DE69734036T2 - Empfänger und Sender für ein Übertragungssystem für digitalen Tonrundfunk - Google Patents

Empfänger und Sender für ein Übertragungssystem für digitalen Tonrundfunk Download PDF

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Description

  • Querbezug zu verwandten Anmeldungen
  • Ähnliche Gegenstände sind in fünf US-Patenten der Anmelderin offenbart, nämlich den US-Patenten 5 828 954; 5 748 686; 5 822 368; 5 802 079; und 5 751 774.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Die Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, insbesondere den Hörfunk.
  • Beträchtliche Fortschritte auf dem Gebiet der Quellkodierung ermöglichen eine Kompression von Stereoton um einen Faktor von 10 ohne nennenswerten Qualitätsverlust nach der Dekompression. Eine Anwendung, die sich diesen Fortschritt zu Nutze macht, ist der Rundfunk. Der FM-Rundfunk stellte einen beträchtlichen Sprung in der Qualitätsverbesserung gegenüber dem AM-Funk dar. In den letzten 10 Jahren haben viele Forscher empfunden, dass ein weiterer Schritt angezeigt wäre, um die Qualität von Tonübertragung noch weiter zu verbessern. Dies führte zu dem jetzt als digitaler Hörfunk (DAB; digital audio broadcasting) oder Digitalradio (DAR; digital audio radio) bezeichneten Ergebnis.
  • Während es aber für Forscher auf dem Gebiet der Quellkodierung ein bedeutendes Ergebnis darstellte, Stereoton von etwa 1,4 Megabit/Sekunde (Mb/s) auf 160 Kilobit/Sekunde (kb/s) zu komprimieren, ist es keine einfache Aufgabe für Forscher auf dem Gebiet der Datenkommunikation, eine zuverlässige drahtlose digitale Datenverbindung in einer hoch mobilen Umgebung zu entwerfen, wie sie z.B. durch einen Radioempfänger in einem sich bewegenden Fahrzeug gebildet wird, und zwar deshalb, weil die Schaffung eines Kommunikationssystems wie des DAB durch den Umstand verkompliziert wird, dass der Übertragungskanal starken zeitlichen Schwankungen unterliegt und erheblich gestört wird durch Mehrwege-Einflüsse sowie Dopplerverschiebungen. Insoweit ist die angestrebte Fehlerrate sowie die Ausfallrate wesentlich strenger als auf dem Gebiet des digitalen zellularen Telefons.
  • Die US-A-5 386 239, die US-A-3 878 468 und die Europäische Patentanmeldungsveröffentlichung 0 244 136 sind Beispiele für den Stand der Technik, und sie offenbaren eine Vorwärts-Phasenfehlererkennung und -korrektur.
  • Offenbarung der Erfindung
  • Durch die vorliegende Erfindung wird ein Empfangsgerät gemäß Anspruch 1 oder ein Verfahren gemäß Anspruch 16 geschaffen.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung enthält ein Funkfrequenzsender (HF-Sender) einen Rotator für ein niedriges Zwischenfrequenzsignal (ZF-Signal), welches anschließend zur Übertragung mittels HF-Trägerfrequenz moduliert wird. Die Verwendung eines Rotators oder Drehers vereinfacht die Gestaltung des Empfängers dadurch, dass die Phasen-Mehrdeutigkeit in einem empfangenen Signal beseitigt wird, wobei außerdem die Möglichkeit geschaffen wird, das empfangene HF-Signal rasch zu erfassen. Dies ist besonders dann wichtig, wenn sich der Empfänger in einem sich bewegenden Fahrzeug befindet und den oben angesprochenen Dopplereffekten ausgesetzt ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein DAB-System einen HF-Sender und einen dazugehörigen HF-Empfänger. In dem HF-Sender wird ein digital komprimiertes Audiosignal zu einem Symbolstrom kodiert, welcher anschließend unter Verwendung einer Frequenz von 150.000 Hertz (Hz) vor dem Senden zum HF-Empfänger gedreht wird.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 zeigt ein stark abstrahiertes Blockdiagramm eines digitalen Hörfunk-Kommunikationssystems, welches von den Prinzipien der Erfindung Gebrauch macht;
  • 2 zeigt ein detaillierteres Blockdiagramm eines Teils des Senders 100 nach 1,
  • 3 zeigt eine beispielhafte Signalpunktkonstellation zur Verwendung in dem Sender 100 nach 1;
  • 4 zeigt ein beispielhaftes Rahmenformat zur Verwendung in dem Sender 100 nach 1;
  • 5 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm eines Teils des Empfängers 300 nach 1;
  • 6 zeigt ein beispielhaftes Frequenzspektrum für ein in dem Empfänger 300 nach 1 erzeugtes niedriges ZF-Signal;
  • 7 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm einer Phasenregelschleifenschaltung, die auf Flach-Fading und Frequenz-Fading anspricht;
  • 8 zeigt eine beispielhafte grafische Darstellung für ein Korrelator-Ausgangssignal 526;
  • 9 veranschaulicht Spitzen-, Ignorier- und Ruhezonen in einem Korrelator-Ausgangssignal nach 8;
  • 10 veranschaulicht die Konzepte eines Spitzen-Übereinstimmungsmusters wie eines Ruhe-Übereinstimmungsmusters;
  • 11, 12 und 13 zeigen ein beispielhaftes Synchronisierverfahren zur Verwendung in dem Empfänger 300;
  • 14 zeigt ein beispielhaftes Verfahren zum Berechnen von Entzerrerkoeffizienten zur Verwendung im Empfänger 300;
  • 15 veranschaulicht das zum Berechnen der Entzerrerkoeffizienten für den Empfänger 300 verwendete "FFT-Schwellenwert-Bilden";
  • 16 zeigt ein weiteres beispielhaftes Verfahren zum Berechnen von Entzerrerkoeffizienten für den Empfänger 300; und
  • 17 zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm für ein Symbol-Wiedergewinnungselement 705 zur Verwendung in dem Empfänger 300 nach 1.
  • Detaillierte Beschreibung
  • 1 zeigt ein stark abstrahiertes Blockdiagramm eines DAB-Kommunikationssystems 10 unter Verwendung der Prinzipien der Erfindung. Das DAB-Kommunikationssystem 10 enthält einen Sender 100, einen Übertragungskanal 200 und einen Empfänger 300. Bevor die Einzelheiten des erfindungsgemäßen Konzepts erläutert werden, soll ein allgemeiner Überblick über die Arbeitsweise des DAB-Kommunikationssystems 10 gegeben werden. Außerdem ist die anschauliche Audiokodierung bekannt und wird hier nicht im Einzelnen beschrieben. Verwiesen wird beispielsweise auf das US-Patent 5 285 498 mit dem Titel "Method and Apparatus for Coding Audio Signals Based on Perceptual Model", erteilt an Johnston am 8. Februar 1994. Weitere derartige Kodiermethoden sind beschrieben in beispielsweise J. P. Princen und A. B. Bradley, "Analysis/Synthesis Filter Bank Design Based on Time Domain Aliasing Cancellation", IEEE Trans. ASSP, Vol. 34, Nr. 5, Oktober 1986; E. F. Schroder und J. J. Platte, "MSC": Sterio Audio coding with CD-Quality and 256 kBIT/SEC", IEEE Trans. on Consumer Electronics, Vol. CE-33, Nr. 5, November 1987; Johnston, "Transform Coding of Audio Signals Using Noise Criteria", IEEE J.S.C.A., Vol. 6, Nr. 2, Februar 1988; und das US-patent 5 341 457 mit dem Titel "Perceptual Coding of Audio Signals", erteilt am 23. August 1984 an Hall et al.
  • In 1 wird ein analoges Audiosignal 101 in einen Vorprozessor 105 eingegeben, wo es (typischerweise mit 48) kHz abgetastet und in ein digitales Pulscodemodulations- (PCM-) Signal 106 (mit typischerweise 16 Bits) gemäß üblicher Art und Weise umgewandelt wird. Das PCM-Signal 106 wird in einen sog. Perceptual Audio Decoder (PAC) (das ist ein auf psychoakustischen Effekten beruhender Audiokodierer) 110 eingegeben, welcher das PCM-Signal komprimiert und ein komprimiertes PAC-Signal 111 ausgibt. Letzteres repräsentiert einen 170-kb/s-Bitstrom, von dem 10 kb/s einen Steuerkanal für Hilfsdaten und 160 kb/s das komprimierte Audiosignal bilden. Das komprimierte PAC-Signal 111 wird auf einen Fehlerschutzkodierer 115 gegeben, der einen Reed-Solomon-Code anwendet, um dem komprimierten PAC-Signal 111 eine Redundanz von 100% zu verleihen. Es wird unterstellt, dass der Fehlerschutzkodierer 115 außerdem einen Puffer sowie einen Verschachteler (nicht dargestellt) beinhaltet, um die Wirkungen des Übertragungskanals 200 zusätzlich zu bekämpfen. Das Ergebnis ist ein kodiertes Signal 116, welches einen verschachtelten Datenstrom von 340 kb/s darstellt, wobei jeder Verschachtelerblock 320 ms Daten (1088 k Bits) beinhaltet. Das kodierte Signal 116 wird auf einen Modulator 150 gegeben, der in unten näher beschriebener Weise ein Signal entsprechend der Erfindung zur Übertragung über den Übertragungskanal 200 bildet. Aus dem Übertragungskanal 200 gewinnt der Demodulator 350 des Empfängers 300 ein kodiertes Signal 351 gemäß den erfindungsgemäßen Prinzipien zurück (was unten noch beschrieben wird). Das kodierte Signal 351 wird in einen Fehlerschutzdekodierer 315 eingegeben, der in komplementärer Weise zu dem Fehlerschutzkodierer 115 arbeitet, um an einen Perceptual Audio Decoder 316 ein komprimiertes PAL-Signal 316 zu liefern. Der Decoder 310 dekomprimiert das komprimierte PAL-Signal und gibt ein PCM-Signal 311 aus. Dieses Signal wird in einen Postprozessor 305 eingegeben, der eine analoge Darstellung erzeugt, welche im Idealfall identisch mit dem analogen Audiosignal 101 ist.
  • 2 zeigt ein Blockdiagramm des Modulators 150. Das kodierte Signal 116 wird an einen Multiplexer (MUX) 355 gegeben, der das kodierte Signal 116 mit Synchronisationsdaten (SYNC) 196 einer Multiplexbildung unterzieht, um ein zusammengesetztes Datensignal 156 zu bilden. Die Sync-Daten 196 stellen einen Datenstrom von 20 kb/s (10 k Symbole/s) dar, welcher für die für die Synchronisation steht, außerdem Entzerrungsinformation (die weiter unten erläutert wird), erzeugt von dem Prozessor 195. Letzerer steht für einen digitalen Signalprozessor. (Es sei angemerkt, dass die Erfindung hier zwar implementiert durch diskrete funktionelle Baublöcke dargestellt wird, beispielsweise in Form eine 4-PSK-Mappers 160 etc., dass aber die Funktionen von einem oder mehreren dieser Blöcke unter Verwendung eines oder mehrerer geeignet programmierter Prozessoren ausgeführt werden, wie sie durch den Prozessor 195 repräsentiert sind.) Das zusammengesetzte Datensignal 156 stellt einen 360 kb/s umfassenden Datenstrom dar, der zu einer Sequenz von Rahmen formatiert ist, von denen jeder Rahmen eine Dauer von 10 Millisekunden (ms) Breite hat und in zwei Abschnitte aufgeteilt ist: einen Kopfblock und einen kodierten Datenabschnitt. In jeder 10 ms dauernden Zeitspanne repräsentiert der Kopfblock 200 Bits (100 Symbole) Synchronisationsdaten, während der kodierte Datenabschnitt 3400 Bits eines kodierten Signals 116 darstellt.
  • Das zusammengesetzte Datensignal 156 wird auf einen 4-Phasen-Umtast-(PSK-) Mapper 160 gegeben, der zu einem gegebenen Zeitpunkt jeweils zwei Bits in ein zweidimensionales komplexes Symbol abbildet, welches Gleichphasen- und Quadraturkomponenten 161 bzw. 162 enthält. Jedes Symbol lässt sich in äquivalenter Weise darstellen in der Form {a(n) + jb(n)}. 3 zeigt eine beispielhafte Signalpunktkonstellation. Wie aus 3 entnehmbar ist, umfasst die Signalpunktkonstellation vier "Datensymbole", zwei "Kanal-Sync- und Tonsymbole" und zwei "Verschachteler- (Symboltakt-) Sync-Symbole". Aus der in 3 gezeigten Signalkonstellation ist ersichtlich, dass die "Kanal-Sync- und Tonsymbole" sowie die Verschachteler- (Systemtakt-) Sync-Symbole" eindimensionale Symbole mit ausschließlich gleichphasigen Werten sind. Das aus dem 4-PSK-Mapper 160 kommende Ausgangssignal ist eine Folge von Rahmen (frames), von denen jeder Rahmen 1800 komplexe Symbole beinhaltet.
  • 4 zeigt einen beispielhaften Rahmen 205. Wie oben angegeben, dauert der Rahmen 215 Millisekunden (ms) in seiner Breite und ist in zwei Abschnitte unterteilt: einen Kopfblock 206 mit 100 komplexen Symbolen, die auf Eindimensionalität beschränkt sind, und einen kodierten Datenabschnitt 207 mit 1700 komplexen Symbolen.
  • Für den kodierten Datenabschnitt des zusammengesetzten Stroms werden die vier Datensymbole der in 3 gezeigten Signalpunktkonstellation verwendet. Die Datensymbolabbildung (mapping) erfolgt gemäß den folgenden Regeln, wobei jede Klammer zwei paarweise Elemente beinhaltet, die ankommenden Bits und das dazugehörige Symbol, welches spezifiziert wird durch die Stärke des dazugehörigen Gleichphasen- und Quadratursignals für die in 3 gezeigte beispielhafte Konstellation: {(0, 0), (–1, –1)}, {(0, 1), (–1, 1)}, {(1, 0), 1, –1)}, {(1, 1), (1, 1)}.
  • Bezüglich des Kopfblocks jedes Rahmens repräsentieren die 100 komplexen Symbole ein Synchronisationssignal. Diese 100 komplexen Symbole sind absicht lich eindimensional gehalten und haben ausschließlich Werte in der Gleichphasenkomponente, wie in der Signalpunktkonstellation auf 3 gezeigt ist. Zu den 100 Synchronisationssymbolen des Kopfblocks 206 gehören 86 eindimensionale Symbole, die dazu dienen, die Rahmensynchronisation im Empfänger 300 zu unterstützen. Diese 86 eindimensionalen Symbole werden ausgewählt aus den "Kanal-Sync- und Tonsymbolen" der Signalpunktkonstellation nach 3, und sie umfassen zwei "31-Symbol-Pseudozufallszahl"- (31PN-) Sequenzen, gefolgt von einer 24PN-Sequenzen, gefolgt von einer 24PN-Sequenz (einem Segment einer 31PN-Sequenz). (Die Erzeugung einer Pseudozufallszahl-Sequenz ist im Stand der Technik bekannt. Diese 86 Symbole werden im Empfänger 300 außerdem für Kanalton- und Entzerrungszwecke einschließlich Mehrwegekorrektur, Zeitsteuerphasen-Wiederherstellung und Trägerphasen-Wiederherstellung verwendet (dies wird unten erläutert).
  • Die verbleibenden 14 eindimensionalen Symbole des Kopfblocks 206 dienen entweder zur Verschachteler-Synchronisation oder zur Symboltakt-Ausrichtung im Empfänger 300. Diese 14 eindimensionalen Symbole werden ausgewählt aus den "Verschachteler- (Systemtakt-) Sync-Symbolen" der in 3 dargestellten Signalpunktkonstellation. Insbesondere werden die 14 Symbole vom Empfänger 300 dazu verwendet, den Beginn jedes 320 ms dauernden Verschachtelerblocks anzugeben. Diese Verschachteler-Synchronisation wird alle 32 Rahmen wiederholt und umfasst zwei aufeinander folgende 7PN-Sequenzen, wie in 4 gezeigt ist.
  • In jedem Fall sind die 14 Symbole stets zur Datensymbol-Synchronisation des zugehörigen Rahmens verwendet. Wenn sie außerdem für die Verschachteler-Synchronisation sorgen, enthalten die 14 Symbole zwei positive 7PNs. Ansonsten umfassen die 14 Symbole eine positive 7PN gefolgt von einer negativen 7PN, wie in 4 gezeigt ist. Dies ist notwendig, um den kodierten Datenabschnitt jedes Rahmens auszurichten, wenn es eine signifikante Abtastzeit-Phasenänderung gibt oder wenn sich die relative Stärke unterschiedlicher Signalwege ändert und zu einer Änderung der von dem Empfänger 300 "gesehenen" Verzögerung führt. (In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass eine negative PN-Sequenz einfach das Gegenteil einer positiven PN-Sequenz ist, wenn beispielsweise eine 2PN dargestellt wird durch die Symbole (1.414,0; –1.414,0) gemäß 3, so lautet die entsprechende negative 2PN als Symbolsequenz (–1.414,0; 1.414,0).
  • Zurückkehrend zu 2 werden Gleichphasen- und Quadraturkomponenten 161 und 162 an den Rotator 165 gelegt, welcher die Phase jedes Symbols dreht. Und insbesondere wird jedes gedrehte Symbol folgendermaßen ausgedrückt:
    Figure 00080001
    wobei ωd = 2π × 150.000 die Drehfrequenz ist und n den Zeitindex der um T beabstandeten Symbolstellen bezeichnet.
  • Der Ausgangssymbolstrom des Rotators 165 wird mit dem Dreifachen der Symbolgeschwindigkeit von 1/T von einem Abtastratenexpander 170 abgetastet. Die Abtastrate der gedrehten Symbole wird dadurch expandiert, dass zwischen sämtliche Symbole zwei Abtastwerte mit dem Wert 0 eingefügt werden.
  • Im Ergebnis werden die komplexen gedrehten Symbole um einen Faktor L expandiert, und der Abtastratenexpander 170 liefert einen expandierten komplexen Symbolstrom in der Form A''(m): A''(m) = A'(k/L) für k = 0, ±L, ±2L, ±3L, ..., und 0 sonst, (2)wobei m der Zeitindex der um T' beabstandeten Proben und L = (T/T') = 3 der Überabtastfaktor ist.
  • Die expandierten komplexen Proben werden dann spektral von dem Digital-Basisbandfilter 175 geformt, wobei das Filter identische Gleichphasen-Basisbandfilter 175-1 und Quadratur-Basenbandfilter 175-12 umfasst. (Obwohl theoretisch gedrehte Gleichphasen- und Quadratursymbole in Analogsignale umgewandelt und von Analogfiltern gefiltert werden können, ist es wesentlich schwieriger, die Spezifikation von Analogfiltern als deren digitales Gegenstück zu steuern.) Das digitale Basisbandfilter 175 besitzt eine Übertragungsfunktion hb(m), die ausschließlich reelle Werte hat. Zum Zweck der Anschauung besitzt das digitale Basisbandfilter 175 eine 10%ige Überschuss-Bandbreite unter Verwendung eines 66 Anzapfpunkte (eine 2-Symbol-Spanne) aufweisendes nicht-rekursives Filter (FIR-Filter). Es sei angemerkt, dass eine Hardware-Implementierung des digitalen Ba sisbandfilters 175 aus dem Umstand Nutzen ziehen kann, dass die expandierten Proben zwei Abtastwerte mit den Werten 0 in jedem Symbolintervall sind. Im Ergebnis lässt sich dieser Filtervorgang als solcher mit drei (nicht gezeigten) Teilfiltern betrachten, nämlich hb(3r), hb(3r – 1), hb(3r – 2), mit dem gleichen Satz von Symbolen A'(r) an ihrem Eingang, wobei r der Zeitindex bei dem Symbolintervall und r = k/L ist. Diese drei Teilfilter, die jeweils individuell in zyklischer Weise eine Probe oder einen Abtastwert erzeugen, liefern drei Ausgangs-Abtastwerte in jedem Symbolintervall mit dem Index r. Obwohl für das erfindungsgemäße Konzept nicht notwendig, reduziert die Verwendung dieser Teilfilterstruktur die Komplexität der Berechnung um einen Faktor L im Vergleich zur Brute Force-Implementierung, d.h. der brachialen Implementierung des digitalen Basisbandfilters 175.
  • Die komplexe Ausgangsgröße des digitalen Basisbandfilters 175 lautet:
  • Figure 00090001
  • Auf die Ausgangsproben y(m) des digitalen Basisbandfilters 175 wird ein Pilotsignal addiert, welches von dem Prozessor 195 digital generiert wird. Bei dem Pilotsignal handelt es sich um ein komplexes Signal der Form
    Figure 00090002
    was ebenfalls der dreifachen Symbolrate entspricht, indem eine abgetastete Version einer 100 kHz-Kosinuswellenform auf die gefilterten Gleichphasen-Proben und einer Sinuswellenform auf die gefilterten Quadraturproben addiert wird. Die Zusatzleistung, welche der Pilotton dem von dem digitalen Basisbandfilter 175 gelieferten Signal hinzufügt, beträgt etwa 0,3 dB.
  • Das durch die Addierer 177 und 182 gelieferte Signal mit komplexen Werten lautet:
    Figure 00090003
    wobei κ die Pilotleistung festlegt. Alternativ lassen sich in der Gleichphasenkomponente und der Quadraturkomponente der Realteil und der Imaginärteil der obigen Gleichung in folgender Form ausdrücken:
    Figure 00100001
    wobei die Gleichung (5a) für das Signal 178 und die Gleichung (5b) für das Signal 183 steht.
  • Dann wird das Signal s(m) auf das Digital-Analog-(D/A-) Filter 185 gegeben, welches ein Gleichphasen-D/A-Filter 185-1 und ein Quadraturphasen-D/A-Filter 185-2 umfasst. Es wird hier davon ausgegangen, dass jedes D/A-Filter eine (nicht gezeigte) "Abtast- und Halte-Schaltung" enthält, gefolgt von einem (nicht gezeigten) Tiefpass-Analogfilter. Das resultierende Analogsignal auf den Abtast- und Halteschaltungen wird folgendermaßen beschrieben:
    Figure 00100002
    wobei Π(t) ein Rechteckimpuls ist, welcher von den Abtast- und Halteschaltungen des D/A-Filters 185 eingefügt wird und folgendermaßen definiert ist:
  • Figure 00100003
  • Dessen Fouriertransformation ist eine Sinc-Funktion, die folgendermaßen ausgedrückt wird:
  • Figure 00100004
  • Man kann nun sehen, dass die Verwendung einer höheren Überabtastrate 1/T' den auf die Abtast- und Halteschaltungen zurückzuführenden Spektralformungs effekt reduziert. Es erhöht außerdem die Trennung zwischen Pseudonymen (Aliasing). Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers, welches sich als Pseudonym in jeweils 1/T' wiederholt, wird dann von dem (nicht gezeigten) Analog-Tiefpassfilter des D/A-Filters 185 ausgefiltert. Bei dem Entwurf eines Analogfilters tritt in dem engen Übergangsbereich zwischen Durchlassband und Sperrband üblicherweise eine deutliche Gruppenlaufzeitverzerrung auf. Hier allerdings ist das Aliasing durch eine große Frequenzlücke getrennt, so dass das Sperrband des Analogfilters von dem kritischen Signalspektrum weg bewegt werden kann und deshalb nicht zu einer signifikanten Verzerrung des Signals führt.
  • Das Signal sc(t) wird dann aufwärts-umgewandelt in ein ZF-Signal von beispielsweise 10,7 MHz, gefolgt von einer weiteren Umwandlung in ein HF-Signal mit Hilfe des HF-Senders 190, wie es im Stand der Technik bekannt ist. (Im Kontext der vorliegenden Erfindung wird unterstellt, dass das HF-Signal ein Signal der vorab zugewiesenen Frequenzkanäle des FM-Hörfunks ist. Außerdem können wir auch andere Frequenzen verwenden, die für diesen Service zugewiesen sind.) Das an diesem Punkt gesendete Signal lässt sich folgendermaßen ausdrücken:
    Figure 00110001
    wobei ωp = 2π(100.000), und ωd = 2π(150.000), und ωc die HF-Trägerfrequenz ist.
  • Bevor die Empfängerseite betrachtet wird, soll der Grund erläutert werden, der hinter der Drehung der Symbole im Sender steht. Wie in (9) gezeigt ist, wird das Symbol An um
    Figure 00110002
    innerhalb des Senders gedreht. Angenommen, Kanal und Modulation seien ideal, so lässt sich dieses niederfrequente ZF-Signal mit Hilfe der Gleichung (9) ausdrücken, indem man ωc = ωd setzt. Wie weiter unten beschrieben wird, liefert die Schaltung in dem Empfänger 300 dann ein niederfrequentes ZF-Signal, welches um 150 kHz zentriert ist, d.h. ωd, anstatt ein eher typisches Basisbandsignal zu liefern. Dies ergibt unter Ausschluss des Pilotsignals:
    Figure 00110003
    r(t) = Re[Σn Anhb(t – nt)], (10b)wobei hp(t) ein Basisbandkanal und
    Figure 00120001
    ist. Wird in dem Empfänger 300 ein Hilbert-Filterpaar verwendet, so liefert dies folgendes analytisches Signal: z(t) = Σn Anhp(t – nT) (11)
  • Angenommen, dass hb(t) das Nyquist-Kriterium erfüllt, so kann z(t) in Symbolintervallen abgetastet werden, um Basisbandsymbole An wiederzugewinnen. Verstehen lässt sich dies aus der grundlegenden Abtasttheorie, die lehrt, dass das empfangende Spektrum nach der Abtastung alle 1/T wiederholt wird. Deshalb rekonstruiert der Abtastvorgang das Original An. Dies ist in folgenden Gleichungen dargestellt: z(t) = Σn (an + jbn)hb(t – nT)(cosωd(t – nT) + jsinωd(t – nT) (12)
  • Als Beispiel wird die Gleichphasen-Komponente verwendet: Re[z(t)] = Σn anhb(t – nT)cosωd(t – nT) – bnhb(t – nT)sinωd(t – nT) (13a) at t = kT (13b) Re[z(kT)] = Σn anhb((k – n)T)cosωd((k – n)T) – bnhb((k – n)T)sinωd((k – n)T) (14a)und deshalb Re[z(kT)] = ak weil
    Figure 00120002
    hb((k – n)T)sinωd((k – n)T) = 0 for all k – n (15b)
  • Wenn allerdings s(t) auf der Seite des Senders nicht um
    Figure 00130001
    gedreht würde, wären das Ergebnis in (14b) und die dazugehörige Quadraturkomponente um
    Figure 00130002
    gedreht, und deshalb würde ein Rotator oder Dreher im Empfänger benötigt, um diese Drehung zu kompensieren. Zusätzlich dazu müsste der Empfänger-Rotator jegliche Phasenverschiebungen kompensieren, die auf Dopplereffekte etc. zurückzuführen sind. Obwohl im Konzept einfach, führt dies zu einer komplexen Implementierung des Empfänger-Rotators, da dieser sowohl Änderungen in der Phase mit ωd/2π Hz als auch die oben angesprochenen Phasenverschiebungen verfolgen müsste. Beispielsweise könnte eine größere Schrittweite in einer begleitenden Regelschleife benötigt werden, um diese Phasenänderungen zu verfolgen. Im Ergebnis nehmen Erfassungszeit und resultierende Rauschkomponenten zu. Deshalb wird erfindungsgemäß der Rotator in den Sender verlagert, wie dies in 2 gezeigt ist, um die Implementierung des Empfängers zu vereinfachen. Insbesondere beseitigt die Verwendung des Rotators 165 die Phasenmehrdeutigkeit und vereinfacht im Empfänger 300 die Verfolgung des empfangenen HF-Signals. Diese Verfolgung wird deshalb vereinfacht, weil eine digitale Trägerphasen-Wiedergewinnungsschaltung niedriger, d.h. erster Ordnung, jetzt im Empfänger dazu benutzt werden kann, jegliche restliche Frequenz-/Phasenänderung im Empfangssignal hinter dem HF-Teil rasch zu verfolgen. Die Fähigkeit, das empfangene HF-Signal rasch zu erfassen, ist besonders dann wichtig, wenn sich der Empfänger in einem bewegten Fahrzeug befindet und den oben angesprochenen Dopplereffekten ausgesetzt ist.
  • Was noch wichtiger ist: Durch Verwendung der Drehung innerhalb des Senders wird eine vereinfachte Kompensation der kohärenten Trägerfrequenz (oder -phase) ermöglicht, ohne weitere Beschränkungen im Systementwurf, beispielsweise der Wahl der Datenblockgröße. Als Ergebnis der senderseitigen Drehung wird die von dem Modulator 150 vorgenommene Modulation als trägerfreie QPSK-Modulation bezeichnet, im Gegensatz zu der gewöhnlichen QPSK-Modulation.
  • Es sei angemerkt, dass ein Problem bei dem oben beschriebenen Basisbandverfahren darin besteht, dass die Funk-Aufwärtsumwandlung Cosinus- und Sinusmodulatoren erfordert. Es ist nicht einfach, die beiden Analog-Funkmodulatoren exakt auf einem Phasenabstand von 90° zu halten. Wenn die beiden Modulatoren nicht exakt in der Phase ausgerichtet sind, bilden die beiden Signale kein perfek tes Hilbert-Paar (wie es im Stand der Technik bekannt ist) oder eine analytische komplexe Funktion. Es gibt andere Methoden wie z.B. eine digitale Durchlassband-Implementierung, um dieses Problem zu vermeiden. Bei dem Durchlassbandverfahren werden Basisband-Digitalfilter ersetzt durch Gleichphasen- und Quadratur-Durchlassfilter, die ein Hilbert-Paar bilden. Das Ausgangssignal des Gleichphasen-Bandpassfilters wird von dem Quadraturfilter-Ausgangssignal subtrahiert. Das resultierende Signal wird anschließend auf eine Zwischenfrequenz moduliert, wobei ein selektives analoges Bandpassfilter dazu dient, die dazugehörige Spiegelfrequenz zu sperren. Das einer Bandpassfilterung unterzogene Signal wird dann zum Ausstrahlen in Luft in die Hochfrequenz umgesetzt. Dieses Schema vereinfacht das Erfordernis, zwei gut ausgeglichene (um 90° versetzte) Mischer zu verwenden, allerdings auf Kosten eines stärker selektiven Spiegelfrequenzunterdrückungs-Bandpassfilters. (Die Abweichung der Phasendifferenz der beiden Mischer gegenüber den 90° führt zu einer Leistungsverschlechterung.) Um die Selektivitätsanforderungen an das Spiegelfrequenz-Unterdrückungs-Bandpassfilter abzumildern, kann man die Mittenfrequenz der Gleichphasen-/Quadratur-Digitaldurchlassfilter auf eine höhere Frequenz einstellen, was den Einsatz einer höheren Überabtastungsrate L mit sich bringt. Schließlich sollte die Drehfrequenz des Phasendrehers vor den Digitalfiltern derart passend gewählt werden, dass die Basisband- und die Durchlassband-Implementierungen äquivalent sind. Wenn die Mittenfrequenz der Bandpassfilter auf 150 + 180N + X kHz eingestellt wird, sollte die Drehfrequenz auf –X kHz eingestellt werden (wobei N eine natürliche Zahl ≥ 0 und 180 kHz die Symbolrate ist). Insgesamt kann das oben beschriebene Basisbandverfahren zu einer geringen Leistungseinbuße bei der Implementierung des Empfängers 300 führen, was im Folgenden erläutert wird. Man beachte außerdem, dass das Pilotsignal im Fall des Durchlassbands gegenüber der Durchlassband-Mittenfrequenz versetzt sein sollte.
  • Im Empfänger 300 wird ein empfangenes HF-Signal an einen Demodulator 350 gegeben, der in 5 als Blockdiagramm dargestellt ist. Der Demodulator 350 enthält einen HF-Abwärtswandler 505, bei dem es sich um ein "ZF-Filter" handelt, der das empfangene HF-Signal in eine ZF-Frequenz abwärts-wandelt, beispielsweise auf 10,7 MHz, wie im Stand der Technik bekannt ist. Das resultierende ZF-Ausgangssignal wird dann auf einen ZF-Abwärtswandler 510 gegeben, der ein niedriges Durchlassband-ZF-Signal 511 liefert, zentriert bei 150 kHz, und enthaltend das oben angesprochene Pilotsignal bei 250 kHz, welches im Empfänger 300 als Bezugsgröße zur Trägerwiedergewinnung wie als Quelle zum Erzeugen weiterer Taktsignal für den Empfänger dient (was weiter unten noch beschrieben wird). Ein beispielhafter Amplitudengang für das niedrige ZF-Signal 511 im Durchlassband ist in 6 dargestellt.
  • Bevor mit einer Diskussion der übrigen Teile des Demodulators 350 fortgefahren wird, sei angemerkt, dass zum Kompensieren einer möglichen Trägerfrequenzdifferenz zwischen dem übertragenen HF-Signal und dem empfangenen HF-Signal üblicherweise in dem HF-Abwärtswandler 505 eine analoge Trägersignal-Phasenregelschleife (PLL) vorhanden ist. (Obwohl die Analog-Träger-PLL in anderen Bauteilen des Demodulators 350 implementiert sein könnte, implementiert man sie am besten im HF-Teil.) Bei diesem Typ von mobiler Umgebung allerdings unterliegt das empfangene HF-Signal möglicherweise sowohl frequenzselektivem Schwund als auch Amplituden-Schwund (hier als "Flach-Schwund" oder "Flach-Fading" bezeichnet). Deshalb ist die PLL-Schaltung im HF-Abwärtswandler 505 in der in 7 gezeigten Weise so modifiziert, dass sowohl Flach-Schwund als auch frequenzselektiver Schwund berücksichtigt sind.
  • Insbesondere wird ein empfangenes HF-Signal an einen Mischer 605 gelegt, welcher außerdem ein Empfangsoszillator (LO-Signal) 631 empfängt. Zur Vereinfachung sei angenommen, dass der Mischer 605 sämtliche erforderlichen Schaltungsteile enthält, um ein wiedergewonnenes ZF-Signal 606 bei beispielsweise 10,7 MHz zu bilden, wie es aus dem Stand der Technik bekannt ist. Dieses wiedergewonnene ZF-Signal wird an eine automatische Verstärkungsregelung 610 gelegt, die dazu dient, die Amplitude des wiedergewonnenen ZF-Signals so einzustellen, das das oben genannte ZF-Ausgangssignal 506 gewonnen wird. Die Analog-PLL 630 ist eine Phasenregelschleife und sollte einen Kristall enthalten, um das erforderliche LO-Signal 631 zu erzeugen. Wie im Stand der Technik bekannt, justiert die Analog-PLL 630 die Phase des LO-Signals abhängig von einem ZF-Signal, hier dargestellt durch ein ZF-Ausgangssignal 506. Allerdings wird eine analoge PLL 630 entweder im Nachführmodus oder im Verrast-Modus betrieben, abhängig vom Zustand "Hold/Go" des Signals 636. Wenn letzteres Signal den Wert einer logischen "EINS" hat, hält die analoge PLL 630 die Nachführung an und verrastet die Phase des LO-Signals 631. Wenn andererseits das "Hold/Go"-Signal 636 einer logischen "NULL" entspricht, fährt die analoge PLL 630 mit der Justierung der Phase des LO-Signals 631 fort. In anderen Worten:
    Die Rückkopplungsschleife der analogen PLL 630 wird offen gehalten, um eine Fehljustierung dann zu vermeiden, wenn es einen beträchtlichen Flach-Schwund oder einen frequenzselektiven Schwund der Pilotfrequenz gibt.
  • Insbesondere wird der Flach-Schwund des empfangenen HF-Signals von einem Flachschwund-Detektor 651 erkannt, welcher ein Ausgangssignal des AGC 610, welches repräsentativ für die Amplitude des wiedergewonnenen ZF-Signals 606 ist, einem Vergleich unterzieht. Wenn die Amplitude des wiedergewonnenen ZF-Signals 606 niedriger ist als ein vorbestimmter Wert von beispielsweise –110 dBm, legt der Flachschwund-Detektor 615 eine logische "EINS" an ein ODER-Gatter 635. Letzteres liefert eine logische "EINS" an die analoge PLL 630, was die Nachführung sperrt. In ähnlicher Weise dient ein Pilotschwund-Detektor 620 zum Nachweisen eines frequenzselektiven Schwunds um 250 kHz herum. Das oben erwähnte ZF-Signal 511 niedrigen Pegels wird an ein schmalbandiges Filter 625 gelegt, welches um die Pilotsignalfrequenz, beispielsweise 250 kHz, konzentriert ist. Das schmalbandige Filter 625 liefert das wiedergewonnene Pilotsignal 626 an den Piloschwund-Detektor 620. Dieser vergleicht das wiedergewonnene Pilotsignal 626 mit einem Referenzschwellenwert. Solange der Pilotschwund-Detektor 620 das wiedergewonnene Pilotsignal 626 nachweist, wird davon ausgegangen, dass es keinen frequenzselektiven Schwund gibt, und der Pilotschwund-Detektor 620 liefert eine logische "NULL" an das ODER-Gatter 635. Aber immer dann, wenn der Pilotschwund-Detektor 626 das wiedergewonnene Pilotsignal 626 nicht nachweisen kann, liefert der Detektor 620 eine logische "EINS" an das ODER-Gatter 635, welches dann die analoge PLL 630 an einer Justierung der Phase des LO-Signals 631 hindert. Es sei angemerkt, dass das wiedergewonnene Pilotsignal mit Hilfe anderer Verfahren generiert werden kann, beispielsweise unter Verwendung des Entzerrers oder der Kanal-Charakterisierungsanordnung, die unten beschrieben wird. Wenn allerdings andere Verfahren genutzt werden, sollte sich der Fachmann über mögliche beträchtliche Verarbeitungsverzögerungen (Zeitverzögerungen) beim Generieren des wiedergewonnenen Pilotsignals im Klaren sein. Es ist außerdem möglich, den Flachschwund-Detektor oder den Pilotschwund-Detektor so auszubilden, dass diese ihre Ausgangssignale abhängig von der Qualität des Pilotsignals liefern anstelle der logischen Werte "EINS" oder "NULL". Beispielsweise kann der Flachschwund-Detektor ein Ausgangssignal bilden, welches proportional ist zur Differenz zwischen dem empfangenen Signal und einem vorbestimmten Wert von beispiels weise –110 dBm, um die Bandbreite der PLL-Schaltung zu justieren. Im Extremfall befindet sich die PLL im "Haltezustand", indem die Schleifenbandbreite auf "NULL" reduziert wird (offene Schleife). Eine noch weitere Alternative ist die Verwendung unterschiedlicher Wichtungskoeffizienten als Funktion des Eingangssignalpegels, anstatt eine bloße Einstellung auf "EINS" und "NULL" vorzunehmen. Eine Diskussion, ob der Zustand "Hold" oder "Go" angezeigt ist, basiert aus dem Vergleich des Schwellenwerts mit einem berechneten Augenblickswert, oder mit einem Wert, der kumulativ über ein vorab definiertes Zeitintervall errechnet wurde unter Einsatz der Wichtungskoeffizienten.
  • Zurückkehrend zu der 5 liefert, wie oben erläutert wurde, der ZF-Abwärtswandler 510 ein niedriges ZF-Signal 511, welches bei 150 kHz zentriert ist, bei 150 kHz zentriert ist, ωd anstatt ein eher typisches Basisbandsignal abzugeben. Wie oben angemerkt wurde, zeigt 3 ein beispielhaftes Frequenzspektrum für das niedrige ZF-Signal 511, welches den Frequenzbereich von 50 kHz bis 250 kHz belegt. Die Erzeugung des niedrigen ZF-Signals 511 wird im Gegensatz zu einem eher typischen Basisbandsignal im Hinblick auf die Erkenntnis gewählt, dass jegliche mögliche Störabweisung des oberen benachbarten HF-Kanals dadurch zusätzlich verbessert werden kann, dass man ein analoges oder digitales Tiefpassfilter vorsieht, während mögliche Störungen durch einen unteren benachbarten HF-Kanal ausschließlich durch ein ZF-Filter verringert werden müssen. Allerdings ist der Entwurf eines hoch selektiven Filters bei den Zwischenfrequenzen schwieriger. Tatsächlich bringt eine Störung des unteren benachbarten HF-Kanals nach dem Durchgang durch einen typischen HF-Abwärtswandler Verfälschungen aufgrund der am Ende stehenden ZF-Umwandlung in das Hauptsignal ein. um diese Signalverfälschungen einzuschränken, wird ein niedriges Durchlassband-ZF-Signal in der Weise erzeugt, dass das niedrige ZF-Signal 511 zwischen 50 und 250 kHz mit einer "freien" Zone von 0 bis 50 Hz liegt. Diese freie Zone garantiert, dass die ersten 50 kHz der Störung des verbleibenden unteren benachbarten HF-Kanals keine Signalverfälschungen in das Hauptsignal einbringen. In anderen Worten: Wenn das niedrige ZF-Signal 511 auf 100 kHz eingestellt wäre und keine freie Zone vorhanden wäre, müsste das 10,7 MHz betragende ZF-Signal derart ausgebildet werden, dass die Dämpfung im Sperrband bei 10,6 MHz genauso groß wäre wie in dem vorgenannten Fall bei 10,55 MHz. Allerdings mildert die Wahl des niedrigen ZF-Signals 511 mit Zentrierung bei 150 kHz die Dämpfungsanforderungen für das Filter im Sperrband 10,7 MHz. Man be achte außerdem, dass zwar beim herkömmlichen HF-Entwurf von Bedeutung ist, dass der HF-Abwärtswandler 505 keine Welligkeiten und Gruppenlaufzeitverzerrungen in das interessierende Band einbringt, dass diese Anforderungen aber bei der Implementierung gemäß 5 abgemildert sind, da ein digitales System mit einem Entzerrer nachfolgt (was im Folgenden beschrieben wird). Tatsächlich lässt sich eine mögliche Unvollkommenheit des ZF-Filters kompensieren durch einen empfangseitigen Entzerrer, und zwar auf Kosten minimaler Rauschvergrößerung, falls es Rauschen gibt. Wichtig ist allerdings, dass die Signalleistung vor dem ZF-Filter eingestellt wird und dass mögliches internes Systemrauschen vernachlässigbar ist. Tatsächlich lässt sich der ZF-Filter-Frequenzgang in Richtung der niedrigeren Frequenz verlegen, um eine stärkere Sperrbereichsdämpfung für Störungen im unteren Nachbarkanal zu erreichen.
  • Das niedrige ZF-Signal 511 wird an das Filter 590 gelegt, welches so ausgebildet ist, dass es sowohl ein analoges Basisband-Tiefpassfilter als auch ein Hochpassfilter in Reihe beinhaltet. Das Tiefpassfilter (nicht dargestellt) ist mit einer beträchtlichen Sperrbandbereichsdämpfung zwischen 250 und 270 kHz ausgelegt, um Störungen durch den oberen Nachbarkanal zusätzlich zu beseitigen. Dieses analoge Basisband-Tiefpassfilter vermeidet Signalverfälschungen beim Abtastvorgang, die hervorgerufen werden durch eine möglicherweise unzureichende Sperrwirkung des 10,7-MHz-ZF-Filters. Das (nicht gezeigte) Hochpassfilter ist so ausgelegt, dass es Störungen des unteren Nachbarkanals weiter reduziert, welche abträglichen Einfluss auf die Synchronisations-Detektion haben. (Man beachte, dass hierdurch nicht Störungen des unteren Nachbarkanals beseitigt werden, die bereits das Hauptsignal verfälscht haben und zurückzuführen sind auf unzureichende Unterdrückung bei HF-Frequenz-Umsetzungen.)
  • Das niedrige ZF-Ausgangssignal vom Filter 590 wird von dem Analog-Digital-Wandler (A/D-Wandler) 515 mit der dreifachen Symbolrate abgetastet, hier beispielsweise mit 550 kHz (die Nyquistfrequenz liegt bei 270 kHz). Der Strom digitaler Abtastwerte 516 von dem A/D-Wandler 515 wird an eine digitale Verstärkungsregelung (DGC) 520 gelegt, die einen Strom empfangener digitaler Abtastwerte 521 bildet. Letzterer wird an einen Korrelator 525 und eine Verzögerungsleitung (oder einen Puffer) 530 gelegt.
  • Die Verzögerungsleitung 530 ist so ausgebildet, dass sie die Verarbeitungsverzögerung beim Verarbeiten des Kanalimpulses, die Koeffizientenberechnung für den Entzerrer und die Verzögerung berücksichtigt, die erforderlich ist, um die Mittelbereichsentzerrung zu implementieren (diese werden sämtlich unten erläutert) berücksichtigt.
  • Beim üblichen Empfängerentwurf wird ein Hilbert-Filterpaar dazu eingesetzt, Gleichphasen- und Quadratur-Signalkomponenten zu erzeugen, und ein komplexer (kreuzgekoppelter) Entzerrer dient zur Wiedergewinnung des übertragenen Basisbandsignals. Der komplexe (kreuzgekoppelter) Entzerrer beinhaltet vier Filter, die so angeordnet sind, dass die Gleichphasen- und Quadratur-Ausgangssignale jeweils von zwei Filtern erzeugt werden. Beispielsweise ist das Gleichphasen-Ausgangssignal das Ergebnis einer ersten Filterverarbeitung des Gleichphasen-Eingangssignals und einer zweiten Filterverarbeitung des Quadratur-Eingangssignals. Das Quadratur-Ausgangssignal ist in ähnlicher Weise gebildet durch ein unterschiedliches Filterpaar. Ungeachtet dieses offensichtlichen Vorschlags ermöglicht die oben angesprochene Erzeugung eines niedrigen Bandpass-ZF-Signals im Gegensatz zu einem eher herkömmlichen Basisbandsignal die Verwendung eines nicht-kreuzgekoppelten Entzerrers 570.
  • Der Entzerrer 570 setzt sich aus zwei Filtern zusammen, eines für die Gleichphase (I-EQ 570-1), das andere für den Quadraturteil (Q-EQ 570-2). Diese beiden Filter haben ein gemeinsames Eingangssignal bei einer Rate von 3/T, hier als geringfügig beabstandete Abtastungen bezeichnet. Jedes Filter erzeugt wiedergewonnene Gleichphasen- und Quadratur-Ausgangssignale bei einer Rate von 1/T mit Hilfe der Abtaster 575-1 und 575-2. Obwohl hier nicht beschrieben, lässt sich mathematisch nachweisen, dass ein nicht-kreuzgekoppelter Entzerrer 570 nicht nur ein zweidimensionales Signal wiedergewinnt, sondern außerdem ein Hilbert-Paar bildet. Dieses Ergebnis ist deshalb wichtig, weil damit sowohl Gleichphasen- als auch Quadratur-Entzerrerkoeffizienten aus dem ausschließlichen Gleichphasen-Kanal-Tonsignal gebildet werden (dies wird unten beschrieben).
  • Es sei angemerkt, dass die Entzerrer-Hardware-Komplexität durch Verwendung eines 3/T-Entzerrers vom nicht-kreuzgekoppelten Typ im Vergleich zu einem kreuzgekoppelten Entzerrer für 2/T reduziert wird. Obwohl beispielsweise der Entzerrer 570 bei einer Abtastrate von 3/T arbeitet, sind nur zwei Filter erforder lich. Dies entspricht einer Einsparung von 25% in der Entzerrer-Hardware im Vergleich zu dem kreuzgekoppelten 2/T-Entzerrer mit vier Filtern, zusätzlich zu den Einsparungen eines Hilbert-Filterpaars, welches vor dem kreuzgekoppelten Entzerrer angeordnet ist.
  • Die Gleichphasen- und Quadratur-Ausgangssignale (bei denen es sich um Ströme von digitalen Abtastwerten oder Proben bei einer Symbolrate von 1/T handelt) werden an eine Trägerrückgewinnungsschleife 580 gelegt, die einen möglichen Phasenversatz ϕk im empfangenen Signal kompensiert. Wie oben beschrieben, kann, da ein Rotator im Sender 100 vorhanden ist, um die Durchlassbanderzeugung des niedrigen ZF-Signals 511 zu kompensieren, eine Phasenregelschleife niedriger Ordnung im Empfänger 300 verwendet werden (wie bereits beschrieben wurde), um mögliche Frequenz-/Phasenänderungen im empfangenen HF-Signal rasch zu verfolgen. Diese Fähigkeit, das empfangene HF-Signal rasch zu erfassen, ist besonders dann wichtig, wenn sich der Empfänger in einem sich bewegenden Fahrzeug befindet und den oben angesprochenen Dopplereffekten ausgesetzt ist.
  • Allerdings wird bei diesem Ausführungsbeispiel die Träger-Wiedergewinnungsschleife durch eine digitale Träger-Wiedergewinnungsschleife 580 gebildet, die einen Phasendrehungsabschätzer 580-2 und einen Phasenrotator 580-1 beinhaltet. Aus Gründen der Anschaulichkeit sei angenommen, dass der Phasendrehungsabschätzer 580-2 in einem (nicht dargestellten) digitalen Signalprozessor (DSP) implementiert ist. Der DSP misst die Winkeldifferenz zwischen dem Entzerrer-Ausgangssignal und ihrer idealen Lage, um diese Information zu dem Phasenrotator 580-2 zurückzuführen und so die Winkeldifferenz gegenzudrehen. Die Phasendifferenz wird erhalten durch Mitteln über 32 Symbole und durch Verwenden der resultierenden Berechnung für die nachfolgenden 300 Symbole. Im Ergebnis werden lediglich sechs Abschätzungen in einem gesamten Rahmen oder Datenblock durchgeführt (wie dies durch den Rahmen 205 in 4 dargestellt ist). Es handelt sich hier um eine blockweise Vorwärts-Korrekturprozedur zu einer typischen Phasenregelschleifen-Rückkopplungsimplementierung, bei der der Fehler aus der Differenz zwischen der abgeschnittenen Position gefiltert und dazu benutzt wird, eine Phasenregelschleife anzusteuern, um die Abschätzung zu erhalten. Diese Vorwärts-Korrekturprozedur ist einfach und wirksam beim Verfolgen insbesondere eines sich schnell bewegenden Fahrzeugs. Allerdings ist der in der Frequenz versetzte Nachführbereich äußerst begrenzt, beispielsweise in der Größenordnung von lediglich ±18 Hz. Außerdem kann die Trägerphasenänderung alle 300 Symbole schwerwiegend genug sein, um eine Beeinträchtigung zu verursachen. Es sollte beachtet werden, dass die Implementierung einer symbolweisen Phasenregelschleife zweiter Ordnung oder einer zusätzlichen Frequenznachführschleife in dem Träger-Wiedergewinnungsschleifensystem eine weitere Verbesserung der Nachführung mit sich bringen kann.
  • Bevor mit einer Beschreibung der Verarbeitung des phasenkorrigierten Symbolstroms fortgefahren wird, welcher durch die digitale Träger-Wiedergewinnungsschleife 580 erhalten wird, soll die Aufmerksamkeit nun auf den Korrelator 525, den Musteranpasser 540, das Entscheidungselement 565 und das Kanalantwortelement 535 gerichtet werden. Diese Elemente liefern die Funktionen für die Rahmensynchronisation und die Kanalcharakterisierung.
  • Was die Rahmensynchronisation angeht, ist ein Synchronisations-Detektoralgorithmus im Allgemeinen derart ausgelegt, dass ein vorbestimmtes Signalmuster (auch als Übungssignal oder dergleichen bezeichnet) im Empfänger mit dem ankommenden Signal abgeglichen wird. Gibt es eine Übereinstimmung, so wird auf Synchronisation erkannt. Die Bauelemente zum Produzieren der Information zum Bestimmen, ob eine Übereinstimmung vorliegt oder nicht, werden als Korrelator bezeichnet. Ein Fehler im Ausgang des Korrelators wird abhängig davon erhöht oder erniedrigt, ob ein spezielles Symbol innerhalb des Synchronisationssignals eine Übereinstimmung aufweist oder nicht. Das Ergebnis im Zähler gibt die Ähnlichkeit zwischen dem ankommenden Signal und dem im Empfänger gespeicherten Signalmuster an. Ein solcher Zähler wird als Vertrauenszähler bezeichnet. Ein solcher einfacher Synchronisationsmechanismus macht lediglich von einer begrenzten Information Gebrauch, die von einem Korrelator verfügbar gemacht wird. Das reguläre Datensignal kann, wenn keine Beschränkungen vorliegen, ein Muster ähnlich dem Synchronisationssignal aufweisen und zu einer Falschdetektion führen.
  • Allerdings habe ich erkannt, dass ein Synchronisations-Detektorbauelement sich verbessern lässt, wenn das Synchronisationssignal so ausgelegt ist, dass der Korrelator beim Abgleichen des Synchronisationssignals unverkennbare Signalcharakteristika liefert, die dazu dienen können, das Synchronisationssignal vom Datensignal in einer verrauschten Umgebung zu unterscheiden. In diesem Fall wird ein spezielles Übungssignal oder Lernsignal mit einer gewissen Eigenschaft benötigt. Außerdem ist es wünschenswert, dass die im Synchronisationsprozess aus diesem speziellen Übungssignal gewonnene Information dazu benutzt wird, die Kanalcharakteristik (Kanalklang) zu ermitteln.
  • Deshalb wird ein Synchronisationsmuster mit unverkennbaren Eigenschaften seiner Autokorrelationsfunktion dazu benutzt, die Synchronisationsfähigkeit zu steigern. Beispielsweise ist dies ein Grund für die Verwendung einer binären Pseudozufallssequenz im Kopfblock 206. Wenn eine derartige Sequenz im Sender wiederholt wird und im Empfänger korreliert wird mit einer Kopie des nicht-wiederholten Musters, erzeugt der Korrelator einen hohen Wert (Spitzenwert), wenn es eine Übereinstimmung gibt, und niedrige Werte (eine Ruhezone) sonst. Da die Sequenz wiederholt wird, kann vorab bekannte Information über die Periodizität und die Breite der Spitzenwerte und der Ruhezone dazu genutzt werden, die Detektierfähigkeit zu steigern.
  • Wenn eine derartige Sequenz der Länge N mit Symbolen die Werte 1 und 0 annehmen, im Sender wiederholt wird und im Empfänger korreliert wird mit einer gespeicherten Kopie der Sequenz, die Werte 1 und –1 (–1 ist Ersatz für 0), liefert das Korrelator-Ausgangssignal einen hohen Spitzenwert mit der Amplitude (N + 1)/2, wenn die Sequenz übereinstimmt, ansonsten einen niedrigen Wert. Es ist außerdem möglich, Sequenzen der Werte 1 und –1 im Sender zu verwenden und sie mit einer gespeicherten Kopie einer Sequenz von Werten 1 und 0 zu korrelieren. Das empfangene Signal kann zur einfachen Verarbeitung hart auf eine 1 oder eine 0 abgeschnitten werden. Allerdings ist dieses Verfahren für sich genommen dann nicht stabil, wenn es schwerwiegende Kanalstörungen gibt, beispielsweise in einer mobilen Umgebung. Deshalb wird, wie im Folgenden beschrieben wird, angenommen, dass jede Korrelator-Eingangsgröße volle Genauigkeit beibehält, welche durch den A/D-Wandler vorgegeben ist. Das heißt: Das Korrelator-Ausgangssignal ist repräsentativ für reelle Zahlen und ist nicht begrenzt auf eine einfache logische 1 oder 0.
  • Wieder zu der 5 zurückkehrend, wird der Strom empfangener digitaler Abtastwerte 521 an den Korrelator 525 gelegt. Letztere ist durch eine Sub-Korrelator-Struktur implementiert. Beispiele für Sub-Korrelator-Strukturen finden sich in dem US-Patent 5 260 972 mit dem Titel "Technique for Determining Signal Dispersion Characteristics in Communications Systems", ausgegeben am 9. November 1993 an Wang, außerdem in dem US-Patent 5 406 586 mit dem Titel "Signal Correlation Technique", ausgegeben am 11. April 1995 an Wang. Es sei angemerkt, dass, wenn die Synchronisationssymbole nicht länger auf eindimensionale Symbole beschränkt sind, weitere Sätze von Korrelatoren erforderlichen sind.
  • Der Synchronisationsprozess ist so ausgelegt, dass er den Beginn jedes 10 ms dauernden Datenblocks detektiert, welcher sich aus zwei aufeinander folgenden 31PN-Sequenzen zusammensetzt, gefolgt von einem Teil-24PN-Segment (die oben angesprochenen 86 Symbole des Kopfteils 206). Unter Verwendung einer Kopie der 31PN-Sequenz als Koeffizienten und durch Empfangen eines Eingangssignals mit voller Genauigkeit erzeugt der Korrelator 525 ein Korrelator-Ausgangssignal 526. Ein Beispiel für das Korrelator-Ausgangssignal 526 ist in 8 gezeigt, die das Korrelator-Ausgangssignal 526 beim Empfangen des Kopfblocks 206 eines Rahmens darstellt. Beispielsweise entspricht eine Zone 11 dem hinteren Ende des Datenabschnitts des vorausgehenden Rahmens, die Zone 12 entspricht allgemein dem Kopfteil 205 des laufenden Rahmens, und die Zone 13 entspricht dem Beginn des Datenabschnitts des laufenden Rahmens. (Die beiden 7PN-Synchronisationssymbole, die in dem Kopfblock 206 verbleiben, werden entzerrt und beim Synchronisieren des Entschachtelers sowie zum Justieren der Symbollage in jedem empfangenen Datenblock verwendet, wie unten beschrieben wird).
  • Das Korrelator-Ausgangssignal 526 wird auf den Vertrauenszähler 540 gegeben, der folgende Schaltungselemente enthält: Abschneiden oben 545, Abschneiden unten 555, Hochmusterübereinstimmung 550, und Niedrigmusterübereinstimmung 560. Die Hochabschneideschaltung 545 schneidet das Korrelator-Ausgangssignal 556 zur Bildung einer 1 oder einer 0 abhängig davon ab, ob der Absolutwert des Signals einen vorbestimmten hohen Schwellenwert übersteigt oder nicht. In ähnlicher Weise schneidet die Niedrigabschneideschaltung 55 das Korrelator-Ausgangssignal 526 zur Bildung einer 1 oder einer 0 abhängig davon ab, ob der Absolutwert des Signals niedriger als ein vorbestimmter niedriger Schwellenwert ist oder nicht. Es besteht die Möglichkeit, die eben genannten Werte 0 oder 1 durch reale Zahlen darzustellen, um die Qualität des Signals wiederzugeben, wenn ein Vergleich mit dem hohen oder niedrigen Schwellenwert erfolgt. Diese zwei abgeschnittenen Ausgangssignale werden dann an eine Hochmuster-Abgleichschaltung 550 bzw. eine Niedrigmuster-Abgleichschaltung 560 gegeben. Die Hochmuster-Abgleichschaltung 550 und die Niedrigmuster-Abgleichschaltung 560 werden hier auch als Sekundärkorrelatoren bezeichnet. Letztere erzeugen Information, um anzugeben, wie ähnlich die Eingangssignal-Autokorrelation im Vergleich zu der mit dem vorab gespeicherten Signal ist. Die Information von dem hohen und niedrigen Sekundärkorrelator wird dann gewichtet und summiert zwecks Synchronisationsentscheidung durch den Entscheider 565, der ein Synchronisationssignal (SYNC) liefert.
  • Es sei angemerkt, dass ein Korrelator mit einem hart geschnittenen Eingangssignal gut definierte Spitzenwerte und Ruhezonen im Ausgangssignal besitzt, wenn das abgeschnittene Eingangssignal korrekt ist. Wie oben angesprochen, wird davon ausgegangen, dass bei vorhandenen Kanalbeeinträchtigungen ein eine volle Genauigkeit akzeptierender Korrelator verwendet wird. Das Ausgangssignal eines Korrelators für volle Genauigkeit ist die Faltung der Antwort eines hart geschnittenen Korrelators und der Kanal-Impulsantwort. Da das empfangene Signal bandbegrenzt ist und durch Mehrwegeinflüsse verzerrt ist, existieren keine Ruhezonen, wenn die Kanalbreite nicht größer ist als die Länge der übertragenen PN-Sequenz. Um daher eine vollständige Verfälschung der Ruhezone zu vermeiden, wird eine 31-Symbol-PN-Sequenz verwendet, da die 31-PN-Sequenz viel länger ist als die Kanalbreite im schlimmsten Fall. Dies stellt sicher, dass es Bereiche im Korrelator-Ausgangssignal gibt, die ruhig sind und dazu dienen können, in zuverlässiger Weise eine Synchronisationsdetektierung vorzunehmen. Ein hohes (Spitzenwert-) Schwellenwertmuster dient zum Detektieren periodischer Spitzenwerte, die durch 31 Symbole voneinander getrennt sind. Die Breite jeder Spitzendetektionszone in dem hohen Schwellenwertmuster beträgt L Proben, wobei L = 3, oder ein Symbol. Ein niedriges Schwellenwertmuster dient zum Detektieren periodischer Ruhezonen. Die Breite jeder Ruhezone-Detektierung beträgt N Proben, typischerweise 18 oder 6 Symbole. Die Zone, in der möglicherweise eine Antwort vorhanden ist, die durch Mehrwegeinflüsse hervorgerufen ist, wird als die "Ignorierzone" bezeichnet. Ihr Beitrag wird dadurch auf Null gesetzt, dass die zugehörigen Koeffizienten der Sekundärkorrelatoren auf Null eingestellt werden.
  • (Es sei angemerkt, dass in der Zone 12 in 8 der erste erwartete Spitzenwert der ersten 31PN-Sequenz in gewissem Ausmaß korreliert ist mit Daten vom Ende des vorhergehenden Rahmens. Allerdings besitzt die zweite empfangene 31PN-Sequenz ohne Verfälschung klare Spitzenwerte und Ruhezonen, da die zweite 31PN-Sequenz theoretisch mit der ersten 31PN-Sequenz korreliert ist. Die abschließende PN-Sequenz kann weniger als einen Spitzenwert haben, da es sich nur um eine 24PN-Sequenz handelt.)
  • Dies ist in 9 dargestellt, die mit 8 identisch ist, außer der anschaulichen Bezeichnung einer "Spitzendetektionszone" (P), einer "Ignorier-Detektorzone" (I) und einer "Ruhedetektorzone" (Q). Im Verlauf der Spitzendetektionszone wird ein Spitzenabgleichmuster gesucht. Hinter der Spitzendetektionszone wird das Korrelator-Ausgangssignal für eine Zeitspanne ignoriert, welche durch die Ignorier-Detektorzone dargestellt wird (auch gezeigt als ni). Nach letzterer Zone wird ein Ruhezonenabgleichmuster während der Ruhedetektorzone gesucht. In 10 sind beispielhafte Spitzenwertabgleich- und Ruhezonen-Abgleichmuster dargestellt.
  • Im Wesentlichen schaut dieser Synchronisationsprozess nach hohen und niedrigen Werten in der Periodizität des Rahmensignals. Ungeachtet einer hohen Übereinstimmung während der Spitzendetektionszone wird eine niedrige Übereinstimmung während der Ruhedetektorzone dazu benutzt, den Beginn eines Rahmens zu verifizieren. Die Ignorierzone kompensiert Reflexionen, Verzögerungen etc. im empfangenen Signal. Dieses allgemeine Verfahren zur Verwendung in dem Entscheider 565 ist in den 11, 12 und 13 dargestellt.
  • Wenn am Anfang der Empfänger 30 zunächst auf eine betreffende Frequenz abgestimmt wird, beginnt der Entscheider 565 in einem "Erfassungsmodus", wie in 11 dargestellt ist, wobei keine Synchronisation erklärt wird. Ein Übereinstimmungszähler, der beispielsweise eine Variable oder ein Register sein kann, wird zunächst in Schritt 60 auf Null gesetzt. Im Schritt 61 versucht der Synchronisationsprozess, einen Kopfblock zu detektieren. Ist ein Kopfblock detektiert, wird der Übereinstimmungszähler im Schritt 62 erhöht, es werden mehrere Symbole n3 im Schritt 63 übersprungen, und es wird ein Versucht im Schritt 64 unternommen, erneut einen Kopfblock zu detektieren. Die mehreren Symbole n3 beziehen sich auf die (unten erläuterte) Rahmenlänge. Wird kein Kopfblock detektiert, kehrt der Entscheider 565 zum Schritt 61 zurück. Wird allerdings ein Kopfblock detektiert, wird der Entscheidungszähler im Schritt 65 erhöht. Wenn der Entscheidungszähler mit seinem Inhalt einer vorab definiert Zahl M1 entspricht, schaltet der Entscheider 565 im Schritt 67 in den Bereitschaftsmodus um und arbeitet entsprechend 13 (was unten beschrieben wird). Wenn beispielsweise M1 den Wert von drei hat, tritt nach dreimaligem Erkennen eines Kopfblocks ein Übergang in den Bereitschaftszustand auf, und es wird ein Synchronisationssignal (sync) geltend gemacht. Dieses Erfordernis der sequenziellen Abgleichung mehrerer Kopfblöcke liefert einen Vertrauenswert vor einer Synchronisations-Erklärung und einem Übergang in einen "Dauerzustandsmodus". Wenn allerdings der Übereinstimmungszähler nicht den Wert M1 hat, überspringt der Entscheider 565 n3 Symbole und geht zum Schritt 63. Es sei angemerkt, dass der Wert der Zahl M1 statisch oder variabel sein kann. Wenn z.B. der Empfänger zunächst eingeschaltet wird (oder wenn als Erstes eine Abstimmung auf einen Sender erfolgt), kann der Wert von M1 höher sein als ein Wert von M2, wenn die Rückkehr in den Erfassungsmodus das Ergebnis eines Synchronisationsverlustes war. Dies liefert einen höheren Vertrauenswert dann, wenn das Signal als Erstes erfasst wird. Ein geringerer Vertrauenswert kann allerdings bei der Handhabung der Neusynchronisation toleriert werden.
  • Der Unterschied zwischen den Schritten 61 und 64 beruht auf der Annahme bezüglich der Lage innerhalb jedes empfangenen Rahmens, wenn das Detektieren eines Kopfblocks versucht wird. in Verbindung mit 61 wird das Erfassen des Kopfblocks an einem beliebigen Punkt innerhalb des empfangenen Signals begonnen. Das heißt, das empfangene Signal wird im Schritt 61 nach einer Spitzenwertzone "abgesucht", wie in 11 gezeigt ist. Nachdem ein Kopfblock dann erkannt wurde und es sich um einen echten Kopfblock handelt, sollte eine ähnliche Detektion zu Beginn der nächsten Rahmens durchgeführt werden, der um ein festes Zeitintervall später folgt, hier dargestellt durch das Überspringen von n3 Symbolen. In diesem Zusammenhang "schaut" die Kopfblockdetektion im Schritt 63 nach dem Kopfblock um ein passendes Zeitintervall später (wegen der vorab bekannten Periodizität des Signals lässt sich der Datenabschnitt des Rahmens einfach überspringen).
  • Obwohl nicht separat dargestellt, erfassen im Ergebnis die Schritte 61 und 64 den Kopfblock auf die gleiche Weise. Dies ist in 12 dargestellt, die ein Flussdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zum Erkennen eines Kopfblocks zeigt. Im Schritt 50 sucht der Synchronisationsprozess nach einer Spitzenzone, d.h. der Entscheider 565 wartet auf das Erkennen irgendeines Hinweises auf die Spitzenzone von dem Vertrauenszähler 540. Beim Erkennen einer Spitzenzone überspringt der Synchronisationsprozess im Schritt 51 n1 Symbolintervalle, um mögliche Signalreflexionen etc. (dies ist eine Ignorierzone) zu kompensieren. Im nächsten Schritt 52 schaut der Synchronisationsprozess nach einer Ruhezone. Wird innerhalb eines vorab definierten Zeitintervalls keine Ruhezone erkannt, kehrt der Synchronisationsprozess zurück zum Schritt 50, um eine Spitzenzone zu suchen. Wird allerdings eine Ruhezone erkannt, schaut der Entscheider 565 im Schritt 54 nach einer Spitzenzone innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls. Wird keine Spitzenzone erkannt, kehrt der Synchronisationsprozess zum Schritt 50 zurück, um nach einer Spitzenzone zu suchen. Beim Erkennen einer Spitzenzone im Schritt 54 überspringt der Synchronisationsprozess n2 Symbolintervalle im Schritt 55, um mögliche Signalreflexionen etc. zu kompensieren (es ist dies eine weitere Ignorierzone), wobei n2 ≥ n1. Die Werte n1 und n2 werden experimentell auf der Grundlage des Wissens über die ungünstigste Kanalbreite ermittelt. Im nächsten Schritt 56 schaut der Synchronisationsprozess nach einer Ruhezone. Wird innerhalb eines vordefinierten Zeitintervalls keine Ruhezone erkannt, kehrt der Synchronisationsprozess zum Schritt 50 zurück, um innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls eine Spitzenzone zu suchen. Bei Erfassen einer Ruhezone schaut der Entscheider 556 im Schritt 58 nach einer Spitzenzone. Wird keine Spitzenzone erkannt, geht der Synchronisationsprozess zur Suche nach einer Spitzenzone zum Schritt 50 zurück. Bei Erkennen einer Spitzenzone hat der Synchronisationsprozess einen Kopfblock erfasst. Man beachte, dass die Summe der beim Überspringen von Ignorierzonen und Suchen nach Spitzen- und Ruhezonen verstrichenen Zeitintervalle derart angelegt ist, dass die Periodizität von 31PN vorteilhaft genutzt wird.
  • Im Dauerzustand kann das oben anhand der 12 beschriebene Verfahren auch für jeden Rahmen verwendet werden. Alternativ kann man von anderen Verfahren Gebrauch machen, von denen eines in 13 dargestellt ist. Bei diesem Verfahren wird am Anfang ein Fehl-Zähler, bei dem es sich um eine Variable oder ein Register handeln kann, auf Null gesetzt. Im Schritt 72 schaut der Entscheider 565 nach einer Spitzenzone im nächsten Rahmen, die im vorliegenden Beispiel n4 Symbole später auftritt. Hier gilt n4 > n3, weil, wie weiter unten noch beschrieben wird, lediglich die erste Spitzen- und Ruhezone erkannt werden, folglich mehrere Abschnitt des Rahmens übersprungen werden müssen. Wird eine Spitzenzone erfasst, überspringt der Entscheider 565 n1 Symbolintervalle im Schritt 73 und schaut im Schritt 74 nach einer Ruhezone. Wird allerdings keine Spitzenzone erfasst, so wird im Schritt 75 eine Fehlermeldung deklariert, und der Fehl-Zähler wird erhöht. Der Wert des Fehl-Zählers wird im Schritt 76 geprüft. Ist der Wert größer als eine vorbestimmte Zahl M2, so wechselt der Entscheider 565 zurück zum Erfassungsmodus, d.h. die Synchronisation ist verloren gegangen, und der Entscheider 565 arbeitet gemäß der oben beschriebenen 11. Ansonsten geht der Entscheider 565 zum Schritt 81 und folglich zu dem oben beschriebenen Schritt 72. Der Wert n5 ist größer als n4, da mehr Symbole zu überspringen sind (dargestellt durch die Zeit zur Verarbeitung der Schritt 73, 74, 78 und 79).
  • Wenn im Schritt 74 eine Ruhezone erfasst wird, liefert der Entscheider 565 im Schritt 70 ein Sync-Signal, überspringt im Schritt 71 n4 Symbole und schaut im Schritt 72 nach einer Spitzenzone zu Beginn des nächsten Rahmens. Wenn hingegen keine Ruhezone erfasst wird, wird im Schritt 78 eine Fehlermeldung deklariert, und der Fehl-Zähler wird erhöht. Der Wert des Fehl-Zählers wird im Schritt 79 geprüft. (Hier wird angenommen, dass ein Verfehlen durch ein unzulässiges Sync-Signal repräsentiert wird, beispielsweise eine logische NULL gegenüber einer logischen EINS, oder durch ein Mehrfachbit-Signal als Sync-Signal mit einem speziellen Bitmuster. Alternativ kann von dem Entscheider 575 ein separates Signal geliefert werden.) Wenn der Wert des Fehl-Zählers größer als die vorbestimmte Zahl M2 ist, wechselt der Entscheider 565 zurück zum Erfassungsmodus, d.h. die Synchronisation ist verloren gegangen, und der Entscheider 565 arbeitet gemäß der oben beschriebenen 11. Ansonsten geht der Entscheider 565 zum Schritt 71 und fährt mit dem Verfahren fort. Beim vorliegenden Beispiel kann der Fehl-Zähler so lange erhellt werden, bis der oben angesprochene Schwellenwert erreicht ist. Allerdings können zum Zurücksetzen des Fehl-Zählers Abwandlungen genutzt werden. Beispielsweise kann der Fehl-Zähler periodisch zurückgesetzt werden, wenn innerhalb einer vorbestimmten Zeitspanne kein Verfehlen erfasst wird. Außerdem kann der Fehl-Zähler jedes Mal dann zurückgesetzt werden, wenn im Schritt 70 ein Synchronisationssignal geliefert wird.
  • Außerdem sei angemerkt, dass ein Verfehlen bei dem Versuch des Detektiervorgangs oder ein Mangel an Synchronisation in vorteilhafter Weise dazu genutzt werden kann, den Rauschabstand des Kanals anzugeben. Bei einem Nicht-Detektieren beispielsweise oder bei einem Mangel an Synchronisation wird an den Reed-Solomon-Dekodierer ein Signal (z.B. das Sync-Signal) gesendet. Der Dekodierer ignoriert dann zum Zweck der Fehlerkorrektur den gerade empfangenen Rahmen. Dies ist effizienter als das Akkumulieren von Fehlerinformation des empfangenen Signals über eine Zeitspanne hinweg, wie dies typisch für bekannte Systeme ist, bei denen in einem Reed-Solomon-Dekodierer eine Löschung erfolgt. Beispielsweise ist es bekannt, basierend auf dem Abschneiden eines Ausgangssignals eines Entzerrers eine Fehlerstatistik zu erstellen. Wenn sich der Fehler über einen gewissen Schwellenwert hinweg akkumuliert, ignoriert eine Schaltung ähnlich dem Ree-Solomon-Dekodierer anschließend das empfangene Signal für eine gewisse Zeitspanne. Allerdings erübrigt das bloße Verwenden des oben angesprochenen Sync-Signals diese Schaltung.
  • Wie oben ausgeführt wurde, wird alle 10 ms das Ton- oder Klangsignal (sounding) gesendet. Basierend auf theoretischen und experimentellen Ergebnissen wurde festgestellt, dass dies die Höchst-Fahrzeuggeschwindigkeit auf zwischen 135 und 20 km/h begrenzt, abhängig von der Schärfe des Kanals. Die Fähigkeit, mit der Fahrzeuggeschwindigkeit fertig zu werden, nimmt linear mit der Zunahme der Wiederholungsrate des Sounding-Signals zu. Wenn beispielsweise das Sounding-Signal alle 5 ms übertragen wird, könnte die obere Fahrzeuggeschwindigkeit im Bereich von 270 bis 400 km/h liegen.
  • Es können auch andere Verfahren zum Bestimmen der Synchronisation mit der Schaltung nach 5 angewendet werden. Im Gegensatz zu dem obigen seriellen Vorgehen zum Auswerten der Ausgangssignale des Vertrauenszählers 540, wie dies anhand der 11 und 12 erläutert wurde, kann man auch von einer Verbundentscheidungs-Analyse Gebrauch machen.
  • Nachdem die Rahmensynchronisation erst einmal erreicht ist, wird die in das Korrelator-Ausgangssignal 526 eingebettete Kanalimpulsantwort verarbeitet, um Entzerrerkoeffizienten für den Entzerrer 570 zu erhalten. Insbesondere wird nach dem Feststehen der Synchronisation der vorab definierte Kopfblock, d.h. das Übungssignal, identifiziert und dazu benutzt, die Kanalimpulsantwort darzustellen. Dies ist deshalb besonders nützlich, weil ein mobiler drahtloser Kanal durch das Vorhandensein von Mehrfachreflexionswegen gekennzeichnet ist. Insofern lässt sich das empfangene Signal betrachten als eine Zusammensetzung aus einem Hauptsignal und einer signifikanten Anzahl indirekter Signale, die durch Reflexionen hervorgerufen werden. Die Schwierigkeit beim Empfang wird weiter dadurch verschärft, dass es eine kontinuierliche Änderung in dem Kanal gibt, wobei die Schwierigkeiten noch größer werden, wenn Datensymbole mit einer Rate übertragen werden, die oberhalb von einigen 100 kHz liegen. Beispielsweise bewirken wenige Mikrosekunden betragende Verzögerungen zwischen den einzelnen Wegen eine Intersymbolinterferenz oder Zwischensymbolinterferenz unter zahlreichen Datensymbolen. Im Ergebnis werden zur Wiedergewinnung von Daten in dieser Art von Kommunikationsumgebung Kanalkenngrößen benötigt, um die durch den Kanal hervorgerufenen Beeinträchtigungen zu korrigieren.
  • Die Kanalcharakterisierung lässt sich folgendermaßen beschreiben: Im Sender wird ein bekanntes Lehr- oder Übungssignal über einen unbekannten Kanal gesendet. Am Empfänger wird das betrachtete empfangene Signal zur Charakterisierung des Kanals verwendet. Wir definieren A(f) als Übungssignal-Frequenzspektrum, Hi(f) als Senderfrequenzantwort, Hc(f) als Kanalfrequenzantwort, Hu(f) als Tunerfrequenzantwort, B(f) als die Kanalcharakterisierungs-Frequenzantwort beim Empfänger und T(f) als die Gesamtfrequenzantwort. (Zur Zeit wollen wir annehmen, dass das System rauschfrei ist.) T(f) = A(f)Hi(f)Hc(f)Hu(f)B(f) (12)
  • Wenn A(f)B(f) im Übertragungsband einer Konstanten k entspricht, im Folgenden als "Verarbeitungsverstärkung" bezeichnet, so erhalten wir T(f) = kHi(f)Hc(f)Hu(f) (13a)oderT(f) = kH(f) (13b)wobei H(f) die Gesamt-Übertragungsfunktion ist und die Kanalinformation erhalten wird. Mit Hilfe dieser Information lassen sich die Entzerrerkoeffizienten zum Korrigieren der Kanalverzerrung gewinnen. Die im Folgenden beschriebenen Methoden charakterisieren einen Mehrwegekanal präzise und liefern unterschiedliche Arten von Information für die Synchronisation und die Trägerphasenversatz-Abschätzung, wie oben erläutert wurde.
  • Wenn der Kanal durch Rauschen beeinträchtigt ist, so gilt: T(f) = kH(f) + √kN(f), (14)wobei N(f) das Kanal-Rauschleistungsspektrum und k die Verarbeitungsverstärkung gemäß obiger Beschreibung ist. Das Verhältnis k|H(f)|2/N(f) integriert über das Übertragungsband, definiert den Kanalabschätzungs-Rauschabstand. Je größer die Verarbeitungsverstärkung ist, desto besser ist der Schutz der abgeschätzten Kanalcharakteristik gegenüber Rauschen. Im Allgemeinen gilt: Je länger das Übungssignal andauert, desto besser ist die Charakterisierung des betreffenden Übertragungskanals. Bei diesem Entwurf entspricht das Übungssignal dem oben angesprochenen Kopfblock. Folglich gibt es der Übertragung-Übermenge und der Zeitspanne, die zur Charakterisierung des Übertragungskanals angesetzt wird. Dieser Kompromiss wird hier dargestellt durch die Auswahl von 86 Symbolen im Kopfblock 206 als die Länge des Übungssignals zur Synchronisation und zum Zweck des Channel-Sounding.
  • Wie bereits früher erwähnt, bildet der Entzerrer 520 ein Hilbert-Paar, so dass Koeffizienten für Gleichphasen und Quadraturentzerrer des Entzerrers 570 aus ausschließlich der Gleichphasenkanalantwort gewonnen werden können. Insoweit findet das zugeordnete Kanalantwortelement 535 als Erstes die Gleichphasenkanal-Impulsantwort eingebettet in das Korrelator-Ausgangssignal 526. Die Quadratur-Entzerrerkoeffizienten werden dann mittels einer Hilbert-Transformation erhalten.
  • Ein anschauliches Verfahren zum Gewinnen linearer Entzerrerkoeffizienten ist in 14 gezeigt. (Man kann Abwandlungen eines Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrers verwenden, verwiesen sei auf die Anmeldung von Gadot et al., Aktenzeichen 08/322 877, eingereicht am 13. Oktober 1994 und erteilt am 15. November 1995.) Im Schritt 30 empfängt das Kanalantwortelement 535 von dem Detektorbauelement 575 das Sync-Signal, welches signalisiert, dass das Korrelator-Ausgangssignal 526 repräsentativ für die Kanalimpulsantwort ist. Im Schritt 31 transformiert das Kanalantwortelement 535 das Korrelator-Ausgangssignal 526 aus dem Zeitbereich in den Frequenzbereich entsprechend einer "schnellen Fouriertransformation" (FFT) oder mittels diskreter Fouriertransformation (DFT)(FFT und DFT sind im Stand der Technik bekannt). Normalerweise lassen sich die Entzerrerkoeffizienten in einfacher Weise dadurch bestimmen, dass man den Reziprokwert des FFT-Ausgangssignals bildet (für die Entzerrung im Frequenzbereich) und die inverse FFT (IFFT) dazu verwendet, zurück in den Zeitbereich zu gelangen (für die Entzerrung im Zeitbereich).
  • Allerdings ist eine übermäßig Entzerrer-Rauschverstärkung möglicherweise auf das Vorhandensein von Mehrwegereflexionen zurückzuführen. Dies gilt insbesondere für starke Reflexionen, beispielsweise Reflexionen gleicher Stärke. Insoweit können die Entzerrerkoeffizienten, die aus der FFT-Antwort allein generiert werden, möglicherweise nicht zur Konvergenz führen, was wiederum eine Wiederherstellung aus der Intersymbolinterferenz (ISI) schwierig macht.
  • Deshalb bin ich zu der Erkenntnis gelangt, dass durch Einbringen einer geringfügigen Verzerrung in die Kanalimpulsantwort Mehrfachreflexionen mit nur einer geringen Beeinträchtigung im gesamten Leistungsverhalten behandelt werden können. Insbesondere wird die Kanalimpulsantwort im Frequenzbereich gekappt, wenn das empfangene Signal zu groß oder zu schwach ist, was im Folgenden als "FFT-Schwellenwertbildung" bezeichnet wird. In anderen Worten: Es wird ein einfacher Schwellenwert an den Betrag der FFT des Korrelator-Ausgangssignals 526 angelegt, wie in 15 gezeigt. Wenn die FFT des Korrelator-Ausgangssignals 526 diese vorbestimmten Schwellenwerte Th und Tl übersteigt, wird das Signal einfach abgeschnitten. Wenn z.B. der Betrag größer als Th ist, wird der Betrag mit Th gleichgesetzt, In ähnlicher Weise wird, wenn der Betrag geringer als Tl ist, der Betrag auf Tl gesetzt. Die Bestimmung der Schwellenwerte ist ein Kompromiss zwischen der Stärke der zu erwartenden Reflexionen und dem Ausmaß der ISI, welches noch akzeptierbar ist und empirisch bestimmt werden muss.
  • Diese FFT-Schwellenwertbildung vermeidet eine übermäßige Entzerrer-Rauschumgebung bei der Entzerrung aufgrund von Mehrwegeumgebungen. Analog lässt sich dies als Entzerrung unter Verwendung eines gewissen Typs von kleinstem mittleren Quadrat im Gegensatz zur sog. Zero-Forcing-Entzerrung betrachten. Wichtig ist außerdem, dass zum Vermeiden des Kreis-Faltungseffekts bei digitalen Frequenz- und Zeittransformationen die Länge der FFT und der IFFT die Summe der ungünstigsten Kanal- und Entzerrerspannen übersteigen sollte, um zyklische Verfälschungen beim Ausführen von FFT und IFFT-Operationen zu vermeiden. Schließlich wird die Außer-Band-Antwort im Frequenzbereich auf Null gestellt, um den Entzerrer mit einer 180-kHz-Bandpasskennlinie zwischen 60 und 240 kHz auszustatten.
  • Zurückkehrend zu 14, legt das Kanalantwortelement 535 im Schritt 32 den FFT-Schwellenwert fest. Im Schritt 33 wird der Reziprokwert des FFT-Schwellenwerts gebildet. Die resultierende Frequenzbereichsantwort wird dann mit Hilfe der inversen FFT (IFFT) gemäß Stand der Technik verarbeitet, um die Gleichphasen-Entzerrerkoeffizienten zu erhalten, Schritt 34. Schließlich verarbeitet das Kanalantwortelement 535 die Gleichphasen-Entzerrerkoeffizienten mittels einer Hilbert-Transformation im Zeitbereich, um die Quadratur-Entzerrerkoeffizienten zu gewinnen, Schritt 35.
  • Nachdem die Entzerrerkoeffizienten erhalten sind, aktualisiert das Kanalantwortelement 535 im Schritt 36 die Koeffizienten für den Entzerrer 570, alternativ durch Downloads. Wie oben angemerkt, muss die Verzögerungsleitung 530 den Abtastwertstrom derart regulieren, dass der Entzerrer 570 den passenden Datenstrom sieht. Die Länge dieses Datenpuffers berücksichtigt die Zeit zum Verarbeiten des Kanalimpulses, für die Entzerrerkoeffizientenberechnung und die Verzögerung, die notwendig ist, um die Entzerrung zu implementieren. Wichtig ist, dass die Abtastphasen-Beziehung bei der gesamten Signalverarbeitungs- und Verzögerungsschaltung passend aufrechterhalten wird. Nach dem Verzögerungspuffer verarbeitet der Entzerrer zwei Teildatenblöcke, einen halben Datenblock vor und einen weiteren halben Datenblock nach dem 100 Symbole umfassenden Synchronisationsmuster. Dies ist die sog. Mid-amble-Entzerrung. Man beachte, dass der Entzerrer ein Bandpassentzerrer ist. Der gleiche Datenstrom wird in den Gleichphasenteil des Entzerrers 570 und in dem Quadraturteil des Entzerrers 570 eingespeist. Das Ausgangssignal des Entzerrers 570 wird mit einer Symbolrate neu abgetastet und an die Träger-Wiedergewinnungsschleife 580 gegeben, die weiter unten erläutert wird. Das Ausgangssignal der Träger-Wiedergewinnungsschaltung wird dann abgeschnitten, um die gesendeten Symbole wiederherzustellen.
  • Eine Abwandlung des Verfahrens nach 14 zum Berechnen von Entzerrerkoeffizienten ist in 16 gezeigt. Diese ist mit 14 identisch, nur dass der Schritt 35 durch den Schritt 45 ersetzt und der Schritt 36 verschoben ist. Im Schritt 45 wird der Gleichphasen-Entzerrerkoeffizient im Frequenzbereich mittels -jsgn(f) verarbeitet (die Darstellung einer Hilbert-Transformation im Frequenzbereich), die den Quadraturphasen-Entzerrerkoeffizienten im Frequenzbereich generiert, woraus die Zeitbereich-Koeffizienten für den Quadraturteil dadurch gebildet werden, dass die IFFT erzeugt wird, Schritt 34.
  • Zurückkehrend zu 5, wird der von der digitalen Träger-Wiedergewinnungsschleife 580 gebildete phasenkorrigierte Symbolstrom dem Symbol-Wiedergewinnungselement 705 zugeleitet, welches das bereits angesprochene kodierte Signal 351 bildet. Das Symbol-Wiedergewinnungselement 705 ist in 17 als Blockdiagramm dargestellt, es enthält einen Korrelator 710 und einen Puffer-Zähler 715.
  • Was den Rest angeht, so werden die übrigen 14 eindimensionalen Symbole des Kopfteils 206 entweder zur Verschachtelungs-Synchronisation oder zur Systemtaktjustierung im Empfänger 300 verwendet. Diese 14 eindimensionalen Symbole werden ausgewählt aus den "Verschachteler- (Systemtakt-) Sync-Symbolen" der in 3 dargestellten Signalpunktkonstellation. Insbesondere werden die 14 Symbole vom Empfänger 300 dazu verwendet, den Beginn jedes 230 ms dauernden Verschachtelungsblocks anzugeben. Diese Verschachteler-Synchronistion wird alle 32 Rahmen wiederholt und umfasst zwei aufeinander folgende 7PN-Sequenzen gemäß 4. (Es sei angemerkt, dass die Verschachtelertiefe, das ist die Größe des Verschachtelerblocks, Einfluss hat auf die Fähigkeit, das Signal aus dem gefälschten Bereich wiederzugewinnen, und auch eine Funktion der unteren Grenze für die Fahrzeuggeschwindigkeit ist. Folglich können auch andere Werte für die Verschachtelertiefe verwendet werden, abhängig von den speziellen Systemkennwerten. Wenn z.B. im Sendegebiet ein verstärktes Aufkommen an versperrtem Gelände gegeben ist, sollte die Verschachtelertiefe auf 640 ms eingestellt werden.)
  • Wenn die 14 Symbole nicht zur Verschachteler-Synchronisation im Empfänger 300 verwendet werden, dienen sie zur Datensymbolsynchronisation im zugehörigen Rahmen. In diesem Fall umfassen die 14 Symbole eine negative 7PN, gefolgt von einer positiven 7PN, wie in 4 gezeigt ist. Dies wird benötigt zum Justieren des kodierten Datenabschnitts jedes Rahmens immer dann, wenn es eine signifikante Abtastzeit-Phasenänderung oder relative Stärkenänderungen für die unterschiedlichen Signalwege gibt, was eine Änderung der vom Empfänger 300 gesehenen Verzögerung mit sich bringt. (Angemerkt sei hier, dass eine negative PN-Sequenz einfach das Gegenteil einer positiven PN-Sequenz ist. Wenn beispielsweise 2PN durch die Symbole (1.414,0; –1.414,0) dargestellt wird, lautet die entsprechende Symbolfolge für die negative 2PN (–1.414,0; 1.414,0).
  • Der Korrelator 710 ist insoweit in der Funktion ähnlich dem oben beschriebenen Korrelator 525, dem Vertrauenszähler 540 und dem Entscheider 565, nur dass er ein zusätzliches Informationssignal, das Sync-Signal, aufweist, welches für die Rahmensynchronisation des laufend empfangenen Rahmens sorgt (im Ergebnis kann der Korrelator 710 ein einfacher Binärkorrelator sein). Während eines zulässigen Rahmens (dargestellt durch ein zulässiges oder gültiges Sync-Signal) liefert der Korrelator 710 das Verschachteler-Synchronisationssignal 352 zur späteren Verwendung durch den Fehlerschutzdekodierer 315 gemäß 1, zum Entschachteln der Symbolblöcke nach Detektierung zweier aufeinander folgender 7PN-Sequenzen gleichen Vorzeichens. In ähnlicher Weise liefert der Korrelator 710 ein Datensymbol-Synchronisationssignal 712 bei Erfassen von zwei aufeinander folgenden 7PN-Sequenzen entgegengesetzten Vorzeichens oder beim Erfassen der Verschachteler-Synchronisationssequenz. Letzterer Zustand garantiert eine Symbolsynchronisation auch dann, wenn der Rahmen den Beginn eines neuen Verschachtelerblocks anzeigt. Es sei angemerkt, dass durch Verwenden von zwei 7PN-Sequenzen gleichen Vorzeichens für die Verschachteler-Synchronisation und von zwei 7PN-Sequenzen entgegengesetzten Vorzeichens (eines ist positiv und eines ist negativ) für die Symbolsynchronisation die empfängerseitige Dekodierung als phasendrehungs-invariant ausgelegt werden muss. Dies bietet zusätzlichen Schutz für diese äußerst wichtige Zeitstempelinformation im Fall eines schwierigen Kanals.
  • Der Puffer-Zähler 715 spricht auf das Datensymbol-Synchronisationssignal 712 an und puffert lediglich den Datenabschnitt des laufenden Rahmens. Die Implementierung des Puffer-Zählers 715 kann auf verschiedene Weise stattfinden. Beispielsweise möglich sind ein linearer Puffer oder ein kreisförmiger Puffer, wobei Hinzufügungen und Löschungen mit Hilfe eines Zeigers und eines Zählers erfolgen. Beim Speichern der gerade empfangenen Symbole wird angenommen, dass der Puffer-Zähler 715 folgende Funktionen ausführt:Erstens schneidet der Puffer-Zähler 715 den empfangenen Symbolstrom hart ab. (Zur Vereinfachung ist das im Stand der Technik an sich bekannte Element (slicer) nicht dargestellt.) Der abgeschnittene empfangene Symbolstrom wird anschließend gespeichert. Im Idealfall sollte die Anzahl abgeschnittener Symbole gleich oder größer sein als die vorbestimmte Datenblockgröße, d.h. 1700 Datensymbole. Allerdings kann ein zeitlicher Versatz Ursache dafür sein, dass entweder mehr oder weniger Datensymbole zu dem laufend empfangenen Rahmen gehören. Dieser Zeitversatz ist zurückzuführen auf eine Fehlausrichtung von Sender- und Empfängertakten sowie auf die Mehrwegeaspekte des Übertragungskanals selbst.
  • Was die Takte von Sender und Empfänger angehen, so besitzt die oben beschriebene abgeschätzte Kanalimpulsantwort, die durch das sog. Panel-Sounding erhalten wird, Information über einen zeitlichen Phasenversatz zwischen Sender- und Empfänger-Symboltakten. Ein mit Bruchteil-Abständen ausgelegter Entzerrer unter Verwendung von Koeffizienten, die aus der abgeschätzten Kanalantwort abgeleitet sind, kann die zeitliche Phasenverschiebung in begrenztem Maß kompensieren, weil der Entzerrer im eingefrorenen Zustand gehalten werden kann, bis die nächste Synchronisation kommt. Wenn die Sender- und Empfängertakte eine Frequenzdifferenz besitzen, nimmt der zeitliche Phasenversatz allmählich ausgehend von Null bis zu einem gewissen Wert zu, bevor eine neue Abschätzung erfolgt. Es ist bekannt, dass die Empfindlichkeit für dieses Problem von der übergroßen Bandbreite im senderseitigen Filter abhängt. Wenn beispielsweise ein Übertragungssystem ein Senderfilter mit einer 0% betragenden Überschussbandbreite verwendet (sinx/x), so führt ein 4% betragender zeitlicher Phasenversatz (15°) zu einer Störung von –23 dB unterhalb des Signals. Wenn diese Störung auf das Rauschen addiert wird, führt es zu einer 0,3 dB betragenden Verschlechterung in der Empfängerempfindlichkeit. Wenn ein Sendefilter mit einer etwa 10% betragenden Überschussbandbreite verwendet wird, ist dies vergleichbar mit einem 11% betragenden zeitlichen Phasenzusatz. Die maximal zulässige empfängerseitige Symboltaktungenauigkeit entspricht folgender Gleichung:
    Figure 00360001
    wobei D die maximal zulässige empfängerseitige Symboltaktdrift gegenüber jener des Senders ist und die Division durch zwei durch die Mid-amble-Entzerrung bedingt ist. Für einen Zeitversatz von 11% und eine Datenblockgröße von 1800 Symbolen beträgt D = 120 ppm (Teile pro Million). Solange der Empfänger-Symboltakt innerhalb von ±120 ppm gegenüber dem Sender-Symboltakt liegt, ändert sich die zeitliche Phase nicht deutlich gegenüber dem Datenblock, um eine signifikante Leistungseinbuße zu bewirken.
  • Ein weiterer Fall, der zur Auslöschung oder Hinzufügung von Symbolen führen kann, tritt dann auf, wenn ein Mehrwegekanal variiert. Wenn z.B. die relative Stärke sämtlicher Wege Änderungen unterliegt, nimmt der Entzerrer immer den Kanal mit der größten Leistung als Hauptsignal und erzeugt dementsprechend wiedergewonnenen Signale.
  • In jedem Fall besteht das Endergebnis darin, dass, wenn es eine Zeitverschiebung in der Symbolausrichtung gibt, möglicherweise mehr oder weniger Datensymbole im gerade empfangenen Rahmen vorhanden sind. Diese Symbolzeitverschiebung tritt wahrscheinlich auf, wenn sich die Entzerrerkoeffizienten ändern. Deshalb misst der Puffer-Zähler 715 die Anzahl von Datensymbolen zwischen jeweils zwei aufeinander folgenden Doppel-7PN-Sequenzen, dargestellt durch das Datensymbol-Synchronisationssignal 712. Gibt es ein zusätzliches Symbol, wird ein Symbol in der Mitte des Blocks gelöscht. Wenn die Anzahl von Symbolen weniger als 1700 beträgt, wird das mittlere Symbol wiederholt. In einer solchen Situation kommt es möglicherweise zu einem Fehler. Wenn das Signalformat so ausgelegt ist, dass dieses Problem berücksichtigt wird, kann aus Gründen der vereinfachten Implementierung dieser Zustand ignoriert werden, und stattdessen kann zur Korrektur dieses Problems der (nicht dargestellte) Reed-Solomon-Dekodierer mit dem Fehlerschutzdekodierer 315 verwendet werden. Dies bewirkt eine geringfügige Beeinträchtigung der gesamten Systemleistung. Allerdings sollte beachtet werden, dass, weil ein Mid-amble-Entzerrer verwendet wird, zwei aufeinander folgende Datenblöcke gepuffert werden, um diese Symbol-Neuausrichtung zu bewerkstelligen.
  • Das oben Gesagte beleuchtet lediglich die Prinzipien der Erfindung und ist für den Fachmann lediglich Anleitung dafür, zahlreiche alternative Anordnungen zu entwerfen, welche, obwohl hier nicht ausdrücklich erläutert, Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Prinzipien sind und in deren Schutzumfang fallen.
  • Obwohl die Erfindung hier als mit diskreten funktionellen Baublöcken implementiert dargestellt ist, beispielsweise mit einem psychoakustischen Audiokodierer, einem Zuordnungs-Kanalantwortelement etc., können die Funktionen von einem bis mehreren dieser Baublöcke ausgeführt werden unter Verwendung passend programmierter Prozessoren, beispielsweise eines digitalen Signalprozessors.

Claims (17)

  1. Empfangsgerät, umfassend: einen Funkfrequenz-Abwärtswandler (505), der ein von einem Kommunikationskanal stammendes Funkfrequenzsignal bearbeitet, um ein Zwischenfrequenzsignal zu liefern, gekennzeichnet durch: einen Zwischenfrequenz-Abwärtswandler (510) zum Bereitstellen eines Durchlassbandsignals aus dem Zwischenfrequenzsignal derart, dass das Durchlassbandsignal um eine Frequenz zentriert ist, die übereinstimmt mit einer Drehfrequenz eines zum Erzeugen des empfangenden Funkfrequenzsignals verwendeten Rotators, und eine Träger-Wiedergewinnungschaltung (580), die basierend auf der Drehfrequenz eine Vorwärts-Phasenkorrektur zur Kompensation von Phasenverschiebungen des empfangenden Funkfrequenzsignals vornimmt.
  2. Gerät nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen das Durchlassbandsignal bearbeitenden Entzerrer (570) zum Bilden eines entzerrten Signals; wobei die Träger-Wiedergewinnungschaltung (580) dazu ausgebildet ist, ansprechend auf das entzerrte Signal eine Kompensation nur für solche Phasenverschiebungen vorzunehmen, die auf Effekte des Übertragungskanals zurückzuführen sind.
  3. Gerät nach Anspruch 2, bei dem die Träger-Wiedergewinnungschaltung (580) eine Phasenregelschleife niedriger Ordnung ist.
  4. Gerät nach Anspruch 2, bei dem die Träger-Wiedergewinnungschaltung (580) eine digitale Trägerphasen-Wiedergewinnungschaltung ist.
  5. Gerät nach Anspruch 4, bei dem das entzerrte Signal eine Sequenz von Rahmen repräsentiert und die digitale Trägerphasen-Wiedergewinnungschaltung ein Signalprozessor (580-1, 580-2) ist, der dazu ausgebildet ist, eine blockweise Vorwärtsphasenkorrektur bezüglich eines Abschnitts jedes Rahmens des entzerrten Signals vorzunehmen.
  6. Gerät nach Anspruch 5, bei dem der Signalprozessor (580-2) dazu ausgebildet ist, eine durchschnittliche Phasendifferenz über x1 Symbole jedes Rahmens zu bestimmen durch Vergleichen einer Phase jedes der x1 Symbole mit einer Referenzphase, und der Signalprozessor (580-1) dazu ausgebildet ist, die durchschnittliche Phasendifferenz dazu zu verwenden, die Phase der unmittelbar anschließenden x2 Symbole zu korrigieren.
  7. Gerät nach Anspruch 6, bei welchem nur solche Symbole von dem Signalprozessor verwendet werden, die den Datenabschnitt des Rahmens aufweisen.
  8. Gerät nach Anspruch 6, bei dem x2 > x1 und x2 kleiner ist als die Gesamtanzahl von Symbolen des Datenabschnitts jedes Rahmens.
  9. Gerät nach Anspruch 6, weiterhin umfassend einen Zähler-Rotator (580-1), der von dem digitalen Signalprozessor so gesteuert wird, dass er die x2 Symbole um die vorbestimmte durchschnittliche Phasendifferenz einer Zähler-Drehung unterzieht.
  10. Gerät nach Anspruch 2, bei dem die Träger-Wiedergewinnungschaltung (580) weiterhin aufweist: eine Mittelungschaltung (580-2) zum Bearbeiten des entzerrten Signals, welches zu einer Sequenz von Rahmen formatierte Daten repräsentiert, wobei jeder Rahmen einen Kopfblock und eine Datenabschnitt mit einer Anzahl von Symbolen enthält, und die Mittelungschaltung eine Phasendifferenz zwischen x1 Symbolen und einem Referenzsignal mittelt, um eine durchschnittliche Phasendifferenz bereitzustellen; und einen Zähler-Rotator (580-1), der die unmittelbar nachfolgenden x2 Symbole mit der ermittelten durchschnittlichen Phasendifferenz einer Zähler-Drehung unterzieht, wobei x1 < x2.
  11. Gerät nach Anspruch 10, bei dem die Mittelungschaltung (580-2) in einem Signalprozessor (580) enthalten ist.
  12. Gerät nach Anspruch 10, bei dem die x1 und x2 Symbole aus dem Datenabschnitt jedes Rahmens genommen sind.
  13. Gerät nach Anspruch 2, bei dem der Entzerrer (75) ein nicht-kreuzgekoppelter Entzerrer ist.
  14. Verfahren zum Übertragen eines Kommunikationssignals, umfassend den Schritt: Symbol-Abbildung (160) eines Datensignals, um ein erstes Signal zu generieren, welches repräsentativ ist für einen Strom von N-dimensionalen Symbolen (161, 162); dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren weiterhin folgende Schritte aufweist: Drehen (165) einer Phase jedes N-dimensionalen Symbols mit einer Drehfrequenz, um ein zweites Signal (166, 167) bereitzustellen, derart, dass die Drehfrequenz in einen Durchlassband-Frequenzbereich eines Durchlassbandsignals fällt, welches aus dem Kommunikationssignal wiedergewonnen wurde; wobei die Drehung des N-dimensionalen Symbols eine Vorwärtsphasenkorrektur zum Kompensieren von Phasenverschiebungen des Durchlassbandsignals ermöglicht; und Verarbeiten (170, 175, 185, 190) des zweiten Signals, um das Kommunikationssignal (111) für die Übertragung über einen Übertragungskanal zu erhalten.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Verarbeitungsschritt weiterhin folgende Schritte beinhaltet: Aufwärts-Umwandeln (190) des zweiten Signals in ein Zwischenfrequenzsignal; und Aufwärts-Umwandeln (190) des Zwischenfrequenzsignals in ein Funkfrequenzsignal, bei dem es sich um das Kommunikationssignal (111) handelt.
  16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem der Verarbeitungsschritt weiterhin den Schritt des Hinzufügens eines Pilotsignals (195, 177, 182) zu dem zweiten Signal vor der Aufwärtsumwandlung des zweiten Signals in das Zwischenfrequenzsignal beinhaltet.
  17. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Dreh-Schritt ein trägerfreies Signal (166, 167) liefert.
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