JP2003502939A - デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める方法及び装置 - Google Patents
デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める方法及び装置Info
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Abstract
Description
送信号における制御情報の送受信方法及び装置に関する。
につき関心が高まっている。本願の一部として引用する米国特許第5,588,
022号に記載された1つの方式は、標準AM放送チャンネルにおいてアナログ
信号とデジタル信号を同時に放送するものである。第1の周波数スペクトルを有
する振幅変調無線周波数信号が放送されるが、この振幅変調無線周波数信号は、
第1のキャリアがアナログプログラム信号により変調されたものであり、この信
号と同時に、第1の周波数スペクトルを包含する帯域幅内で複数のデジタル変調
キャリア信号が放送される。各デジタル変調キャリア信号は、デジタルプログラ
ム信号の一部により変調される。第1の群のデジタル変調キャリア信号は、第1
の周波数スペクトル内にあって、第1のキャリア信号により直角位相で変調され
る。第2及び第3の群のデジタル変調キャリア信号は、第1の周波数スペクトル
の外側にあって、第1のキャリア信号と同相及び直角位相の両方で変調される。
放送方式は、アナログAMチャンネルへのクロストークを回避しながらデジタル
信号に十分なデータスループットを与えるような波形構成になっていた。通信情
報を載せるために、多数のキャリアが直交周波数分割多重化方式(OFDM)で
使用される。
が、既存のアナログAM信号と同時に送信される。デジタル情報は符号化された
後、OFDM変調により送信される。デジタル音声放送方式は、放送者が音声品
質とカバレッジエリア及びチャンネル耐劣化性をトレードオフできるように種々
の音声符号化レート及び前方誤り訂正レートでデジタル情報を伝送することがで
きる。受信機は、デジタル符号化された信号を再生するために、送信用の音声符
号化レートを突き止めなければならない。さらに、受信機は、誤りを正しく訂正
しデジタル信号の復元するために、インターリーバフレームを適正に同期する能
力を具備する必要がある。上記目的を達成して制御情報が正確に受信されるよう
にする方法が求められている。
の方法は、複数の制御フレームの各々において複数の制御ビットを伝送するステ
ップを含むが、第1の制御ビット系列は伝送モードを、また第2の制御ビット系
列は制御データ同期ワードを表す。複数の制御ビットはさらに、インターリーバ
同期ワードを表す第3の制御ビット系列を含むことができる。
ラジオ受信機が実行する方法を提供する。この方法は、デジタル情報を含む複数
のインターリーバフレームを受信するステップを含み、各インターリーバフレー
ムは複数の制御フレームを含む。制御フレームは複数の制御ビットを含み、第1
の制御ビット系列は伝送モードを、また第2の制御ビット系列は制御データ同期
ワードを表す。複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを表す第
3の制御ビット系列を含むことができる。制御ビットは、制御データ同期ワード
を表す制御ビットを識別するために処理される。
である。
供する。デジタル信号をアナログAM信号と同一チャンネルで放送する方式は、
イン・バンド・オン・チャンネル(IBOC)放送方式と呼ばれる。この放送方
式は、複数の直交周波数分割変調(OFDM)キャリアによりデジタル波形を伝
送するものであり、これらのキャリアのうちの一部は、アナログAM信号により
直角位相で変調されて、標準AM放送信号が有意のエネルギーを有するスペクト
ル領域内に位置する。残りのデジタルキャリアは、アナログAM信号により同相
と直角位相の両方で変調されて、アナログAM信号と同一チャンネル内であるが
、アナログAM信号が有意なエネルギーを持たないスペクトル領域に位置する。
米国では、AM放送局からの電波の発射は、連邦通信委員会(FCC)規則によ
り、アナログキャリアから10.2kHz乃至20kHz離れたところで未変調
のアナログキャリアレベルより少なくとも25dB、20kHz乃至30kHz
離れたところで少なくとも35dB、また30kHz乃至60kHz離れたとこ
ろで少なくとも35dB+1dB/kHz減衰することを条件として決定された
信号レベルマスク内におさまるように制限されている。
を示す。曲線10は標準放送振幅変調信号の大きさのスペクトルを表わし、キャ
リア周波数はf0である。FCCの電波発射マスクを、番号12で示す。OFD
M波形は、f1=59.535・106/(131072)又は約454Hz離隔
した一連のデータキャリアより成る。第1群の24個のデジタル変調キャリアは
、図1の包絡線14で示すように、(f0−12f1)から(f0+12f1)に亘
るバンド内にある。これらの信号の大部分は、アナログAM信号とのクロストー
クを最小限に抑えるために未変調AMキャリア信号レベルより39.4dB低い
。クロストークは、このデジタル情報をアナログAM波形との直交性を保証する
態様で符号化することにより、さらに減少する。このタイプの符号化を「相補的
符号化(即ち、相補的BPSK、相補的QPSK又は相補的32 QAM)」と
呼ぶが、これは前述した米国特許第5,859,876号にさらに詳細に記載さ
れている。相補的BPSK変調を最も内側のデジタルキャリア対、f0±f1、に
対して行うことにより、制御情報を伝送する。これらのキャリアは、−028d
Bcのレベルのセットされている。この第1群の他の全てのキャリアは−39.
4dBcのレベルにあり、48及び32kbpsの符号化レートで相補的32
QAMにより変調される。相補的8 PSK変調は、(f0−11f1)から(f 0 −2f1)及び(f0+2f1)から(f0+11f1)の範囲にあるキャリアに対
して16kbpsの符号化レートで用いられる。これら全部で3つの符号化レー
トで、(f0−12f1)及び(f0+12f1)のキャリアは補充データを運び、
相補的32 QAMにより変調される。
波形をアナログ信号と直角位相にする必要性は、アナログAM信号の帯域幅を制
限することによりなくなる。包絡線16及び18によりそれぞれ包まれる第2及
び第3群のキャリアは、例えば、48及び32kbpsのレートで32 QAM
を、また16kbpsのレートで8 PSKを用いて変調する。これらのキャリ
アは、全ての符号化レートで−30dBcのレベルにセットされる。
グプログラム信号(この例では、右及び左のステレオ部分を含む)は、入力端子
28及び28’に印加される。左及び右のチャンネルは、加算点29で結合され
た後、アナログ音声プロセッサ30に送られるが、そこで平均アナログAM変調
電力が増加して、カバレッジエリアがかなり拡張される。かかるプロセッサは、
世界中のアナログAMラジオ局で普通見られるものである。その信号は、鋭いカ
ットオフ特性を有するローパスフィルタ31に送られて、ライン32上で、ろ波
済みでモノーラルのアナログプログラム信号が得られる。フィルタ31は、例え
ば、カットオフ周波数が5kHzであり、5.5kHzを超えると40dBの減
衰が得られる。オプションとして、フィルタ32の効果を、アナログ音声プロセ
ッサ30内での音声処理により得ることが可能である。
では、符号化アルゴリズムを実行するデジタルソースエンコーダ34が、右及び
左のアナログプログラム信号をライン36上のデジタル信号に変換する。前方誤
り訂正/インターリーバ回路38は、インパルス雑音及び干渉で損なわれたチャ
ンネルにおけるデータの健全性を改善することにより、ライン40上にデジタル
信号を発生させる。伝送されるデジタル信号がアナログプログラム信号のデジタ
ル版でない例では、データポート42を設けてデジタル信号を受けるようにする
。アナログプログラム信号のデジタル版またはポート42へ送られるデジタル信
号が付加的なデータにより補充される例では、補充及び補助データソース44も
設ける。補助データの一部は、デジタルソースエンコーダ34に入力することも
可能である。ソースエンコーダは、補助データの伝送のために、その出力ビット
の一部を保持する場合がある。また、音声ソースが、例えば、複雑でない音楽の
楽節の間でソースエンコーダの最大符号化レートを必要としない場合、エンコー
ダは、利用可能であれば、補助データを伝送することができる。ソースエンコー
ダが最大の符号化レートを必要とせず、保持された補助データに加えて補助情報
を伝送可能である場合、このソースエンコーダは、伝送可能な付加的なデータの
量を示す信号を補助データソースに送ることにより、この状態を補助データソー
スに示すことができる。補助データを用いることにより、緊急情報、株式市場の
相場、天気予報または歌のタイトルのような音声プログラム材に関する情報のよ
うな信号を伝送することが可能である。
発生させる。キャリア(f0−12f1)及び(f0+12f1)上で用いる補充デ
ータは、ライン43上に入力される。データパーサ46からのライン対48上の
信号は複素係数を構成し、これらはブロック50の逆高速フーリエ変換(IFF
T)アルゴリズムにかけられる。このアルゴリズムは、ライン52及び54上に
それぞれ、データ信号をベースバンド同相成分Iと、直角位相成分Qを発生させ
る。IFFTの出力へは、プロセッサ53によりガードバンドがかけられる。I
FFTの出力がIFFT動作毎に128個のサンプルより成る場合、このガード
バンドは7個のサンプルより成る。ガードバンドは、IFFT出力を周期的に拡
張することにより、換言すれば、サンプル1乃至7をとり、それらをそれぞれサ
ンプル129乃至135として複写することによりかけられる。ガードバンドに
続いて、データにウィンドウが適用される。このウィンドウは、伝送スペクトル
のサイドロープを減少させることにより、第2及び第3の隣接局への干渉を軽減
する。
ータである、パイロット情報としても知られるトレイニング系列を、周期的に伝
送する。トレイニング系列は、等化器のような受信機中のプロセッサが信号を迅
速に捕捉して、急変するチャンネル状態に追従するのを可能にする。トレイニン
グ系列は、装置55内に記憶させるかまたはその装置により発生させせることが
可能であり、例えば10番目のフレーム毎に伝送波形として周期的に選択される
。あるいは、トレイニング系列の情報を周波数領域に記憶させてIFFTの入力
に加えることが可能である。しかしながら、時間領域で情報を記憶させると、I
FFT動作の必要な回数が減少する。既知のデータが10番目のフレーム毎に伝
送されるが、補充データの伝送を担当するキャリア、(f0−12f1)及び(f 0 +12f1)、は、10番目のフレーム毎に既知のデータを伝送しない。この場
合、10番目のフレーム毎に伝送される補充データは、トレイニング系列波形発
生器に入力され、補充データを担当するキャリアが既知のデータにさらに寄与す
る。補充データと補助データの間の相違点は、補充データの処理が、ソース符号
化(FEC)及びデジタル符号化プログラム情報を処理するためのインターリー
ビング動作とは全く無関係なことである。
0によりデジタル信号に変換された後、遅延装置61により遅延される。送信機
におけるアナログ信号の遅延は、そのチャンネルにおけるアナログ信号とデジタ
ル信号の間に時間ダイバーシティを与える。時間ダイバーシティにより、アナロ
グ信号とデジタル信号の間でロバストな混合を行う機会が得られる。遅延済みア
ナログ信号は、加算点62において、デジタルDAB波形の同相部分と結合され
、ライン46上の複合信号となる。ライン64上の複合信号は、デジタル−アナ
ログコンバータ66によりアナログ信号により変換された後、ローパスフィルタ
68によりろ波され、ミキサー70に送られて、そこで、局部発振器74がライ
ン72上に発生させる無線周波数信号と乗算される。ライン57上の直角位相信
号は、デジタル−アナログコンバータ76によりアナログ信号に変換された後、
ローパスフィルタ78によりろ波され、ろ波済み信号は第2のミキサー80によ
り、ライン82上の信号と乗算される。ライン72上の信号は、ブロック84で
示すように移相され、ライン82上の信号となる。ミキサー70及び80の出力
は、ライン86及び88を介して加算点90に到達し、ライン92上の複合波形
となる。スプリアス混合積は、バンドパスフィルタ74により弱められ、その結
果得られるDAB信号は電力増幅器96により増幅されて送信アンテナ98へ送
られる。
より伝送される。一方がAMキャリア周波数よりも低く、もう一方がAMキャリ
アよりも同一周波数だけ高いこれらのキャリアは、BPSK変調より変調される
。BPSKキャリアは相補対を形成するが、これはBPSKキャリアを加算する
と、AMキャリアと直角位相になることを意味する。BPSKキャリアは、1つ
のキャリアに対する変調がもう一方のキャリアに対する変調の負の複素共役数と
なるように選択すると、相補的になる。これは、BPSKキャリアは2つあるが
、キャリア上の情報はそれぞれ独立ではなく、キャリアはOFDMフレーム毎に
合計でただ1ビットの制御情報を伝送することを意味する。AMコンパチブルデ
ジタル音声放送方式の好ましい実施例のシンボルレートは約430.66bps
であるが、これは毎秒430.66ビットのシステム制御情報が毎秒伝送される
ことを意味する。AMキャリア周波数に最も近いキャリアは、その他のOFDM
キャリアよりも大きい電力で伝送される。それらはチャンネルの中心に最も近い
ため、受信機の等化器の、これらのキャリアに対する適応性は、チャンネルの中
心からさらに離れたキャリアに対する適応性よりも低くなければならないが、そ
の理由は、デジタル信号の基準位相がチャンネルの中心の位相に規準化され、デ
ジタル信号の大きさがBPSKキャリアの受信電力により規準化されるためであ
る。さらに、BPSKキャリアは相補的であることから、キャリアが受信機で結
合されるため発生する信号対雑音比が増加する。加えて、チャンネルの中心に最
も近いキャリアは、シンボルタイミングまたはボー回復回路における誤りに影響
される度合が最も少ない。これらの要因が組み合わさって、制御情報が非常にロ
バストなものとなる。
列発生器100により発生される。この発生器は、この系列を記憶するメモリデ
バイスより成る。FEC/インターリーバプロセッサ38からのライン102上
の信号は、モード制御/データ同期系列がインターリーバからのデータの取り出
しと同期するように使用される。デジタルソースエンコーダは、ライン104に
より信号をモード制御/データ同期系列発生器に送ることにより、現在使用中の
音声符号化レートを伝送する。モード制御/データ同期系列は、ライン106に
よりIFFTへ送られる。IFFTは、ライン106上のデータを、モード制御
/データ同期系列を運ぶデジタルキャリアの入力として使用する。1つの好まし
い実施例において、FEC/インターリーバプロセッサは、外側FECコードと
、それに続く外側インターリーバ、さらにそれに続く内側FECコード、そして
それに続く内側インターリーバより成る。モード制御/データ同期系列の長さは
、この系列が内側インターリーバのデータを用いて伝送可能なボー数に等しいボ
ー数でデータを提供するように設定可能である。受信機では、これにより、内側
インターリーバの境界が、モード制御/データ同期系列を適当に処理することに
より決定可能となる。
OFDMフレームを伝送するが、内側インターリーバフレームは内側インターリ
ーバを満たすに必要なデータのことである。1ビットの制御情報をインターリー
バフレーム毎に伝送するため、インターリーバフレーム毎に400ビットの制御
情報が伝送される。従って、モード制御/データ同期系列の長さが400ビット
である場合、この系列は内側インターリーバフレーム毎に繰り返す。これらの4
00ビットは40ビットより成る10個のセグメントに分割され、40ビットの
各セグメントを制御フレームと呼ぶ。図5は、制御フレーム184を構成する4
0ビットのフォーマットを示す。
機のブロック図である。アンテナ110は、デジタル/アナログ信号を含む複合
波形を受信し、この信号を、無線周波数プリセレクタ、増幅器、ミキサー及び局
部発振器を含む従来型入力段112へ送る。中間周波数信号は、入力段がライン
114上に発生させる。この中間周波数信号は、自動利得制御回路116を介し
てI/Q信号発生器118へ送られる。I/Q信号発生器は、ライン120上に
同相信号を、またライン122上に直角位相信号を発生させる。ライン120上
の同相チャンネル出力は、アナログ−デジタルコンバータ124へ入力される。
同様に、ライン122上の直角位相チャンネル出力は、別のアナログ−デジタル
コンバータ126へ入力される。ライン120及び122上のフィードバック信
号は、自動利得制御回路116の制御に使用される。ライン120上の信号は、
ブロック140で示すように分離されて、出力段140へ送られた後、スピーカ
ー144または他の出力装置へ供給されるアナログAM信号を含む。
成分をろ波することにより、アナログAM信号のエネルギーを消滅させて、ライ
ン148上にろ波済み信号を供給することが可能である。ハイパスフィルタを使
用しない場合、ライン148上の信号はライン128上の信号と同じである。復
調器150は、ライン148及び130上のデジタル信号を受けて、ライン15
4上に出力信号を発生させる。これらの出力信号は等化器156へ送られ、その
出力がスイッチ158へ送られる。スイッチの出力は、データの健全性を改善す
るために、デインターリーバ/前方誤り訂正デコーダ164へ送られる。デイン
ターリーバ/前方誤り訂正回路の出力は、ソースデコーダ166へ送られる。ソ
ースデコーダの出力は回路168により遅延されるが、これは、送信機における
アナログ信号の遅延を補償し、受信機においてアナログ信号とデジタル信号の時
間を揃えるためである。遅延回路168の出力は、デジタル−アナログコンバー
タ160によりアナログ信号に変換されて、出力段142へ送られるライン16
2上の信号となる。
ライン148と130には、同相(I)信号及び直角位相(Q)信号が、ウィン
ドウ/ガードインターバル除去回路170への入力として与えられる。これらの
信号は、図3に図示したものと同じダウンコンバーターの構成要素を用いて与え
てもよい。ウィンドウは、デジタルキャリアが直交性を維持する、あるいはデジ
タルキャリア間の直交性のずれが少なくともシステム性能にインパクトを与えな
いほど小さくなるように適用しなければならない。I及びQ信号は伝送ボーイン
ターバルと同期関係にあり、各ボーはFFT回路172へ入力される。ハイパス
フィルタ146で処理する前にウィンドウ動作及びガードインターバル除去動作
を行うのが有利な場合もある。ウィンドウ/ガードインターバル除去回路170
からの出力は、FFT172へ入力される。相補的キャリアの信号対雑音比(S
NR)を向上させるために、相補的なキャリア対のFFT出力を結合する。FF
Tの出力は、ライン154を介して係数乗算器174へ入力される。係数乗算器
は、チャンネル効果、送信機及び受信機のろ波及び受信デジタル情報の大きさ及
び位相に影響を与える可能性のある他のファクタを補償するために、各デジタル
キャリアにつきデータの大きさ及び位相を調整する。係数乗算器の出力はシンボ
ル決定を行うために使用され、伝送された星座点が決まる。プロセッサ176は
、周波数領域の星座点のうち何れの点が伝送されたかをチェックする。これらの
決定は、予め等化された星座点及び等化器係数の前の値と共に、ブロック178
で示す等化器係数の更新に用いられる。ブロック178は、最小2乗平均(LM
S)または回帰的最小2乗(RLS)アルゴリズムのような既知のアルゴリズム
を使用して、等化器係数を更新することができる。
突き止める必要がある。トレイニングボーが受信されると、等化器の出力はシン
ボル決定プロセッサ(FEC/デインターリーバを含む)へ入力されないが、こ
れは、トレイニングボー情報がデジタル符号化音声プログラムを得るために使用
されないからである。また、等化器は、トレイニングフレームが受信されると、
異なる収束係数または適応定数を使用する。さらに、雑音電力評価器に入力され
るデータは、トレイニングボーが受信されると、異なる態様で処理される。また
、シンボル決定/アプリオリ・データブロック176は、トレイニングボーが受
信される時のトレイニングボー及び通常のボウが受信される時のシンボル決定に
対応する理想的なデータを出力する。図4に示すように、係数乗算器の出力は、
通常のトレイニング同期を突き止めるプロセッサ165へ入力される。
ータ同期プロセッサ163へ入力される。このプロセッサは、モード制御/デー
タ同期系列からのデータだけを使用する。モード制御/データ同期プロセッサ1
63は、制御情報を処理して、音声符号化レート及び内側インターリーバの境界
を突き止める。ライン167上の信号は、デインターリーバ/FEC回路164
へ送られて、内側インターリーバの境界を示す。その結果、受信機においてデー
タが内側インターリーバの境界と同期状態となり、デインターリーバ/FEC回
路164の適正動作が可能となる。ソースデコーダに対して、符号化音声情報の
レートを示す信号も送られる。
の伝送フォーマットと受信方法とを提供する。伝送されるデータは、伝送モード
、インターリーバ同期及び制御データ同期情報を含む。本発明の好ましい実施例
において、この情報は、AMキャリアに最も近いOFDMキャリアにより伝送さ
れる。BPSK変調フォーマットは、雑音及び干渉の存在下でロバストな性能を
与えるために使用される。以下に述べる同期系列は、自動相関サイドローブレベ
ルを低くするように選択されている。
ト186は決定すべきものであり、将来におけるシステム更新のために必要に応
じて使用できる。次の4ビット188は、伝送モード情報ビットである。これら
のビットは、畳込みエンコーダに使用される音声符号化レートと前方誤り訂正レ
ートを示す。AMデジタル音声放送方式の現在において好ましい実施例には、伝
送用としての3つのモードがあり、それらは、畳込みエンコーダの3/5レート
で48kbpsの音声符号化レート、2/5レートで32kbpsの音声符号化
レート、また1/3レートで16kbpsの音声符号化レートである。4つの伝
送モード情報ビットコードが、異なるビットの数を最大にするために選択された
。
までは必要ない。従って、受信機は、インターリーバの10個の制御フレームか
らの情報を用いて伝送モードを突き止めるのが有利である。伝送モードを突き止
める1つの方法は、1として受信される伝送モードビットの数をカウントするこ
とである。ビットコードが図4に示すようなものである場合、それらのビットの
合計は、3/5コード、2/5コード及び1/3コードのそれぞれにつき0、2
0及び40とならなければならない。合計値に最も近い理想値を用いて、何れの
モードが伝送中であるかを知ることができる。伝送モードを突き止めるためのこ
のアルゴリズムをシミュレーションした結果、BPSKキャリアからのモードビ
ットを復元できない場合、より複雑な変調フォーマットを用いる、その他のキャ
リアのデータを復元できる可能性は非常に低いため、そのアルゴリズムは実用的
で信頼性が高いことが判明した。別法として、伝送モードビットを、可能な全て
の伝送モードコードと相関することができる。最大出力を与える相関を、伝送モ
ードとして選択する。相関の結果をローパスフィルタでろ波し、ヒステリシスを
加えて、雑音の影響を軽減することが可能である。相関は、可能な伝送モードコ
ードを有する受信ビットの否定排他または(XOR)回路として実現できる。各
伝送モードコードの否定XOR動作により得られるビットは、相関値を表すため
に加算することができる。
ビットの一部である。40ビットのインターリーバ同期ワードはインターリーバ
フレーム毎に1度伝送され、各インターリーバフレームの間に伝送される10個
の制御フレームの各々の間に4個のビットが伝送される。受信機は、インターリ
ーバ同期情報を処理してインターリーバフレームの境界を突き止める。インター
リーバ固有ワードは、インターリーバの境界を高い信頼度で突き止めることがで
きるように、ピークとサイドローブについて高い自動相関値を有するように選択
されていた。詳説すると、使用するビットパターンは、11001110101
11000101111010100100000100100であり、系列が
整列関係にある時は自動相関値が40であり、系列が整列関係にない時はピーク
サイドローブレベルが+/−4である。自動相関は、系列をそれ自身の周期的延
長部分に亘って相関することにより得られること、またこれらの数が1ビットで
は1を、また0のビットでは−1を用いることによって得られることに注意され
たい。インターリーバフレームは受信機により処理されるため、インターリーバ
同期ワード全体は、10個の制御フレームの各々において4個のビット系列を結
合することにより構成することが可能である。受信インターリーバ同期ワードは
、インターリーバの境界を突き止めるために、既知の伝送済みインターリーバワ
ード相関することができる。詳説すると、制御フレーム全体を受信する度に、受
信される最後の40個のインターリーバ同期ビットを既知のパターンと相関する
ことができる。相関の結果をしきい値と比較することにより、インターリーバの
同期を突き止めることが可能である。
必要がある。図5に示すように、制御フレームの最後の20ビット192は、B
PSK同期固有ワードを構成する。このビット系列の目的は、受信機が制御フレ
ームのビットパターンに同期して、伝送モード及びインターリーバ同期情報の正
しいビットを選択できるようにすることである。インターリーバ同期ワードと同
様に、このワードは、ピークとサイドロープの自動相関値が高くなるように選択
された。詳説すると、使用するビットパターンは、1111101100101
0110001であり、系列が整列関係にある時の自動相関値は20であり、系
列が整列関係にない時のピークサイドローブレベルは+/−4である。これらの
ビットの既知の伝送パターンを用い、受信機において、受信制御ワードビットパ
ターンを相関することが可能である。制御ワードのそれ以外の20ビットは、時
として、BPSK同期固有ワードと高い相関を有することがあるため、また雑音
の影響を軽減するために、制御フレーム内の可能な相関位置の各々について相関
出力をローパスフィルタで個々にろ波することが有利かもしれない。ローパスフ
ィルタの出力、またはローパスフィルタを使用しない場合は相関の出力を、しき
い値と比較すると、BPSKの同期が得られる時を突き止めることができる。
る方法及び装置を提供する。以上において、本発明のある特定の好ましい方式及
び実施例につき説明したが、本発明は、頭書の特許請求の範囲内で他の態様での
実施が可能であることがわかるであろう。
及びデジタル放送信号を示す概略図である。
。
が、既存のアナログAM信号と同時に送信される。デジタル情報は符号化された
後、OFDM変調により送信される。デジタル音声放送方式は、放送者が音声品
質とカバレッジエリア及びチャンネル耐劣化性をトレードオフできるように種々
の音声符号化レート及び前方誤り訂正レートでデジタル情報を伝送することがで
きる。 英国特許出願GB2 320 871 Aは、フレーム同期情報を伝送するた めの複数の伝送パラメータ信号パイロットキャリアを含む直交周波数分割多重化 キャリアを用いる通信方式を開示している。米国特許第5,748,686号は 、同期アルゴリズムを用いて所定のシンボルパターンを受信信号とマッチさせる ことによりフレーム同期を得るデジタル音声放送方式を開示している。 本発明は、アナログ変調キャリア及び複数のデジタル変調サブキャリアの両方 を有するデジタル音声放送信号のモード及び同期情報を伝送する方法を提供する 。
Claims (37)
- 【請求項1】 デジタル音声放送方式における制御情報の伝送方法であって
、 複数の制御フレームの各々について複数の制御ビットを伝送するステップより
成り、第1の制御ビット系列は伝送モードを、また第2の制御ビット系列は制御
データ同期ワードを表す、デジタル音声放送方式における制御情報の伝送方法。 - 【請求項2】 各々が複数の制御フレームを含む複数のインターリーバフレ
ームを伝送するステップをさらに含む請求項1の方法。 - 【請求項3】 制御ビットは、デジタル音声放送信号のアナログAMキャリ
アに隣接する2つの相補的キャリアにより伝送される請求項2の方法。 - 【請求項4】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを表
す第3の制御ビット系列を有する請求項1の方法。 - 【請求項5】 相補的キャリアは、直交周波数分割多重キャリアである請求
項3の方法。 - 【請求項6】 相補的キャリアは、二進位相シフトキーイングにより変調さ
れる請求項3の方法。 - 【請求項7】 デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める方
法であって、 各々が複数の制御フレームを含み、制御フレームが複数の制御ビットを含み、
第1の制御ビット系列が伝送モードを表し、第2の制御ビット系列が制御データ
同期ワードを表す、デジタル情報を含む複数のインターリーバフレームを受信し
、 複数の制御ビットを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別
するステップより成る方法。 - 【請求項8】 複数の制御ビットを処理して制御データ同期ワードを表す制
御ビットを識別する前記ステップは、 複数の制御ビットを、制御ビット系列を表す所定のデータワードと相関し、 相関ステップの結果を所定のしきい値と比較するステップより成る請求項7の
方法。 - 【請求項9】 相関ステップの結果を所定のしきい値と比較する前に、制御
フレーム内の制御データ同期ワードビットの複数の可能な位置につき相関ステッ
プの結果をろ波するステップをさらに含む請求項8の方法。 - 【請求項10】 インターリーバフレームの1つについて第1の制御ビット
系列の総和をとって総和値を発生させ、 総和値を複数の伝送モードを表す複数の所定の値の1つと比較し、 総和値に最も近い所定の値に対応する伝送モードを選択するステップをさらに
含む請求項7の方法。 - 【請求項11】 第1の制御ビット系列を伝送モードビットの複数の系列と
相関し、 相関ステップの結果により伝送モードを突き止めるステップをさらに含む請求
項7の方法。 - 【請求項12】 インターリーバフレームの1つについて第2の制御ビット
系列を組み合わせて制御データ同期ワードを発生させ、 制御データ同期ワードを所定の制御データワードと相関するステップをさらに
含む請求項7の方法。 - 【請求項13】 デジタル音声放送方式における制御情報の伝送装置であっ
て、 第1の系列が伝送モードを表し、第2の系列が制御データ同期ワードを表す複
数の制御ビットを複数の制御フレームの各々において発生させる手段と、 デジタル音声放送信号の相補対のサブキャリアを制御ビットで変調し、 相補対のサブキャリアを伝送する手段とより成るデジタル音声放送方式におけ
る制御情報の伝送装置。 - 【請求項14】 各々が複数の制御フレームを含む複数のインターリーバフ
レームを伝送する手段をさらに含む請求項13の装置。 - 【請求項15】 制御ビットは、デジタル音声放送信号のアナログAMキャ
リアに隣接する2つの相補的キャリアにより伝送される請求項14の装置。 - 【請求項16】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有する請求項13の装置。 - 【請求項17】 相補的キャリアは、直交周波数分割多重キャリアである請
求項15の装置。 - 【請求項18】 相補的キャリアは、二進位相シフトキーイングにより変調
される請求項15の装置。 - 【請求項19】 デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める
装置であって、 各々が複数の制御フレームを含み、制御フレームが複数の制御ビットを含み、
第1の制御ビット系列が伝送モードを表し、第2の制御ビット系列が制御データ
同期ワードを表す、デジタル情報を含む複数のインターリーバフレームを受信す
る手段と、 複数の制御ビットを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別
する手段とより成る装置。 - 【請求項20】 複数の制御ビットを処理して制御データ同期ワードを表す
制御ビットを識別する前記手段は、 複数の制御ビットを、制御ビット系列を表す所定のデータワードと相関する手
段と、 相関ステップの結果を所定のしきい値と比較する手段とより成る請求項19の
装置。 - 【請求項21】 相関ステップの結果を所定のしきい値と比較する前に、制
御フレーム内の制御データ同期ワードビットの複数の可能な位置につき相関ステ
ップの結果をろ波する手段をさらに含む請求項20の装置。 - 【請求項22】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有し、 さらに、 インターリーバフレームの1つについて第1の制御ビット系列の総和をとって
総和値を発生させる手段と、 総和値を複数の伝送モードを表す複数の所定の値の1つと比較する手段と、 総和値に最も近い所定の値に対応する伝送モードを選択する手段とをさらに含
む請求項19の装置。 - 【請求項23】 第1の制御ビット系列を伝送モードビットの複数の系列と
相関する手段と、 相関ステップの結果により伝送モードを突き止める手段とをさらに含む請求項
19の装置。 - 【請求項24】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有し、 さらに、 インターリーバフレームの1つについて第2の制御ビット系列を組み合わせて 制御データ同期ワードを発生させる手段と、 制御データ同期ワードを所定の制御データワードと相関する手段と、 相関の結果を所定のインターリーバしきい値と比較する手段とを含む請求項19
の装置。 - 【請求項25】 インターリーバ同期ワードを表す第3の制御ビット系列を
伝送するステップをさらに含む請求項1の方法。 - 【請求項26】 インターリーバ同期ワードを表す第3の制御ビット系列を
伝送するステップをさらに含む請求項7の方法。 - 【請求項27】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有する請求項13の装置。 - 【請求項28】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有する請求項19の装置。 - 【請求項29】 デジタル音声放送方式における制御情報の伝送装置であっ
て、 第1の系列が伝送モードを表し、第2の系列が制御データ同期ワードを表す複
数の制御ビットを複数の制御フレームの各々において発生させるトレイニング系
列発生器と、 デジタル音声放送信号の相補対のサブキャリアを制御ビットで変調する変調器
と、 相補対のサブキャリアを送信するアンテナとより成るデジタル音声放送方式に
おける制御情報の伝送装置。 - 【請求項30】 各々が複数の制御フレームを含む複数のインターリーバフ
レームを発生するインターリーバをさらに含む請求項29の装置。 - 【請求項31】 デジタル音声放送信号において、2つの相補的キャリアは
、アナログAMキャリアに隣接位置する請求項29の装置。 - 【請求項32】 複数の制御ビットはさらに、インターリーバ同期ワードを
表す第3の制御ビット系列を有する請求項29の装置。 - 【請求項33】 サブキャリアの相補対は、二進位相シフトキーイングによ
り変調される請求項29の装置。 - 【請求項34】 デジタル音声放送信号の伝送モード及び同期を突き止める
装置であって、 各々が複数の制御フレームを含み、制御フレームが複数の制御ビットを含み、
第1の制御ビット系列が伝送モードを表し、第2の制御ビット系列が制御データ
同期ワードを表す、デジタル情報を含む複数のインターリーバフレームを取り出
すためにデジタル音声放送信号を復調する復調器と、 複数の制御ビットを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別
するプロセッサとより成る装置。 - 【請求項35】 インターリーバフレームはさらに、インターリーバ同期ワ
ードを表す第3の制御ビット系列を有する請求項34の装置。 - 【請求項36】 デジタル音声放送制御情報の送受信装置であって、 第1の系列が伝送モードを表し、第2の系列が制御データ同期ワードを表す複
数の制御ビットを複数の制御フレームの各々において発生させるトレイニング系
列発生器、デジタル音声放送信号の相補対のサブキャリアを制御ビットで変調す
る変調器、及び相補対のサブキャリアを送信するアンテナを有する送信機と、 複数の制御ビットを取り出すためにデジタル音声放送信号を復調する復調器と
、複数の制御ビットを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別
するプロセッサとより成る受信機とより成るデジタル音声放送制御情報の送受信
装置。 - 【請求項37】 デジタル音声放送制御情報の送受信方法であって、 第1の系列が伝送モードを表し、第2の系列が制御データ同期ワードを表す複
数の制御ビットを含むトレイニング系列を、複数の制御フレームの各々において
発生させ、 デジタル音声放送信号の相補対のサブキャリアを制御ビットで変調し、 相補対のサブキャリアを伝送し、 複数の制御ビットを取り出すためにデジタル音声放送信号を復調し、 複数の制御ビットを処理して、制御データ同期ワードを表す制御ビットを識別
するステップより成るデジタル音声放送制御情報の送受信方法。
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