kodierten Programm- oder Hilfsdaten, eine aus bekannten Daten bestehende Trainingssequenz, die auch allgemein als Steuerinformationen bekannt ist, gesendet. Diese Trainingssequenz erlaubt Prozessoren im Empfänger, wie dem Equalizer, das Signal schnell zu erfassen und sich schnell ändernden Kanalzuständen zu folgen. Die Trainingsequenz kann in Einheit 55 gespeichert oder von dieser erzeugt werden, und periodisch, z. B. jeden zehnten Rahmen, als zu sendende Wellenform gewählt werden. Alternativ könnten Informationen für die Trainingssequenz in der Frequenzdomäne gespeichert und am Eingang des IFFT angewendet werden. Jedoch verringert die Speicherung der Informationen in der Zeitdomäne die erforderliche Anzahl von IFFT-Vorgängen. Obwohl bekannte Daten in jedem zehnten Rahmen gesendet werden, ist es möglich das die Träger (f0 – 12 f1) und (f0 + 12 f1), die zur Übertragung der Zusatzdaten vorgesehen sind, nicht die bekannte Daten in jedem zehnten Rahmen senden. In diesem Fall werden die in jedem zehnten Rahmen zu sendenden Zusatzdaten an dem Trainingssequenz-Wellenformgenerator angelegt und der Beitrag der zur Übertragung der Zusatzdaten vorgesehenen Träger wird zu den bekannten Daten hinzugefügt. Der Unterschied zwischen Zusatzdaten und Hilfsdaten besteht darin, dass die Zusatzdatenverarbeitung von der Quellkodierung FEC und den Verschachtelungsoperationen, die zur Verarbeitung digitalkodierter Programminformationen verwendet werden, vollständig unabhängig ist.
  • Das verarbeitete analoge AM-Signal des Basisbands wird durch Analog/Digital-Wandler 60 in ein digitales Signal umgewandelt und durch die Verzögerungseinheit 61 verzögert. Die Verzögerung des analogen Signals auf der Senderseite erzeugt einen Zeitunterschied zwischen den analogen und digitalen Signalen des Kanals. Der Zeitunterschied erlaubt ein robustes Mischen der analogen und digitalen Signale. Das verzögerte analoge Signal wird mit dem phasengleichen Anteil der digitalen DAB-Wellenform an Summierpunkt 62 kombiniert, um ein Composite-signal auf Leitung 64 zu generieren. Das Compositesignal auf Leitung 64 wird durch den Digital-Analog-Wandler 66 in ein analoges Signal umgewandelt, durch Tiefpassfilter 68 gefiltert und zum Mischer 70 geführt, wo es mit einem HF-Signal, das auf Leitung 72 von einem lokalen Oszillator 74 generiert wird, multipliziert wird. Das Quadratursignal auf Leitung 57 wird durch den Digital-Analog-Wandler 76 in ein analoges Signal umgewandelt und durch Tiefpassfilter 78 gefiltert, um ein gefiltertes Signal zu erzeugen das in dem zweiten Mischer 80 mit einem auf Leitung 82 erzeugten Signal multipliziert wird. Das Signal auf Leitung 72 ist phasenverschoben, wie in Block 84 veranschaulicht, um das Signal auf Leitung 82 zu generieren. Die Ausgänge der Mischer 70 und 80 werden auf die Leitungen 86 und 88 an Summierpunkt 90 angelegt, um ein Wellenformgemisch auf Leitung 92 zu erzeugen. Störmischprodukte werden durch Bandpassfilter 94 gedämpft, und das resultierende DAB-Signal anschließend durch einen Leistungsverstärker 96 zum Anlegen an eine Sendeantenne 98 verstärkt.
  • Die Systemsteuerdaten werden auf einem Paar der OFDM-Träger, die der Frequenz des AM-Trägers am nächsten sind, gesendet. Diese Träger, einer unterhalb der AM-Trägerfrequenz und der andere mit dem gleichen Frequenzabstand oberhalb der AM-Trägerfrequenz, werden BPSK-moduliert. Die BPSK-Träger bilden ein Komplementärpaar, dies bedeutet, dass, wenn die BPSK-Träger summiert werden, sich das Endergebnis in Quadratur zum AM-Träger befindet. Die BPSK-Träger werden komplementär erzeugt, indem zur Modulation eines Trägers das negative Konjugat der Modulation des anderen Träger verwendet wird. Dies heißt, dass, obwohl zwei BPSK-Träger vorhanden sind, die übertragenen Informationen der Träger nicht unabhängig sind und die Träger nur insgesamt 1 Bit-Steuerdaten pro OFDM-Rahmen übermitteln. Die Symbolrate für eine bevorzugte Ausführung des AM-kompatibel digitale Audio-Übertragungssystems beträgt ca. 430,66 b/s, d. h. 430,66 Bits Systemsteuerdaten pro Sekunde gesendet werden. Die Träger, die der AM-Trägerfrequenz am nächsten sind, werden mit einer höheren Energie als die anderen OFDM-Träger ausgestrahlt. Da sie der Mitte des Kanals am nächsten sind, muss der Equalizer im Empfänger sich in geringerem Maße an diese Träger als an die weiter von der Mitte entfernten Träger des Kanals anpassen, da die Bezugsphase für das digitale Signal auf die Phase in der Mitte des Kanals normalisiert und die Größe des digitalen Signals durch die empfangene Energie der BPSK-Träger normalisiert wird. Zusätzlich erfolgt, da die BPSK-Träger komplementär sind, einen Anstieg im Signal-Stör-Verhältnis, der daraus resultiert, das die Träger im Empfänger kombiniert werden. Außerdem sind die Träger, die der Mitte des Kanals am nächsten sind, am wenigsten anfällig für Störungen im Symbolzeitverhalten oder in den Baud-Wiederherstellungs-Schaltungen. Diese Faktoren zusammengenommen machen die Steuerdaten sehr robust.
  • Weiterhin werden in Übereinstimmung mit der Erfindung, wie in 2 gezeigt, die Steuerbits durch den Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenzgenerator 100 erzeugt. Dieser Generator kann zur Speicherung der Sequenz über eine Speichereinheit verfügen. Ein Signal auf Leitung 102 vom FEC- und Verschachtelungsprozessor 38 wird verwendet, um die Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz zur Wiederherstellung der Daten von der Verschachtelung zu synchronisieren. Der digitale Quellkodierer sendet ein Signal auf Leitung 104 zum Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenzgenerator, um die derzeitige verwendete Audio-Kodierrate zu übermitteln. Die Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz wird über Leitung 106 an die IFFT angelegt. Die IFFT verwendet die Daten auf Leitung 106 als Eingabe für die digitalen Träger, die die Modussteuerung und Datensynchronisierungs-Sequenz übermitteln. In einer bevorzugten Ausführung besteht der FEC- und Verschachtelungsprozessor aus einem äußeren FEC-Code, gefolgt von einer äußeren Verschachtelung, der wiederum von ein innerer FEC-Code und eine innere Verschachtelung gefolgt wird. Die Länge der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz kann so eingestellt werden, dass die Sequenz Daten für eine Anzahl von Baud zur Verfügung stellt, die der Zahl der Baud entspricht, die mit den Daten in der inneren Verschachtelung gesendet werden können. Auf der Empfängerseite erlaubt dies die Festlegung der Grenzen der inneren Verschachtelung durch die entsprechende Verarbeitung der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz.
  • In einer bevorzugten Ausführung werden 400 OFDM-Rahmen pro inneren Verschachtelungsrahmen versendet, wobei ein innerer Verschachtelungsrahmen auf die Daten bezieht, die benötigt werden, um die innere Verschachtelung zu füllen. Da ein Steuerdatenbit pro Verschachtelungsrahmen gesendet wird, werden 400 Steuerdatenbits pro Verschachtelungsrahmen versendet. Folglich wird, wenn die Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz eine Länge von 400 Bits besitzt, die Sequenz in jedem inneren Verschachtelungsrahmen wiederholt. Diese 400 Bits werden in 10 Segmente von je 40 Bits unterteilt, in denen jedes Segment mit 40 Bits Steuerrahmen genannt wird. Das Format der 40 Bits, die einen Steuerrahmen 184 bilden, wird in 5 gezeigt.
  • 3 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der konstruiert wird, um die zusammengesetzten digitalen und analogen Signale von 1 zu empfangen. Eine Antenne 110 empfängt die zusammengesetzte Wellenform, welche die digitalen und analogen Signale enthält, und führt das Signal den herkömmlichen Eingangsstufen 112 zu, die eine HF-Abstimmung, einen Verstärker, einen Mischer und einen lokalen Oszillator enthalten können. Ein Zwischenfrequenzsignal wird durch die Eingangsstufen auf Leitung 114 erzeugt. Dieses Zwischenfrequenzsignal wird durch eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung 116 einem I/Q-Signalgenerator 118 zugeführt. Der I/Q-Signalgenerator erzeugt ein gleichphasiges Signal auf Leitung 120 und ein Quadratursignal auf Leitung 122. Der gleichphasige Kanal, der auf Leitung 120 ausgegeben wird, wird an einen Analog/Digital-Wandler 124 angelegt. Ähnlich wird der auf Leitung 122 ausgegebene Quadraturkanal einem anderen Analog/Digital-Wandler 126 zugeführt. Rückkopplungssignale auf Leitungen 120 und 122 werden zur Steuerung der automatischen Verstärkungssteuerungsschaltung 116 verwendet. Das Signal auf Leitung 120 enthält das analoge AM-Signal, das herausgefiltert wird, wie durch Block 140 veranschaulicht, und einer Ausgangsstufe 142 und anschließend einem Lautsprecher 144 oder einem anderen Ausgabegerät zugeführt wird.
  • Ein optionales Hochpassfilter 146 kann verwendet werden, um die gleichphasigen Bestandteile auf Leitung 128 herauszufiltern, um die Energie des analogen AM-Signals zu beseitigen und ein gefiltertes Signal auf Leitung 148 zur Verfügung zu stellen. Wird der Hochpass nicht verwendet, ist das Signal auf Leitung 148 dasselbe, wie das auf Leitung 128. Ein Demodulator 150 empfängt die digitalen Signale auf Leitungen 148 und 130 und erzeugt Ausgangssignale auf Leitungen 154. Diese Ausgangssignale werden einem Equalizer 156 zugeführt und das Equalizer-Ausgabesignal wird an einen Schalter 158 angelegt. Die Ausgabe des Schalters wird zu einer Entschachtelungsschaltung und einem Vorwärts-Fehlerkorrekturdecoder 164 gesendet, um die Datenintegrität zu verbessern. Der Ausgang der Entschachtelungs-/Vorwärts-Fehlerkorrekturschaltung wird einem Quellendecoder 166 geführt. Die Ausgabe des Quellendecoders wird durch die Schaltung 168 verzögert, um die Verzögerung des analogen Signals auf dem Sender zu kompensieren und um die analogen und digitalen Signale am Empfänger zeitmäßig anzugleichen. Die Ausgabe des Verzögerungskreises 168 wird durch einen Digital/Analog-Wandler 160 in ein analoges Signal gewandelt, um ein Signal auf 162 zu erzeugen, das der Ausgabestufe 142 zugeführt wird.
  • 4 zeigt ein ausführlicheres Funktionsblockdiagramm, das die Funktion der Erfindung detaillierter veranschaulicht. Sowohl das gleichphasige (I) als auch das Quadratur(Q)-Signal werden auf den Leitungen 148 und 130 als Eingaben an eine Fensterfunktion- und Schutzintervalentfernungs-Schaltung 170 verwendet. Diese Signale können durch die Verwendung von Frequenzumsetzerelementen, die denen in 3 gezeigten ähneln, bereitgestellt werden. Das Fenster sollte so angewendet werden, dass die digitalen Träger orthogonal bleiben, oder zu mindestens der Mangel an Orthogonalität unter den digitalen Trägern klein genug bleibt, damit sich dies nicht auf die Systemleistung auswirkt. Die I- und Q-Signale werden mit den gesendeten Baudintervallen synchronisiert und jedes Baud wird an die FFT-Schaltung 172 angelegt. In einigen Fällen kann es vorteilhaft sein, die Fensterfunktion- und Schutzbandentfernungs-Vorgänge vor der Verarbeitung durch Hochpass 146 durchzuführen. Die Ausgänge der Fensterfunktion- und Schutzintervalentfernungs-Schaltung 170 werden FFT 172 zugeführt. Um höhere Signal-Stör-Verhältnisse (SNR) für die ergänzenden Träger zu erzielen, werden die FFT-Ausgänge für Paare der ergänzenden Träger kombiniert. Der Ausgang des FFT's ist über Leitungen 154 mit dem Koeffizientvervielfacher 174 verbunden. Dieser stellt die Größe und Phase der Daten auf jeden digitalen Träger nach, um Kanaleffekte, Sender- und Empfängerfilter und andere Faktoren, die die Größe und die Phase der empfangenen Digitalinformationen beeinflussen können, zu kompensieren. Der Koeffizientvervielfacher-Ausgang wird verwendet, um Symbolentscheidungen zu treffen, die den gesendeten Konstellationspunkt ermitteln. Prozessor 176 legt fest, welcher der Frequenzdomänen-Konstellationspunkte gesendet wurde. Diese Entscheidungen, zusammen mit den vorentzerrten Konstellationspunkten und den vorhergehenden Werten der Equalizer-Koeffizienten werden verwendet, um die Equalizer-Koeffizienten zu aktualisieren, wie durch Block 178 veranschaulicht. Block 178 kann einen bekannten Algorithmus wie den Least Mean Squares (LMS) oder Recursive Least Squares (RLS) verwenden, um die Equalizer-Koeffizienten zu aktualisieren.
  • Um die Daten richtig zu demodulieren muss der Empfänger identifizieren, wann Trainings-Baud empfangen werden. Wird eine Trainings-Baud-Information empfangen, wird der Ausgang des Equalizers nicht an die Symbolentscheidungs-Prozessoren weitergeleitet (einschließlich FEC und Entschachteler), da die Trainings-Baud-Informationen nicht verwendet werden, um das digitalkodierte Audio-Programm zu entschlüsseln. Ebenfalls verwendet der Equalizer einen unterschiedlichen Konvergenzfaktor oder eine unterschiedliche Anpassungskonstante, wenn ein Trainingsrahmen empfangen wird. Zusätzlich werden die Daten, die zur Störleistungsbewertung angelegt werden, anders verarbeitet, wenn ein Trainingsbaud empfangen wird. Auch gibt der Symbolentscheidungs-/a Priori-Datenblock 176 die idealen Daten aus, die das Trainingsbaud entsprechen, wenn ein Trainingbaud empfangen wird und die Symbolentscheidungen, wenn ein normales Baud empfangen wird. Wie in 4 gezeigt, wird die Koeffizientvervielfacher-Ausgabe an einen Prozessor 165 weitergeleitet, der die normale Trainings-Synchronisierung feststellt.
  • Wie in 3 und 4 gezeigt, wird der Datenstrom vom Koeffizientvervielfacher dem Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Prozessor 163 zugeführt. Dieser Prozessor verwendet nur die Daten der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Sequenz. Der Modussteuerungs- und Datensynchronisierungs-Prozessor 163 verarbeitet die Steuerdaten und stellt die Audiokodierungsrate und die Grenzen der inneren Verschachtelung fest. Ein Signal wird auf der Leitung 167 zur Entschachtelung- und FEC-Schaltung 164 gesendet, um die Grenzen der inneren Verschachtelung anzuzeigen. Dies resultiert in der Synchronisierung der Daten im Empfänger in Bezug auf die inneren Verschachtelungsgrenzen und erlaubt eine korrekte Ausführung der Entschachtelung und der FEC-Schaltung 164. Ein Signal wird ebenfalls ausgegeben, um dem Quellendecoder die Rate der kodierten Audioinformationen anzuzeigen.
  • Diese Erfindung stellt ein Übertragungsformat und ein Empfangsverfahren für die Systemsteuerdaten in einem AM-kompatibel digitale Tonrundfunksystem zur Verfügung. Die gesendeten Daten umfassen den Übertragungsmodus-, die Verschachtelungssynchronisierung- und die Steuerungsdaten-Synchronisierinformationen. In der bevorzugten Ausführung der Erfindung werden die Informationen auf den OFDM-Trägern gesendet, die dem AM-Träger am nächsten liegen. Das BPSK-Modulationsformat wird verwendet, um eine robuste Leistung bei vorhandenen Störungen und Geräusche zu ermöglichen. Die nachfolgend besprochenen Synchronisierungs-Sequenzen wurden für einen niedrigen Autokorrelations-Seitenschwingpegel gewählt.
  • 5 veranschaulicht einen gesamten Steuerungsrahmen 184. Wie in 5 gezeigt, sind die ersten 12 Bits 186 noch festzulegen und können gegebenenfalls für zukünftige System-Upgrades verwendet werden. Die folgenden 4 Bits 188 sind die Übertragungsmodusinformations-Bits. Diese Bits zeigen die im Faltungs-Encoder verwendete Audiokodierungsrate und die Vorwärts-Fehlerkorrekturrate an. In der z. Z. bevorzugten Ausführung eines AM-digitale Audio-Übertragungssystems gibt es 3 Modi, einschließlich des Audiokodierens bei 48 Kb/s mit 3/5-Rate für den Faltungs-Encoder, des Audiokodierens bei 32 Kb/s mit 2/5-Rate für den Faltungs-Encoder und des Audiokodierens bei 16 Kb/s mit 1/3-Rate für den Faltungs-Encoder, die für die Übertragung definiert wurden. Die 4 Übertragungsmodusinformations-Bitcodes wurden für eine maximale Anzahl unterschiedlichster Bits gewählt.
  • Im Empfänger sind die Übertragungsmodusinformationen nicht erforderlich, bis ein kompletter Verschachtelungsrahmen empfangen wurde. Folglich ist es für den Empfänger vorteilhaft, die Informationen der 10 Steuerungsrahmen in der Verschachtelung zu verwenden, um den Übertragungsmodus zu ermitteln. Ein Verfahren zur Bestimmung des Übertragungsmodus bestände darin, die Anzahl der als 1 empfangenen Übertragungsmodusbits zu zählen. Mit den Bitcodes in 4 sollten die positiven Ergebnisse sich auf 0, 20 und 40 für jeweils den 3/5-Code, 2/5-Code und 1/3-Code summieren. Der Idealwert, der der Summenwert am nächsten ist, kann zur Ermittlung des gesendeten Modus verwendet werden. Die Simulation dieses Algorithmus für die Bestimmung des Übertragungsmodus hat gezeigt, dass dies praktisch und zuverlässig ist, da, wenn die Modusbits nicht aus den BPSK-Trägern zurückgewonnen werden können, es in hohem Maße unwahrscheinlich ist, dass die Daten der anderen Träger, die kompliziertere Modulationsformate verwenden, zurückgewonnen können werden. Alternativ könnten die Übertragungsmodusbits auf alle möglichen Übertragungsmoduscodes bezogen werden. Die Wechselbeziehung, die die größte Ausgabe produziert, würde als der Übertragungsmodus gewählt. Das Resultat der Wechselbeziehung könnte über einen Tiefpass gefiltert und eine Hysterese könnte addiert werden, um die Störauswirkungen zu verringern. Die Wechselbeziehung könnte als negiertes Exklusiv-ODER (XOR) der Empfangsbits mit den möglichen Übertragungsmoduscodes implementiert werden. Die Bits, die aus der negierten XOR-Operation für jeden Übertragungsmoduscode resultieren, könnten summiert werden, um den Wechselbeziehungswert darzustellen.
  • Die folgenden vier Bits 190 sind Teil der 40 Bits, die das Verschachtelungs-Synchronisierungswort 194 bilden. Das 40 Bit umfassende Verschachtelungs-Synchronisierungswort wird einmal pro Verschachtelungsrahmen gesendet, wobei 4 der Bits während jedes der 10 Steuerungsrahmen übertragen werden, die bei jedem Verschachtelungsrahmens übertragen werden. Der Empfänger verarbeitet die Verschachtelungs-Synchronisierungsinformationen, um die Verschachtelungsrahmengrenzen zu ermitteln. Das einzigartige Wort der Verschachtelung wurde gewählt, um zwecks einer zuverlässigen Ermittlung der Verschachtelungsgrenzen über eine hohe Spitzen-zu-Seitenschwing-Autokorrelation zu verfügen.
  • Spezifisch, das verwendete Bitmuster 1 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 1 1 1 1 0 1 0 1 0 0 1 0 0 0 0 0 1 0 0 1 0 0 besitzt eine Autokorrelation von 40 bei einer ausgerichteten Sequenz und einen Spitzen-Seitenschwingpegel von +/– 4, wenn die Sequenz nicht ausgerichtet ist. Es ist zu beachten, dass die Autokorrelation erreicht wird, indem man die Sequenz über eine periodische Erweiterung über sich selbst korreliert und diese Zahlen werden erhalten, indem man eine 1 für ein 1-Bit und eine -1 für ein 0-Bit verwendet. Da der Verschachtelungsrahmen durch den Empfänger verarbeitet wird, kann das gesamte Verschachtelungs-Synchronisierungswort zusammengesetzt werden, indem man die vier Bit-Sequenzen in jedem der 10 Steuerungsrahmen kombiniert. Das empfangene Verschachtelungs-Synchronisierungswort kann mit dem bekannten, gesendeten Verschachtelungs-Wort korreliert werden, um die Verschachtelungsgrenzen zu ermitteln. Spezifischer ausgedrückt, jedes Mal wenn ein vollständiger Steuerungsrahmen empfangen wird, können die letzten 40 empfangenen Verschachtelungs-Synchronisierungsbits mit dem bekannten Muster korreliert werden. Das Resultat der Wechselbeziehung kann mit einem Schwellenwert verglichen werden, um die Verschachtelungs-Synchronisierung zu ermitteln.
  • Für eine korrekte Wechselbeziehung muss die Synchronisierung für den BPSK-Steuerungsrahmen zuerst erzielt werden. Wie in 5 gezeigt, bestehen die letzten 20 Bits 192 eines Steuerungsrahmens aus einem einzigartigen Wort der BPSK-Synchronisierung. Der Zweck dieser Bitsequenz ist, den Empfänger auf das Bitmuster des Steuerungsrahmens synchronisieren zu lassen, damit dieser die korrekten Bits für die Übertragungsmodus- und Verschachtelungs-Synchronisierinformationen wählen kann. Wie das Verschachtelungs-Synchronisierungswort wurde dieses Wort gewählt, um eine hohe Spitzen-zu-Seitenschwingen-Autokorrelation zu verwirklichen. Anders ausgedrückt, bei einem verwendeten Bitmuster 1 1 1 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 1 0 0 0 1 beträgt die Autokorrelation 20 bei einer ausgerichteten Sequenz und ein Spitzen-Seitenschwingpegel von +/– 4, wenn die Sequenz nicht ausgerichtet ist. Das bekannte, gesendete Muster für diese Bits kann verwendet werden, um das empfangene Bitmuster des Steuerungswortes im Empfänger zu korrelieren. Da die anderen 20 Bits des Steuerungswortes gelegentlich eine hohe Wechselbeziehung mit dem einzigartigen Wort der BPSK-Synchronisierung aufweisen könnten und um die Störeinflüsse zu verringern, kann es vorteilhaft sein, die Wechselbeziehungsausgabe individuell für jede der möglichen Wechselbeziehungspositionen innerhalb eines Steuerungsrahmens über ein Tiefpassfilter zu filtern. Die Ausgabe des Tiefpassfilters oder der Wechselbeziehungen, wenn kein Tiefpassfilter verwendet wird, kann mit einem Schwellenwert verglichen werden, um festzustellen, wann eine BPSK-Synchronisierung erzielt wird.
  • Diese Erfindung bietet ein Verfahren und eine Einrichtung zum Senden und Empfangen von Steuerdaten in einem amplitudenmodulierten, kompatiblen digitalen Tonrundfunksignal. In der vorangehenden Spezifikation wurden bevorzugte Praktiken und Ausführungen dieser Erfindung dargelegt, es wird jedoch verstanden, dass die Erfindung innerhalb des Bereichs der folgenden Patentansprüche anders dargestellt werden kann.

Claims (10)

  1. Verfahren für das digitale Audiosenden eines Signals, einschließlich eines analog-amplitudenmodulierten Trägers und einer Vielzahl digitalmodulierter orthogonaler, gemultiplexter OFDM-Unterträger im gleichen Kanal, wie der analog-amplitudenmodulierte Träger, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: Modulation (50) eines komplementären Paares digitalmodulierter OFDM-Unterträger mit einem einzelnen Steuerbit in jedem der Vielzahl der OFDM-Symbolrahmen, wobei die aufeinander folgenden der Steuerbits in den aufeinander folgenden der OFDM-Symbolrahmen einen Steuerrahmen bilden, der Steuerrahmen, einschließlich einer ersten Sequenz der Steuerbits, stellt einen Übertragungsmodus dar, eine zweite Sequenz der Steuerbits stellt ein Steuerdaten-Synchronisierungswort dar, und eine dritte Sequenz der Steuerbits stellt ein Interleaver-Synchronisierungswort dar, das komplementäre Paar Unterträger, einschließlich der ersten und zweiten der Unterträger, die neben dem analog-amplitudenmodulierten Träger positioniert werden und wobei die ersten und zweiten dieser Unterträgern, eine größere Amplitude als anderen der Unterträger besitzen; sowie die Übertragung (98) des entsprechenden analog-amplitudenmodulierten Trägers und der Vielzahl der digitalmodulierten OFDM-Untertäger.
  2. Verfahren nach Patentanspruch 1, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: Verarbeitung (163) des Steuerrahmens, um die Steuerbits zu identifizieren, die das Steuerdaten-Synchronisierungswort darstellen, durch Korrelieren der Bits der zweiten Steuerbit-Sequenz mit einem vorbestimmten Datenwort; und Vergleichen der Resultate des Korrelierschrittes mit einem vorbestimmten Schwellwert.
  3. Verfahren nach Patentanspruch 1, worin das komplementäre Paar digitalmodulierter Träger mit der binären Phasenumtastung moduliert werden.
  4. Verfahren nach Patentanspruch 1, weiter gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: der Empfang (110) des entsprechenden analog-amplitudenmodulierten Trägers und der Vielzahl der digitalmodulierten OFDM-Unterträger; und die Verarbeitung (163) des Steuerrahmens, um die Steuerbits zu identifizieren, die das Steuerdaten-Synchronisierungswort darstellen.
  5. Verfahren nach Patentanspruch 1, weiter gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte: Summierung der Steuerbits in erster Sequenz für einen der Vielzahl der Interleaver-Rahmen, um einen summierten Wert zu bilden; Vergleichen des summierten Wertes mit einem der Vielzahl der vorbestimmten Werte, die eine Vielzahl von Übertragungsmodi repräsentieren; und Wahl eines Übertragungsmodus, der dem vorbestimmten Wert entspricht, der dem summierten Wert am nächsten liegt.
  6. Digitales Audio-Sendesystem zum Senden eines Signals, einschließlich eines analog-amplitudenmodulierten Trägers und einer Vielzahl der digitalmodulierten orthogonalen, gemultiplexten OFDM-Unterträger im gleichen Kanal, wie dem des analog-amplitudenmodulierten Trägers, gekennzeichnet durch: Mittel zur Modulation (50) eines komplementären Paares digitalmodulierter OFDM-Unterträger mit einem einzelnen Steuerbit in jedem der Vielzahl der OFDM-Symbolrahmen, wobei die aufeinander folgenden der Steuerbits in den aufeinander folgenden der OFDM-Symbolrahmen einen Steuerrahmen bilden, der Steuerrahmen, einschließlich einer ersten Sequenz der Steuerbits, stellt einen Übertragungsmodus dar, eine zweite Sequenz der Steuerbits stellt ein Steuerdaten-Synchronisierungswort dar, und eine dritte Sequenz der Steuerbits stellt ein Interleaver-Synchronisierungswort dar, das komplementäre Paar Unterträger, einschließlich der ersten und zweiten der Unterträger, die neben dem analog-amplitudenmodulierten Träger positioniert werden und wobei die ersten und zweiten dieser Unterträger eine größere Amplitude als andere der Unterträger besitzen, und Mittel zur Übertragung (98) des analog-amplitudenmodulierten Trägers und der Vielzahl der digitalmodulierten OFDM-Unterträger.
  7. Digitales Audio-Sendesystem nach Patentanspruch 6, weiter gekennzeichnet durch: Mittel zur Verarbeitung (163) des Steuerrahmens, um die Steuerbits zu identifizieren, die das Steuerdaten-Synchronisierungswort darstellen, die Mittel zur Verarbeitung der für die Korrelierung anangierten Bits der zweiten Sequenz der Steuerbits mit einem vorbestimmten Datenwort, und der Vergleich der Resultate der Korrelation mit einem vorbestimmten Schwellwert.
  8. Digitales Audio-Sendesystem nach Patentanspruch 6, weiter gekennzeichnet durch das Anordnen von Mittel zur Modulation zum Modulieren der Träger in Übereinstimmung mit binärer Phasenumtastung.
  9. Digitales Audio-Sendesystem nach Patentanspruch 6, weiter gekennzeichnet durch Mittel zum Empfang (110) des analog-amplitudenmodulierten Trägers und der Vielzahl der digitalmodulierten OFDM-Unterträger; und Mittel zur Verarbeitung (163) der Steuerrahmen, um die Steuerbits zu identifizieren, die das Steuerdaten-Synchronisierungswort darstellen.
  10. Digitales Audio-Sendesystem nach Patentanspruch 6, weiter gekennzeichnet durch Mittel (163) zum Summieren der Steuerbits in erster Sequenz für einen von einer Vielzahl von Interleaver-Rahmen, um einen summierten Wert für den Vergleich des summierten Wertes mit einem von einer Vielzahl von vorbestimmten Werten, die eine Vielzahl von Übertragungsmodi repräsentieren, zu produzieren und zur Wahl eines Übertragungsmodus, der dem vorbestimmten Wert entspricht, der dem summierten Wert am nächsten liegt.
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