CN1167384A - 用于数字音频广播的传输系统 - Google Patents

Abstract

一个数字音频广播系统包括一个RF发送器和一个相应的RF接收器。在RF发送器中，一个数字压缩音频信号被编码进入一个符号流，在被发送到RF接收器之前，首先使用150,000赫兹(hz)的频率旋转该符号。

Description

用于数字音频广播的传输系统

在五个一起转让的、共同悬而未决的，由Wang和Langberg申请，题为“用于数字音频广播”的美国专利申请08/628120，08/628220，08/62118和08/628119中公开了有关的主题内容。

本发明涉及通信系统，更具体地讲，是涉及音频广播。

在信源编码方面的显著进步，使得能够在解压缩后不会察觉质量下降的情况下，以压缩系数10(fator of 10)压缩立体声。能够因这种进步而受益的一种应用就是广播。与AM无线广播(radio)相比，FM广播在改进质量方面迈出了一大步。在过去的十年中，许多研究人员已感到应该迈出另一步以便进一步改进声音传输的质量。这导致了在数字音频广播(DAB)或数字音频无线广播(DAR)方面所作的努力。

然而，虽然DAB或DAR是一种使得信源编码研究人员能够把立体声从大约1.4兆位/秒(Mb/s)压缩到160千位/秒(kb/s)的显著进步，但对于数据通信研究人员而言，要设计出一种处于频繁移动的环境，如移动中的轿车的无线接收器所提供的环境中的可靠无线数字数据链路，则不是一个简单的任务。这是因为通信信道频繁地随时间变化，并且被多路径和多谱勒偏移效应畸变的事实使得象DAB那样的通信系统的实现复杂化了。这样，目标出错率和断线率比数字蜂窝电话应用更高。

根据本发明的原理，一个射频(RF)发送器包括一个针对低中频(IF)信号的旋转器，它接着被调制以便在RF载波频率上传输。旋转器的使用通过消除接收信号的相位模糊简化了接收器的设计，并且还允许在低阶数字载波相位恢复电路的接收器中使用该旋转器，从而提供了快速获取所接收的RF信号的能力。这一点在接收器位于移动的轿车中并受到上述多谱勒效应的影响时显得尤为重要。

在本发明的一个实施例中，一个DAB系统包括一个RF发送器和一个对应的RF接收器。在RF发送器中，数字压缩音频信号被编码进入符号流，接着在发送到RF接收器之前使用150,000赫兹(hz)的频率对该符号流加以旋转。

图1给出了一个说明性的有关一个体现本发明原理的数字音频广播通信系统的高层模块图；

图2给出了一个更为详细的有关图1的发送器100部分的模块图；

图3给出了一个说明性的用于图1的发送器100的信号构象；

图4给出了一个说明性的用于图1的发送器100的帧格式；

图5给出了一个说明性的有关图1的接收器300部分的模块图；

图6给出了一个说明性的针对图1中的接收器300产生的低IF信号的频谱；

图7给出了一个说明性的有关一个针对平滑衰减和频率衰减的锁相环电路的模块图；

图8给出了一个说明性的有关相关器输出信号526的图例；

图9说明了图8的相关器输出信号中的峰值区，忽略区和静噪区；

图10说明了峰值匹配模式和静噪匹配模式的概念；

图11，12和13给出了一种说明性的用于接收器300的同步方法；

图14给出了一种说明性的计算用于接收器300的均衡器系数的方法；

图15说明了用来计算用于接收器300的均衡器系数的“FFT定界”；

图16给出了另一个计算用于接收器300的均衡器系数的方法；

图17给出了一个说明性的有关用在图1的接收器300之中的符号恢复单元705的模块图。

图1给出了一个有关一个体现本发明原理的DAB通信系统10的高层模块图。DAB通信系统10包括发送器100，通信信道200和接收器300。在描述本发明的原理的细节之前，将对DAB通信系统10的操作加以综述。感知音频编码是众所周知的，这里不作详细描述。有关的例子参见1994年2月8日授权给Johnston的，题为“根据感知模型对音频信号进行编码的方法和装置”的美国专利5,285,498号。在J.P.Princen和A.B.Bradley，“基于时域混叠消除的分析/合成滤波器组”，IEEE Trans.ASSP，Vol.34，No.5，1986年10月；E.F.Schroder和J.J.Platte，“MSC＇：具有CD音质和256kBIT/SEC速率的立体音频编码”，IEEE Trans.onConsumer Electronics，Vol.CE-33，No.4，1987年11月；Johnston，“使用噪声原则的音频信号转换编码”，IEEEJ.S.C.A.，Vol.6，No.2，1988年2月；和1994年8月23日授权给Hall等人的，题为“音频信号感知编码”的美国专利5,341,457号中描述了其它的此类技术。

在图1中，一个模拟音频信号101被馈送给预处理器105，在预处理器105中以标准方式对该信号采样(通常用48Khz的采样频率)并转换成数字脉码调制(PCM)信号106(通常为16位)。PCM信号106被馈送给感知音频编码器(PAC)110，该编码器压缩PCM信号并输出压缩PAC信号111。后者表现为一个170kb/s的位流，其中10kb/s用于传输辅助数据的控制信道，160kb/s用于传输压缩音频数据。压缩PAC数据111被提供给检错编码器115，该编码器利用Reed-Solomon码为压缩PAC信号111提供100％的冗余。假定检错编码器115也包含一个缓冲区和交织器(图中未给出)以便抵消通信信道200的影响。结果是得到了编码信号116，该信号表现为一个340kb/s的交织数据流，其中各交织器模块均包含320ms的数据(1088位)。编码信号116被提供给调制器150，如下所述，该调制器根据本发明的原理产生一个信号以便通过通信信道200进行传输。根据本发明的原理(下面描述)，接收器300的解调器350从通信信道200中恢复出编码信号351。编码信号351被馈送给检错解码器315，该解码器以和检错编码器315互补的方式进行操作并为感知音频解码器310提供压缩PAC信号316。后者解压缩压缩PAC信号并输出PCM信号311。这个PCM信号被馈送给一个后处理器305，该处理器产生一种理想情况下与模拟音频信号101相同的模拟表示。

现在回到图2，这里给出了一个调制器150的模块图。编码信号116被提供给多路复用器(MUX)155，该多路复用器用同步(sync)数据196复用编码信号116以产生聚合数据信号156。同步数据196是一个20kb/s(10k符号/秒)的数据流，该数据流表示处理器195产生的同步和均衡信息(下面描述)。处理器195代表一个数字信号处理器。(应当注意，尽管在这里把本发明说明成是以离散的功能构造模块，例如4-PSK映射器160等实现的，但利用一个或多个合适的，由处理器195表示的已经编程的处理器，则可以完成那些构造模块中的一个或多个模块的功能。)聚合数据信号156表示一个被格式化成一个帧序列的360kb/s数据流，其中各帧有10毫秒(ms)宽，并且被分成两个部分：一个帧头部分和一个编码数据部分。在每个10ms段中，帧头部分表示200位的同步数据，而编码数据部分表示3400位的编码信号116。

聚合数据信号156被提供给4-相移键控(PSK)映射器160，该映射器一次把两位映射成一个分别具有同相和正交分量161和162的二维复合符号。各符号可以由{a(n)+jb(n)}等价表示。图3给出了一个说明性的信号构象。从图3可以看出，信号构象包含四个“数据符号”，两个“信道同步与探测(sounding)符号”，和两个“交织器(符号时钟)同步符号”。从图3的信号构象中可以看出“信道同步与探测符号”，和两个“交织器(符号时钟)同步符号”是只具有同相值的一维符号。4-PSK映射器160的最终输出是一个帧序列，各帧均包含1800个复合符号。

图4中给出一个说明性的帧205。如上所述，帧205有10毫秒(ms)宽，并且被分成两个部分：一个帧头部分206和一个编码数据部分207，其中帧头部分包括100个复合符号，而编码数据部分包括1700个复合符号。

对于聚合数据流的编码数据部分，使用图3的信号构象中的四个符号。数据符号映射是根据下面的规则来进行的，其中每个花括弧包含两对元素，即输入位，和相应的由图3的说明性构象中的相对同相和正交信号强度确定的符号：{(0，0)，(-1，-1)}，{(0，1)，(-1，1)}，{(1，0)，(1，-1)}，{(1，1)，(1，1)}。

对于各帧的帧头部分，100个复合符号表示一个同步信号。这100个复合符号被有意设计成一维的并且只具有图3的信号构象中所示的同相分量中的值。在帧头206的100个同步符号中有86个被用来支持接收器300一端的帧同步的一维符号。这86个一维符号被从图3的信号构象的“信号同步与探测符号”中选出并且包含两个“31个符号伪随机数”(31PN)序列，而该序列尾随有一个24PN序列(31PN序列中的一段)。(如何产生伪随机数序列在本领域中是众所周知的。)这86个符号也在接收器300上被用于信道探测和均衡的目的，其中包括多路径校正，定时相位恢复和载波相位恢复(下面描述)。

帧头206的其会14个一维符号被用于接收器300中的交织器同步和符号时钟校正。这14个一维符号被从图3的信号构象的“交织器(符号时钟)同步符号”中选出。具体地讲，14个符号被接收器300用来指示各32ms交织器模块的开始。每32帧重复一个这种交织器同步，并且该交织器同步包括两个图4所示的连续7PN序列。

不管怎样，14个符号总是被用于相关的帧中的数据符号同步。当也被用于提供交织器同步时，14个符号包含两个正的7PN。否则的情况下，如图4所示，14个符号包含一个尾随有一个负的7PN的正7PN。当有一个显著的采样时间相位变化或不同信号路径的相对强度变化，并且产生一个接收器300能分辨的变化时，便需要调整各帧的编码数据部分。(应当注意，在本文中负的PN序列仅仅是正的PN序列的反面。例如，如果一个2PN由图3所示的符号(1.414，0；-1.414，0)表示，则对应的负的2PN是称号序列(-1.414，0；1.414，0)。

回到图2，同相和正交分量161和162被提供给旋转器165，该旋转器旋转各符号的相位。具体地，各个被旋转的符号表述如下： $A^{\′}\left(n\right)=a^{\′}\left(n\right)+j{b}^{\′}\left(n\right)=A\left(n\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_d\mathrm{nT}}=[a\left(n\right)+\mathrm{jb}\left(n\right)]e^{-j{\mathrm{\ω}}_d\mathrm{nT}}---\left(1\right)$ 其中ω_d＝2πx150,000是旋转频率，而n表示被T划分的符号实例的时间索引。

旋转器165的输出符号流被采样速率扩展器170以三倍于符号速率1/T的速率采样。通过在所有的符号之间插入两个零值样本来扩展被旋转的符号的采样速率。

结果，复合旋转符号被系数L加以扩展，而采样速率扩展器170则提供被定义成A″(m)的一个扩展复合符号流：A″(m)＝A′(k/L)，对于k＝0，±L，±2L，±3L，…，否则为零(2)其中，m是由T′划分的样本的时间索引，而L＝(T/T′)＝3是过采样系数。

接着扩展复合样本被数字基带滤波器175加以频谱整形，该滤波器包括相同的带内基带滤波器175-1和正交基带滤波器175-2。(尽管在理论上旋转同相和正交符号可以被转换成模拟信号，并且分别被模拟滤波器滤波，但控制模拟滤波器的规格则要比数字滤波器更为困难。)数字基带滤波器175具有被定义成h_b(m)的转换函数，该函数只具有实数值。为了说明的目的，数字基带滤波器175具有10％的额外带宽，其中使用了一个66-分接头的(22-符号间隔(span))有限脉冲响应(FIR)滤波器。应当注意，数字基带滤波器175的硬件实现可以利用这样的一个事实，即在扩展样本中每个符号间隔上均有两个零值样本。结果，可以认为这种滤波操作具有三个子滤波器(未示出)，h_b(3r)，h_b(3r-1)，h_b(3r-2)，这三个子滤波器在其输入上具有同样的符号集A′(r)，其中r是在符号间隔上的时间索引，并且r＝k/L。这三个均分别以循环方式产生一个样本的子滤波器在每个由r索引的符号间隔上产生三个输出样本。尽管对本发明的原理是不必要的，但与数字基带滤波器175的平滑(brute force)实现相比，使用这种子滤波器结构减少了系数L的计算复杂度。

数字基带滤波器175的复合输出是： $y\left(m\right)=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{h}_b(m-k)A^{\′\′}\left(k\right),\mathrm{or}---\left(3a\right)$ $y\left(m\right)=\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{h}_b(m-\mathrm{Lr})A^{\′}\left(r\right).---\left(3b\right)$

一个导频信号被加到数字基带滤波器175的输出样本y(m)上，该信号是由处理器195以数字方式产生的。导频信号是一个由

表示的复合信号，通过把一个100Khz余弦波形的采样样本加到滤波同相样本上，并且把一个正弦波形的采样样本中到滤波正交样本上，该信号也具有三倍的样本速率。导频音加到数字基带滤波器175提供的信号上的额外功率大约有0.3dB。

加法器177和182提供的复合值信号是： $s\left(m\right)=y\left(m\right)+\mathrm{\κ}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{p}m{T}^{\′}}---\left(4\right)$ 其中k确定导频功率。可选地，上述等式的同相分量，正交分量，实数和虚数部分可被表示如下： $s_i\left(m\right)=\left[\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[a\left(r\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_d\mathrm{rT}\right)+b\left(r\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_d\mathrm{rT}\right)\left]h_b(m-\mathrm{rL})\right]+\mathrm{\κ}\cos \left({\mathrm{\ω}}_{p}m{T}^{\′}\right),---\left(5a\right)$ $s_q\left(m\right)=\left[\underset{r=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[b\left(r\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_d\mathrm{rT}\right)-a\left(r\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_d\mathrm{rT}\right)\left]h_b(m-\mathrm{rL})\right]+\mathrm{\κ}\sin \left({\mathrm{\ω}}_{p}m{T}^{\′}\right),---\left(5b\right)$ 其中等式(5a)表示信号178而等式(5b)表示信号183。

接着信号s(m)被提供给数模(D/A)滤波器185，该滤波器包括同相D/A滤波器185-1和正交相位D/A滤波器185-2。假定各D/A滤波器包括一个“采样和保持”电路(未示出)，该电路伴随有一个低通模拟滤波器(未示出)。从采样和保持电路得到的结果模拟信号被表示如下： $s_c\left(t\right)=\underset{m=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}s\left(m\right)\mathrm{\Π}(t-m{T}^{\′})---\left(6\right)$ 其中，∏(t)是一个矩形脉冲，该脉冲被D/A滤波器185的采样和保持电路引入并被表示如下：其富立叶变换是一个被表示如下的sinc函数： $F\left[\mathrm{\Π}\left(\frac{t}{T^{\′}}\right)\right]=T^{\′}\frac{\sin \left(\mathrm{\πf}{T}^{\′}\right)}{f{T}^{\′}}.---\left(8\right)$ 现在，可以发现，使用较高的过采样速率1/T′减少了因采样和保持电路而带来的频谱整形效应。这样也增加了混叠信号之间的区分。每1/T′重复一次混叠的D/A转换器输出信号接着被D/A滤波器185的模拟低通滤波器(未示出)滤波。通常，在设计一个模拟滤波器时，在从窄通带到阻带的转换区域中出现了显著的包络延迟畸变。但是，这里所进行的混叠被一个大频率间隔(span)区分开了，因而可以从临界信号频谱中移开模拟滤波器阻带，并且应当不会导致显著的信号畸变。

接着信号s_c(t)被上变成一个诸如10.7MHz信号的IF信号，并且该信号进行一步被本领域人员所知的RF发送器190转换成一个RF信号。(在本发明的环境中，假定RF信号处于与FM无线电相关的预定频率信道中的一个里面。而且我们也可以使用其它的可以分配给该服务的频率。)这里所发送的信号可被表示如下： $s\left(t\right)=\mathrm{Re}\left[(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{A}_n{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_d\mathrm{nT}}{h}_b(t-\mathrm{nT})+\mathrm{\κ}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{p^{\′}}})e^{j{\mathrm{\ω}}_{c^{\′}}}\right],---\left(9\right)$ 其中ω_p＝2π(100,000)，并且ω_d＝2π(150,000)，而ω_c是RF载波频率。

在回到前面的章节之前，将要解释在发送器中要旋转符号的原因。如等式(9)所示，在发送器中符号A_n被旋转了 。假定信道和调制是理想的，利用等式(9)，通过设置ω_c＝ω_d则可以表示该低IF信号。正如下面所要描述的，接着接收器300中的电路产生一个以150Khz为中心的低IF信号ωd，而不是产生一个典型的基带信号。这样，除了导频信号之外，便产生了： $r\left(t\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{A}_n{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_d\mathrm{nT}}{h}_b(t-\mathrm{nT})e^{j{\mathrm{\ω}}_{d^{\′}}}\right]=\mathrm{Re}\left[\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{A}_n{h}_b(t-\mathrm{nT})e^{j{\mathrm{\ω}}_d(t-\mathrm{nT})}\right],\mathrm{or}---\left(10a\right)$ $r\left(t\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{A}_n{h}_b(t-\mathrm{nT})\right],---\left(10b\right)$ 其中h_p(t)是一个通带信道，并且 $h_p\left(t\right)=h_b\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{d^{\′}}}$ 。如果在接收器300中使用一个希尔伯特滤波器对，则产生了一个解析信号： $z\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{A}_n{h}_p(t-\mathrm{nT}).---\left(11\right)$

假定h_b(t)满足奈奎斯特准则，则z(t)可以在符号间隔上对进行采样以恢复基带符号A_n。根据基本采样理论可以理解这一点，该理论指出采样后的接收频谱每隔1/T重复一次。因而，采样过程重构初始的A_n。在下面的等式中说明了这种情况。 $z\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}(a_n+j{b}_n)h_b(t-\mathrm{nT})(\cos {\mathrm{\ω}}_d(t-\mathrm{nT})+j\sin {\mathrm{\ω}}_d(t-\mathrm{nT}))---\left(12\right)$ 我们以同相分量为例。 $\mathrm{Re}\left[z\left(t\right)\right]=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n{h}_b(t-\mathrm{nT})\cos {\mathrm{\ω}}_d(t-\mathrm{nT})-b_n{h}_b(t-\mathrm{nT})\sin {\mathrm{\ω}}_d(t-\mathrm{nT})---\left(13a\right)$ $\mathrm{att}=\mathrm{kT}---\left(13b\right)$ $\mathrm{Re}\left[z\left(\mathrm{kT}\right)\right]=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n{h}_b\left((k-n)T\right)\cos {\mathrm{\ω}}_d\left((k-n)T\right)-b_n{h}_b\left((k-n)T\right)\sin {\mathrm{\ω}}_d\left((k-n)T\right)---\left(14a\right)$ 结果，Re[z(kT)]＝a_k                        (14b)由于 $h_b\left((k-n)T\right)\cos {\mathrm{\ω}}_d\left((k-n)T\right)={\{}_{0,\mathrm{forn}\≠k}^{1,\mathrm{forn}=k}---\left(15a\right)$ h_b((k-n)T)sinω_d((k-n)T)＝0 for all k-n    (15b)

然而，如果在发送器中s(t)未被旋转 ，则(14b)中的结果及其相应的正交分量会被旋转

，因而，在接收器那里会需要一个旋转器来补偿该旋转。除此之外，也会需要该接收器旋转器来补偿因多谱勒效应等造成的任何相位偏移。虽然原理简单，但由于必须跟踪相位在ω_d/2πHz上的变化和上述相位偏移，这就导致了接收器旋转器的复杂实现。例如，在伴随的控制循环中会需要较大的步长来跟踪这些相位变化。结果，获取时间和导致的噪声分量就增加了。基于上述原因并根据本发明，旋转器被放在图2所示的发送器中以简化接收器的实现。具体地，旋转器165的使用消除了相位模糊并简化了在接收器300中对接收的RF信号的跟踪。由于现在可以把一个诸如一阶的低阶数字载波相位恢复电路用在接收器中，以便快速跟踪在RF部分后接收的信号中的任何残余频率/相位变化，所以跟踪被简化了。这种快速获得接收RF信号的能力，在接收器处于移动的轿车之中并受到上述多谱勒效应的影响时，就显得尤为重要。

更为重要的是，通过在发送器中使用旋转，可以在不进一步增加诸如数据块大小选择的系统设计约束的情况下，简化了相关载波频率(或相位)补偿。作为发送器旋转的结果，调制器150所提供的调制在这里被称作无载波QPSK调制，而不是标称QPSK调制。

应注意，上述基带方案的一个问题是无线上变转换需要余弦和正弦调制器。保持两个相隔正好90度的模拟无线调制器不是没有意义的。如果两个调制器的相位不是精确对齐的，则两个信号不会构成一个最佳希尔伯特对(本领域人员所知的)或解析复合函数。另外还有其它的诸如一个数字通带滤波器实现的方案来避免该问题。在通带方案中基带数字滤波器被同相和正交通带滤波器所代替，同相和正交滤波器构成一个希尔伯特对。同相通带滤波器输出被从正交滤波器输出中抽出，所得到的信号接着被调制到一个中频上，其中使用一个选择模拟带通滤波器来消除相关的映像。接着带通滤波信号被转换到射频以便广播到空中。这种模式以一个更具选择性的映像消除带通滤波器的代价简化了使用两个良好平衡的混合器(相距90度)的需求。(两个混合器的相位差偏离90度会导致性能下降。)为了放松该映像消除带通滤波器的选择性需求，同相/正交数字通带滤波器的中心频率可以被设到一个较高的频率上，该频率意味着使用较高的过采样速率L。最终，应当恰当地选择在数字滤波器前面的相位旋转器的旋转频率，使得基带和通带实现是等价的。如果通带滤波器的中心频率被设在150+180N+X kHz，则旋转频率应被设在-X kHz(其中N是大于等于0的整数，180kHz是符号速率)。总之，上述基带方案会在给定的接收器300的实现中带来小的性能补偿，现在将描述接收器300。也应注意通带方案中的导频信号应当从通带中心频率开始偏移。

在接收器300中，接收的RF信号被提供给解调器350，在图5中以模块图的形式说明了该解调器。解调器350包括RF下变转换器505，正如本领域的人员所了解的，该转换器是一个把接收的RF信号下变转换到一个诸如10.7MHz的IF频率的“IF滤波器”。所得到的IF输出信号接着被提供给IF下变转换器510，该转换器提供一个以150KHz为中心的通带低IF信号511，该信号包含上述在250Khz频率上的，在接收器300中被用作载波恢复参考和为接收器产生其它时钟信号的信源的导频信号(下面描述)。图6给出了一个说明性的有关通带低IF信号511的振幅的频谱。

在继续下面的有关解调器350的讨论之前，应当注意为了补偿发送的RF信号和接收的RF信号之间的任何载波频率偏差，通常在RF下变转换器505中包含一个模拟载波锁相环(PLL)。(虽然可以在解调器350的其它部分中实现模拟载波PLL，但最好是在RF部分中实现该功能。)然而，在这种移动环境中，接收的RF信号会受到频率选择性衰减和振幅衰减(这里称作“平滑衰减”)的影响。因而，如图7所示RF下变转换器505的PLL电路被改进成对平滑衰减或频率选择性衰减作出响应。

具体地，接收的RF信号被提供给混合器605，该混合器也接收一个本地振荡信号(LO信号)631。为了说明简单，假定混合器605包含所有需要的电路以提供一个恢复出来的IF信号606，正如本领域人员所了解的，该信号可以具有10.7KHz的频率。这个接收的IF信号被提供给自动增益控制610，自动增益控制被用来调整被恢复的IF信号的振幅以便提供上述IF输出信号506。模拟PLL是一个锁相环并且被假定包含一个石英以产生所需的LO信号631。正如本领域人员所知的，模拟PLL 630根据在这里由IF输出信号506表示的一个IF信号来调整LO信号的相位。但是，模拟PLL 630根据“保持/继续”信号636的状态以跟踪模式或锁定模式来进行操作。如果“保持/继续”信号表现为一个逻辑“一”，则模拟PLL630停止跟踪并锁定LO信号631的相位。另一方面，如果“保持/继续”信号636表现表现为一个逻辑“零”，则模拟PLL 630继续调整LO信号631的相位。换而言之，当在导频频率上有严重的平滑衰减或频率选择性衰减时，模拟PLL 630的反馈回路被保持开路以避免错误调整。

具体地，由平滑衰减检测器615检测接收RF信号的平滑衰减，该检测器比较来自AGC 610的一个表示被恢复的IF信号606的振幅的输出信号。当被恢复的IF信号606的振幅低于一个预定的诸如-110dBm的值时，平滑衰减检测器61 5把一个逻辑“一”提供给OR门635。OR门635把一个逻辑“一”信号提供给模拟PLL 630，而模拟PLL 630则禁止跟踪。类似地，导频衰减检测器620被用来检测在250Khz附近的频率选择性衰减。上述低电平IF信号511被提供给窄带滤波器625，该滤波器以诸如250Khz的导频信号频率为中心频率。窄带滤波器625把恢复出的导频信号626提供给导频衰减检测器620。该检测器把恢复出的导频信号626与一个参考阀值相比较。如果导频衰减检测器620检测到一个被恢复的导频信号626，则假定没有频率衰减，并且导频衰减检测器620向OR门635提供一个逻辑“零”。然而，当导频衰减检测器620没有检测到被恢复的导频信号626时，导频衰减检测器620向OR门635提供一个逻辑“一”，该OR门接着禁止模拟PLL 630调整LO信号631的相位。应当注意，可以采用其它的方法产生被恢复的导频信号，例如使用下面要描述的均衡器或信道特征抽取方案(arrangement)。然而，如果采取其它的方案，本领域的人员应该认识到在产生被恢复的导频信号时出现的任何显著的处理(时间)延迟。也可以让平滑衰减检测器或导频衰减检测器根据导频信号的质量而不是逻辑“一”或“零”来产生其输出。例如，平滑衰减检测器可以为调整PLL环路带宽而产生一个与接收信号和诸如-110dBm的预定值之间的差值成比例的输出。在极端的情况下，PLL通过把环路带宽减到零(打开环路)来处于“保持”状态。另一个可选的方案是根据输入信号电平来使用不同的加权系数，而不是仅用一个二元值“一”和“零”。是否“保持”或“继续”的决定是通过把阀值与一个使用加权系数在一个预定的时间间隔上瞬间或累计计算出来的值相比较而得出的。

回到图5，如上所述，IF下变转换器510产生一个以150Khz为中心的低IF信号511ω_d，而不是产生一个更常见的基带信号。如上所述，图6给出了一个针对低IF信号511的说明性频谱，该频谱占据了从50Khz到250Khz的频率范围。与一个更常见的基带信号相反，低IF信号511是在认识到这样一个事实的情况下选择产生的，即通过一个模拟或数字低通滤波器可以进一步增强对任何上相邻RF信道干扰的消除，同时必须完全通过一个IF滤波器来减少任何下相邻RF信道干扰。然而，在IF频率上更难以设计出高选择滤波器。在通过一个常见的RF下变转换器之后，下相邻RF信道干扰确实是通过最终的IF频率转换混叠进入了主信号。然而，为了减少这种混叠，则产生一个通带低IF信号，使得低IF信号511以一个从0到50Hz的“自由”区而处于50和250Khz之间。该自由区保证剩余的下相邻RF信道的前50Khz不会被混叠进入主信号。换而言之，如果低IF信号511已被设到100Khz上并且不允许有自由区，则应当设计10.7Mhz的IF信号使得在10.6Mhz的阻带衰减与前面在10.55Mhz的情况下的阻带衰减一样多。然而，选择以150Khz为中心的低IF信号511放松了对10.7Mhz IF滤波器的阻带衰减需求。应当注意，虽然在传统的RF设计中RF下变转换器505不在有用频带中引入脉动和包络延迟畸变是重要的，但由于数字系统具有一个均衡器(下面描述)，则在图5的实现中需求被放松了。事实上，任何IF滤波器的缺陷均可通过接收器的均衡器加以补偿，代价要是噪声的少量增加。然而，在IF滤波器之前调整信号功率并因此使此后系统内部噪声可被忽略是重要的。事实上，IF滤波器响应可以被偏置到较低的频率上以便获得更多的对下相邻信道干扰的阻带衰减。

低IF信号511被提供给滤波器590，该滤波器被设计成包含按序列的一个基带模拟低通滤波器和一个高通滤波器。低通滤波器(未示出)被设计成在250和270Khz之间具有显著的阻带衰减以便进一步消除上相邻信道干扰。这种基带模拟低通滤波器避免了在采样过程中由可能不够10.7Mhz的IF滤波器消除造成的混叠。高通滤波器(未示出)被设计成进一步减少能够影响同步检测的下相邻信道干扰。(注意，由于在RF频率转换中不充分的消除，所以并没有消除已经混叠进入主信号的下相邻信道干扰。)

来自滤波器509的低IF输出信号被模数(A/D)转换器515以三倍的符号速率采样，在这里该速率为540Khz(奈奎斯特速率为270Khz)。来自A/D转换器515的数字样本流516被提供给数字增益控制(DGC)520，DGC产生接收数字样本流521。接收数字样本流521被提供给相关器525和延迟线路(或缓冲区)530。

延迟线路530的设计考虑了处理信道脉冲的处理延时，均衡器系数计算的处理延迟，和实现中等均衡所需的延迟(上述所有情况将下面描述)。

在传统的接收器设计中，一个希尔伯特滤波器对被用来产生同相和正交分量，一个复合(交叉耦合)均衡器被用来恢复发送的基带信号。复合(交叉耦合)均衡器包括四个滤波器，同相和正交输出信号各由两个滤波器产生。例如，同相输出信号是第一个滤波器处理同相输入信号和第二个滤波器处理正交输入信号的结果。类似地，正交输出信号由一个不同的滤波器对产生。尽管有这种明显的建议，与更为传统的基带信号相反，上述通带低IF信号的产生允许使用非交叉耦合均衡器570。

均衡器570由两个滤波器构成，一个用于同相(I-EQ 570-1)而另一个用于正交(Q-EQ 570-2)构成。这两个滤波器具有速率为3/T的共同的输入信号，该信号在这里被称作部分间隔(fractionally-spaced)样本。各滤波器分别根据样本575-1和575-2产生速率为1/T的恢复同相和正交输出信号。虽然这里没有描述，但可以从数学上说明非交叉耦合均衡器570不仅恢复一个二维信号，而且还构成一个希尔伯特对。这种结果对于根据纯同相信道探测信号来设计同相和正交均衡器系数而言是重要的(在下面描述)。应当注意，与上述的2/T交叉耦合均衡器相比，使用一个3/T交叉耦合均衡器减少了均衡器硬件的复杂性。例如，虽然均衡器570以3/T的采样速率进行操作，但只需要两个滤波器。这样，与2/T交叉耦合的四个滤波器均衡器相比，除节省了在交叉耦合均衡器之前所需的希尔伯特滤波器对中的开销之外，还节省了均衡器硬件中25％的开销。

同相和正交输出信号(是具有符号速率1/T的数字样本流)被提供给载波环路580，该环路补偿接收信号中的任何相位偏移φ_k。如上所述，由于在发送器100中提供了一个旋转器以补偿低IF信号511的通带生成，在接收器300(如前所述)中可以使用一个低阶相位锁定环路，以便快速跟踪接收的RF信号中的任何频率/相位变化。当接收器位于移动的轿车之中并受到上述多谱勒效应的影响时，这种快速获得接收的RF信号的能力就显得尤为重要。

然而，在这个说明性的实施例中，由数字载波恢复环路580表示载波恢复环路，数字载波恢复环路580包括相位旋转估测器580-2和相位旋转器580-1。为了说明的目的，假定相位旋转估测器580-2是用一个数字信号处理器(DSP)(未示出)来实现的。DSP测量均衡器输出及其理想位置之间的角度差，并且把该信息反馈给相位旋转器580-1以便反向旋转该角度差。通过对32个符号求平均值并把计算结果用在接下来的300个符号上，可以获得该相位差。结果，在完整一个帧或数据块(如图4的帧205所示)上只进行六次估测。这是一种取代传统的锁相环反馈实现的块基前向馈送校正(block-based feed-forward correction)过程，其中根据旋转器输出之间的差别发现错误，分割位置(sliced position)被加以过滤并被用来驱动一个锁相电路给出估测。这种前向馈送校正过程对于跟踪而言是简单和灵活的，尤其是在跟踪快速移动的车辆的时候。然而，其频率偏移跟踪范围是非常有限的，例如该范围只有±18Hz。并且每300个符号中的载波相位变化足够引起质量下降。应当注意，在载波恢复环路系统中实现一种基于符号的二阶锁相环或额外的频率跟踪环路可以进一步改进跟踪。

在继续进一步描述由数字载波恢复环路580提供的相位校正符号流的处理之前，我们把注意力集中在相关器525，模式匹配器540，判决设备565和信道响应单元535上面。这些单元提供了帧同步和信道特征功能。

对于帧同步而言，同步检测算法通常被设计用来匹配接收器的预定信号模式(也称作训练信号)和输入信号。如果二者匹配，则表示已同步。用于产生确定是否匹配的信息的设备被称作相关器。根据同步信号中的一个具体符号是否匹配，相应增加或减少相关器的输出端上的一个计数器。计数器的输出指示接收器的输入信号和所存储的信号模式之间的相似程度。这样的一个计数器被称作置信度计数器。这种简单的同步机制只使用非常有限的，从一个相关器可以得到的信息。除非受到约束，常规数据信号会具有与同步类似的模式并且能够导致错误的检测。

然而，本人已认识到在以某种方式设计同步信号时可以改进同步检测设备，这种方式是，在匹配同步信号时，相关器产生可以区别的信号特征，该特征在噪声环境中被用来区分同步信号和数据信号。在这种情况下，需要一个具体的具有某种特点的训练信号。同时，也希望把在同步过程中，从该具体的训练信号中得到的信息用于确定信道特征(信道探测)。

因而，在其自动相关功能中具有可区分的特点的一种同步模式被用来提高同步的可靠性。说明性地，这是在帧头206中使用二元伪随机序列的一个原因。当在发送器上重复这样的序列，并且在接收器上用非重复模式的一个拷贝与该序列相关时，相关器在匹配的情况下产生一个高值(峰值)，并且在不匹配的情况下产生一个低值(静噪区)。由于该序列被加以重复，可以使用借以了解有关周期性的优先权(priori)和峰值与静噪区宽度的信息来增强检测的可靠性。

当这样的长度为N并具有假定值为1和0的符号的序列，在发送器上被加以重复并且在接收器上被具有值1和-1(-1代替0)的序列的一个存储复本相关的时候，相关器输出在序列被匹配的情况下产生一个振幅为(N+1)/2的高峰值，并且在序列不匹配的情况下产生一个低值。也可以在发送器上使用具有1和-1值的序列并使用具有1和0值的序列的一个存储复本进行相关。接收的信号可被硬分割成1或0以便进行简单的处理。然而，这种方法本身在有严重信道畸变的情况下是健壮的，这种信道畸变在处于诸如移动环境的情况下会出现。

因而，如上所述，假定任何相关器输入均保持A/D转换器所提供的全部精度。也就是说，相关器输出信号表现为实数并不限于简单的逻辑1或0。

回到图5，接收到的数字样本流521被提供给相关器525。该相关器是利用一种子相关器结构来实现的。在1993年11月9日授权给Wang的。题为“确定通信系统中信号散射特征的技术”的美国专利5,260,972号；和1995年4月11日授权给Wang的，题为“信号相关技术”的美国专利5,406,586号中可以发现子相关器结构的例子。应当注意，在同步信号不被约束成一维的情况下，需要额外的相关器组。

同步过程被设计用来检测每个10ms数据块的起始，该数据块由两个连续的31PN序列构成，该序列尾随有一个部分24PN段(上述帧头206的86个符号)。通过把31PN序列的一个拷贝用作其系数并以完全的精度接收一个输入信号，相关器525产生一个相关器输出信号526。图8说明了相关器输出信号526的一个例子，该图说明了在接收一个帧的帧头206时的相关器输出信号526。例如，区域11与前一帧的数据部分的尾端对应，而区域12通常对应于当前帧的数据部分的起始。(帧头206中剩余的两个7PN同步符号被加以均衡并被用来同步解交织器和调整各接收数据块中的符号位置，下面将会进行描述。)

相关器输出信号526被提供给置信度计数器540，该计数器包括下述电路：高分割(slice)545，低分割555，高模式匹配550和低模式匹配560。根据其绝对值是否超出一个预定低阀值，高分割电路545分割相关器输出信号526以提供一个1或0。类似地，根据其绝对值是否低于一个预定低阀值，低分割电路555分割相关器输出信号526以提供一个1或0。在与高或低阀值相比较时，也可以用实数表示前面刚提到的一或零以反映信号的质量。这两个分割输出接着分别被提供给高模式匹配电路550和低模式匹配电路560。高模式匹配电路550和低模式匹配电路560在这里也被称作辅助相关器。低模式匹配电路560产生指示输入信号自动相关与预存信号自动相关的相似程度的信息。来自高，低辅助相关器的信息接着被加权和累加以便由判决设备565作出同步决定，该判决设备提供了同步信号(sync)。

应当注意，在分割输入正确的情况下，一个具有硬分割输入的相关器已经很好地定义了输出上的峰值和静噪区。如上所述，假定在出现信道损伤时，使用一个接受完全精度的相关器。完全精度相关器的输出是一个硬分割相关器的响应和信道脉冲响应的卷积。由于接收信号受到带宽限制并被多路径畸变，在信道间隔大于发送PN序列长度的情况下不会存在静噪区。因而，为了避免静噪区被完全破坏，使用一个31符号的PN序列，这是因为31PN序列比最坏情况下的信道间隔还要长。这就保证在相关器输出中会存在静噪的，可以被用于可靠的同步检测的区域。高(峰值)阀值模式被用来检测由31个符号分隔的周期性峰值。在高阀值模式中各峰值检测区的宽度为L个样本，其中通常L＝3个或一个符号。低阀值模式被用来检测周期性静噪区。各静噪区检测的宽度为N个样本，通常是18个或六个符号。可以有一个由多路径产生的响应的区域被定义成“忽略区”。通过把辅助相关器中的相应系数设成零值，该区域的作用(contribution)被设成零。

(应当注意，在图8的区域12中，第一个期望的来自第一个31PN序列的峰值在某种程度上与前一帧的尾端相关。然而，由于第二个31PN序列在理论上与第一个31PN序列相关，第二个接收的，没有被破坏的31PN序列具有清晰的峰值和静噪区。由于只是一个24PN序列，最终的PN序列可以具有较少的峰值。)

图9说明了这种情况，除了说明性地标出“峰值检测区”(P)，“忽略检测区”(I)和“静噪检测区”(Q)之外，图9与图8相同。在峰值检测区内，相关器输出被忽略了由忽略检测区(也被标为ni)表示的一段时间。在忽略检测区之后，在静噪区出现了静噪匹配模式。在图10中给出了说明性的峰值匹配和静噪匹配模式。

必要的是，这种同步过程关注定帧信号(framing singnal)的高，低和周期。在峰值检测期间的一个高匹配和在静噪检测期间的一个低匹配被用来区分一个帧的起始。忽略区补偿接收信号的反射，延迟等等。图11，12和13说明了这种用于判决设备565的通用方法。

起初，当接收器300第一次调整到相应的频率上时，判决设备565开始处于图11所示的“获取模式”，在该模式下没有申明(dedare)同步。在步骤60，一个可以是一个变量或一个寄存器的匹配计数器初始被设成零。在步骤61，同步过程尝试检测一个帧头。一旦检测到一个帧头，则在步骤62递加匹配计数器，在步骤63跳过多个符号n3，并且在步骤64再次尝试检测一个帧头。多个符号n3与帧长度有关(下面描述)。如果没有检测到帧头，则判决设备565回到步骤61。然而，如果检测到了帧头，则在步骤65递加匹配计数器。如果匹配计数器等于一个预定值M1，则判决设备565在步骤67切换到“稳定状态模式”并根据图13(下面描述)进行操作。例如，如果M1等于三，一旦检测到三个连续的帧头，则转换到稳定状态模式并可以认定(assert)一个同步(sync)信号。这种顺序匹配多个帧头的需求在申明同步和切换到“稳定状态模式”之前建立了一个置信度等级。然而，如果匹配计数器不等于M1，判决设备565则跳过n3个符号并到达步骤63。应当注意，预定数值M1可以是静态值或变量值。例如，当接收器最初打开时(或当一个站第一次调谐时)，M1的值可以高于当回到获取模式是失去同步的结果时M1的值。当第一次获得信号时，这会强制进入一个更高的置信等级。然而，在处理同步时，较低的置信等级也是可以忍受的。

在尝试检测一个帧头时，步骤61和64的差别是关于各接收帧中的位置的一个假定。在步骤61中，帧头检测从接收信号中的任意一点开始。也就是说，在图11的步骤61中在一个峰值区中“寻找”接收信号。一旦最初检测到了帧头，在该帧头是真的情况下，在下一帧的起始处进行类似的检测，该帧在一个固定的时间间隔之后到达，而该时间间隔由跳过n3个符号来表示。在这种情况下，步骤63的帧头检测在恰当的时间间隔之后“寻找”帧头(由于信号的周期性被认为是优先的(priori)，一个帧的数据信号部分被轻易地跳过了。)

结果，虽然分别加以说明，但步骤61和64基本上以同样的方式检测帧头。图12说明了这种情况，该图给出了一个说明帧头检测方法的流图。在步骤50，同步过程寻找一个峰值区，即判决设备565等待检测任何一个来自置信度计数器540的峰值区指示。当检测到一个峰值区时，同步过程在步骤51跳过n1个符号间隔以补偿任何信号反射(这是一个忽略区)。在下一个步骤52，同步过程寻找一个静噪区。如果在预定时间间隔内没有找到静噪区，则同步过程回到步骤50以寻找一个峰值区。然而，在检测到一个静噪区时，判决设备565在步骤54在一个预定的时间间隔内寻找一个峰值区。如果没有找到峰值区，则同步过程回到步骤50以便扫描一个峰值区。然而，当在步骤54检测到一个峰值区时，同步过程在步骤55跳过n2个符号间隔以补偿任何信号反射(这是另一个忽略区)，其中n2≥n1。n2和n1的值是根据最坏情况下的信道间隔的知识试验性地确定出来的。在下一个步骤56，同步过程寻找一个静噪区。如果在预定时间间隔内没有找到静噪区，则同步过程回到步骤50以便在一个预定时间间隔内寻找一个峰值区。然而，在检测到一个静噪区时，判决设备565接着在步骤58寻找一个峰值区。如果没有检测到峰值区，则同步过程回到步骤50以便寻找一个峰值区。在检测到一个峰值区时，同步过程已检测到一个帧头。注意在跳过忽略区和寻找峰值与静噪区时经过的时间间隔的总和被以利用31PN周期性的方式设定。

一旦处于稳定状态模式，上述图12的方法也可被用在每一个帧上。也可以使用其它的方法，图13便说明了其中的一个方法。在图13的方法中，一个可以是一个变量或寄存器的丢失计数器初始被设成零。在步骤72，判决设备565在下一个帧中寻找一个峰值区，该帧在本例中在n4个符号之后出现。这里由于只检测第一个峰值和静噪区，所以n4＞n3，并且需要跳过多个帧。如果检测到峰值区，判决设备565在步骤73跳过n1个符号间隔并在步骤74寻找一个静噪区。然而，如果没有检测到峰值区，则在步骤75记录一个丢失并递加丢失计数器。在步骤76检查丢失计数器的值。如果丢失计数器的值大于一个预定值M2，则判决设备565变回到获取模式，即失去同步而判决设备565根据上述图11进行操作。否则的情况下，判决设备565到达步骤81和步骤72。由于需要跳过更多的符号，n5的值大于n4(如处理步骤72，74，78和79的时间所示)。

在步骤74，如果检测到静噪区，则判决设备565在步骤70提供一个同步信号，在步骤71跳过n4个符号，并且在步骤72当下一个帧开始时寻找一个峰值区。然而，如果没有检测到一个静噪区，则在步骤78记录一个丢失并递加丢失计数器。在步骤76检查丢失计数器的值。(这里假定一次丢失由一个诸如逻辑零对逻辑一的非法同步信号来表示，或者在同步信号是多位信号的情况下，由一个具体的位模式来表示。或者是由判决设备565来提供一个单独的信号。)如果丢失计数器的值大于一个预定值M2，则判决设备565变回到获取模式，即失去同步而判决设备565根据上述图11进行操作。否则的情况下，判决设备565到达步骤71并继续进行处理。在本例中允许增加丢失计数器直到达到上述的阀值。然而，不同的方式可被用来重新设置丢失计数器。例如，当在一个预定时间段中没有检测到丢失时，可以周期性地重新设置丢失计数器。或者是每当在步骤70提供一个同步信号时重新设置丢失计数器。

也应注意，检测到丢失或失去同步可以被用来指示信道的信噪状况。例如，在检测到丢失或失去同步的情况下，一个信号(如一个同步信号)被发送给Reed-Solomon解码器。该解码器为校正错误忽略当前接收的帧。这比在时间段上累计接收信号的错误信息更为有效，后一种被称作Reed-Solomon解码器中的消除的方式在当前领域中是常见的。例如，通过分割一个均衡器的输出信号来得到错误统计是人所共知的。当错误累计超过某一个阀值时，类似Reed-Solomon解码器的电路顺序忽略接收信号一段时间。然而，简单地使用上述同步信号便可以消除该电路。

如上所述，每10ms发送一次探测信号。根据理论和试验的结果，已经确定这种方式根据通信信道的情况把最高车辆速度限制在135和200km/hour之间。处理车辆速度的能力被一种具有探测信号的重复速率的增长值线性增加了。例如，在每5ms发送一次探测信号的情况下，最高车辆速度应处在270到400km/hour的范围内。

应当注意，也可以使用其它的方法来确定使用图5的电路的同步。例如，与上述估测图11和12所描述的置信度计数器540的输出信号的顺序方案相反，可以使用一种分析型的联合判定。

一旦完成了帧同步，进入相关器输出信号526的信道脉冲响应被加以处理以获得均衡器570的均衡器系数。具体地，一旦得到同步，预定义的帧头，即训练信号被识别出来并被用来表示信道脉冲响应。由于一个移动无线信道是以出现多重反射路径为特征的，所以这一点特别有用。这样，接收信号可以被看成是由一个主信号和许多由反射产生的间接信号构成的。接收难度被信道中的连续变化进一步增加了，并且当以高于几百Khz的速率发送数据符号时，接收就变得更为困难。例如，路径之间的几微秒的延迟在许多数据符号中间导致了符号间干扰。结果，为了在这种通信环境中恢复数据，需要用信道特征来校正由信道导致的损伤。

信道特征可被描述成如下形式。在发送器上，通过一个未知的信道发送一个已知的训练信号。在接收器上，所观察到的信号被用来抽取信道的特征。我们定义A(f)为训练信号频谱，Ht(f)为发送器频率响应，Hc(f)为信道频率响应，Hu(f)为调谐器频率响应，B(f)为接收器的信道抽取器的频率响应，而T(f)为总的频率响应。(现在，我们假定系统是无噪声的。)

T(f)＝A(f)H_t(f)H_c(f)H_u(f)B(f)    (12)如果A(f)B(f)等于一个传输频带上的常量k，该常量此后被称作“处理增益”，

T(f)＝kH_t(f)H_c(f)H_u(f)，or    (13a)

T(f)＝kH(f)，                 (13b)其中H(f)是总的转换函数并且得到了信道信息。利用该信息，可以获得均衡器分接头系数以校正信道畸变。下面描述的技术精确地抽取了多路径信道特征并提供了各种用于同步和载波相位偏移估测的信息。

如果信道被噪声破坏，则 $T\left(f\right)=\mathrm{kH}\left(f\right)+\sqrt{\mathrm{kN}\left(f\right)},---\left(14\right)$

其中N(f)是信道噪声功率频谱，而k是上述处理增益。在传输频带上集成的比值k|H(f)|2/N(f)定义了信道估测信噪比。处理增益越大，所估测的信道特征抗噪声能力就越强。通常，训练信号持续越长，则相应信道的特征抽取就越好。在这种设计中，训练信号对应于上述帧头。相应地，在传输开销和专门抽取通信信道特征所用的总时间之间有一种折衷。在这里通过把帧头206中的86个符号选作用于同步和信道探测目的的训练信号的长度来表示这种折衷。

如前所述，均衡器570构成一个希尔伯特对，因而可以根据同相信道响应来获得均衡器570的同相和正交均衡器的系数。这样，分配信道响应单元535首先寻找进入相关器输出信号526的同相信道脉冲响应。接着通过希尔伯特转换获得正交均衡器系数。

图14图示出一个获得线性均衡器系数的说明性过程。(根据Gadot等人的美国专利应用08/322877号，1994年10月13日递交，1995年11月15日批准，可以使用一种判决反馈均衡器的变种。)在步骤30，分配信道响应单元535接收来自检测设备565的同步信号，该设备通知相关器输出信号526表示信道脉冲响应。在步骤31，分配信道响应单元535根据“快速富立叶变换”(FFT)或离散富立叶变换(DFT)技术把相关器输出信号526从时域表示变换成频率域表示(FFT和DFT处理在本领域是已知的)。通过求出FFT输出(用于频率域均衡)，和回到时域(用于时域均衡)的逆FFT(IFFT)的倒数来可以简单确定均衡器系数。

然而，过多的均衡器噪声增长可能是因出现多路径反射而造成的。对于象相同强度反射那样的强反射尤其是这样。于是，单独根据FFT响应产生的均衡器系数不能提供收敛，反而使符号间干扰(ISI)恢复更为困难。

因而，本人已认识到，通过把少许的畸变引入信道脉冲响应，可以在只对总体性能造成轻微下降的情况下处理多重反射。具体地，在接收信号电平过高或过低的情况下，信道脉冲响应被固定在频率域中，此后称之为“FFT定界”。换而言之，一个简单的阀值被提供给图15所示的相关器输出信号526的FFT的振幅。如果相关器输出信号526的FFT超过这些预定阀值Th和Tl，则简单地固定该信号。例如，如果振幅大于Th，则振幅被设成等于Th。类似地，如果振幅小于Tl，则振幅被设成等于Tl。阀值的确定是期望的反射振幅和可以接受并必须根据经验确定的ISI度之间的折衷。

这种FFT定界方案避免了因多路径反射在均衡过程中导致的过多的均衡器噪声增加。与零强制均衡类似，方案可以被看成使用某种最小均方原则的均衡。该方案对于避免数字频率和时间转换中的循环卷积效应而言是重要的，FFT和IFFT的长度应超过最坏情况信道和均衡器间隔的总和以避免在进行FFT和IFFT操作时产生的循环混叠。最终，在频率域中带外响应被设成零以便设计出具有在60到240Khz之间的180Khz带通特征的均衡器。

回到图14，分配信道响应单元535在步骤32使用FFT定界。在步骤33中使用了FFT阀值的倒数。接着在步骤34使用在本领域已知的逆FFT(IFFT)处理所得到的频域响应，从而获得同相均衡器系数。最终，在步骤35分配信道响应单元535通过希尔伯特变换在时域上处理同相均衡器系数，从而获得正交均衡器系数。

一旦获得了均衡器系数，分配信道响应单元535在步骤36把系数更新或下载到均衡器570上。如上所述，延迟线路530必须调整样本流，使得均衡器看到合适的数据流。这种数据缓冲区的长度考虑到了处理信道脉冲，均衡器系数计算和实现均衡所需的延迟的时间。在所有的信号处理和延迟电路中适当保持采样相位关系是重要的。在延迟缓冲区后面，均衡器处理两个部分数据块，一半数据块在100符号同步模式之前，另一半则在其后。这就是所谓的中等均衡。注意该均衡器是一个通带均衡器。同样的数据流被馈送给均衡器570的同相部分和正交部分。均衡器570的输出被以符号速率重新采样并被提供给前述的载波恢复环路580。接着载波恢复电路的输出被分割以恢复出所发送的符号。

图16说明了图14的计算均衡器系数的方法的一个变种。除了用步骤45代替步骤35并去掉步骤36之外，图16与图14相同。在步骤45，通过一个-jsgn(f)(希尔伯特变换的频域表示)来处理频域中的同相均衡器系数，-jsgn(f)在频域中产生正交相位均衡器系数，根据-jsgn(f)通过使用图34中的FFT则产生了正交时域系数。

回到图5，数字载波恢复环路580提供的相位校正符号流被提供给符号恢复单元705，该单元提供前述的编码信号351。在图17的模块图中说明了符号恢复单元705，该单元包括相关器710和缓冲区计数器715。

帧头206中剩余的14个一维符号被用于接收器300中的交织器同步或符号时钟校正。这14个一维符号是从图3的信号构象的“交织器(符号时钟)同步符号”中选择出来的。具体地，14个符号被接收器300用来指示各320ms交织器模块的起始。这种交织器同步每32个符号重复一次，并且包含两个图4所示的连续7PN序列。(应当注意，交织器深度，即交织器模块的大小影响从障碍地形的影响中恢复信号的能力，并且交织器深度也是车辆速度下限的一个函数。相应地，根据具体的系统特性，也可以使用其它的交织器深度值。例如，当在广播区域内出现变化频繁的障碍地形时，交织器深度可以被调整成640ms。)

当14个符号未被用于接收器300的交织器同步时，它们被用于有关帧中的数据符号同步。在这种情况下，14个符号包含跟随了一个图4所示的正7PN的一个负7PN。当存在显著的样本时间相位变化或不同信号路径的相对强度变化，并且导致接收器300可以察觉到的延迟变化的时候，需要用这14个符号来校正各帧的编码数据部分。(应当注意，在这里一个负PN序列仅仅是一个正PN序列的反面。例如，如果由符号(1.414，0；-1.414，0)表示一个2PN，则对应的负2PN序列是(-1.414，0；1.414，0)。

因此，除了具有一个额外的信息信号-同步信号之外，在功能方面相关器710与上述相关器525，置信度计数器540和判决设备565类似，该信号建立了当前接收的帧的帧同步(结果，相关器710可以是一个更简单的二元相关器)。在合理的帧(由一个合理的同步信号表示)中，相关器710提供交织器同步信号352，该信号被图1所示的检错解码器315用来在检测到两个具有同样的正负符号的连续7PN序列时解交叉符号模块。类似地，相关器710在检测到两个正负符号相反的连续7PN序列，或检测到交织器同步序列时提供一个符号同步信号712。后一种情况即使是在该帧指示一个新的交织器模块的起始时也可以保证符号同步。应当注意，通过把两个正负符号相同的7PN序列用于交织器同步并把两个正负符号相反的7PN序列(一正一负)用于符号同步，接收器解码被设计成相位旋转不变的。这样就在信道状况不佳的情况下为非常重要的时间标签提供了额外的保护。

缓冲区-计数器715对数据符号同步信号712作出响应并缓冲当前帧的纯数据部分。可以以许多种方式实现缓冲区-计数器715。例如，作为一个线性缓冲区或环形缓冲区，利用一个指针和计数器可以进行增加和删除操作。在存储当前接收的符号时，假定缓冲区-计数器715完成下述功能。首先，缓冲区-计数器715硬分割接收的符号流。(为了简单，未示出一个在本领域中已知的分割器。)接着存储被分割的符号流。理想情况下，所存储的分割符号数应当等于或大于一个数据模块的预定长度，即1700个数据符号。然而，一个定时偏移会或多或少地使数据符号与当前的接收帧相关。这种定时偏移是由发送器和接收器时钟错位和通信信道本身的多路径影响造成的。

对于发送器和接收器时钟，上述根据信道探测获得的估测信道脉冲响应具有发送器和接收器符号时钟之间的定时相位偏移信息。由于均衡器可以保持冻结直到下一次同步出现，一个使用根据估测的信道响应导出的系数的部分间隔均衡器可以在有限的程度上补偿定时相位偏移。如果发送器和接收器时钟具有频率偏差，在得到新的估测之前，一个定时相位偏移会逐渐从零增加到某个值上。众所周知该问题的灵敏性依赖于发送器滤波器的过剩带宽。例如，如果一个传输系统使用一个零百分比过剩带宽发送器滤波器(sinx/x)，则在信号下一个4％的定时相位偏移(15度)会引入一个-23dB的干扰。当该干扰被加到噪声中时，便导致了0.3dB的接收器灵敏度下降。如果使用具有10％过剩带宽的发送器滤波器，就可以达到11％的定时相位偏移。下面的等式给出了最大允许的接收器符号时钟偏差：其中D是与发送器的符号时钟相比的最大允许接收器符号时钟偏差，而用二去除是为了中等均衡。对于11％的定时偏移和一个1800个符号的数据块长度，D＝120ppm(部分每毫秒)。尽管接收器符号时钟与发送器符号时钟的偏差在±120ppm的范围之内，但定时相位在数据块上不会显著改变以导致显著的性能下降。

另一种可以导致删除或增加符号的情况是多路径信道的变化。例如，当所有路径的相对强度改变时，均衡器总是把具有最大功率的信号当作主信号，并且产生相应的恢复符号。

不管怎样，最终的结果是，如果在符号校正中有时间偏移，则在当前接收的帧中会或多或少地存在数据符号。当均衡器系数改变时，也会发生类似的符号时间偏移。因而，缓冲区-计数器715测量任何两个连续的，由数据符号同步信号712表示的双7PN序列之间的数据符号数。当有额外的符号时，删除模块中间的一个。如果符号数小于1700，则重中间的符号。在这样的情况下会发生错误。虽然信号格式设计可以考虑该问题，但为了简单可以忽略这种情况，相反地，可以依靠一个具有检错解码器315的Reed-Solomon解码器(未示出)来解决该问题。这就导致了整个系统性能的微小下降。应当注意，由于使用了一个中等均衡器，两个连续的数据块被缓冲以便进行这种符号重新校正。

前面只是说明了本发明的原理，应当理解本领域的技术人员将能够导出许多可选的方案，虽然这里没有明确描述，但这些方案体现了本发明的原理并且符合本发明的宗旨和范围。

例如，虽然在这里说明的本发明是用离散的功能构造模块，如感知音频编码器，分配信道响应单元等实现的，通过使用一个或多个已编程的处理器，如数字信号处理器则可以完成这些构造模中的一个或多个的功能。

Claims (17)

1.一个接收器装置，包括：

一个射频下变转换器，该转换器对接收的射频信号进行操作以提供一个中频信号；

一个中频下变转换器，该转换器提供一个来自中频信号的通带信号，使得该通带信号以一个第一频率为中心，该第一频率是被选来匹配在对应的接收射频信号的发送器中的一个旋转器的旋转频率的。

2.如权利要求1所述的装置，其中还包括：

一个均衡器，该均衡器对通带信号进行操作以提供一个被均衡的信号；

一个载波恢复电路，该电路对被均衡的信号作出响应并且只对把接收器装置连接到发送器的通信信道的影响造成的相位偏移提供补偿。

3.如权利要求2所述的装置，其中载波恢复电路是一个低阶锁相环。

4.如权利要求2所述的装置，其中载波恢复电路是一个数字载波相位恢复电路。

5.如权利要求4所述的装置，其中被均衡的信号表示一个帧序列，数字载波相位恢复电路是一个对被均衡信号的各帧中的一部分进行块基前向馈送相位校正(block-bused feed-forward phase correction)的信号处理器。

6.如权利要求5所述的装置，其中信号处理器通过把x1个符号的每一个的相位和一个参考相位相比较来确定各帧中的x1个符号的平均相位偏差，并且该信号处理器使用上述平均相位偏差校正紧随其后的x2个符号的相位。

7.如权利要求6所述的装置，其中只有那些包含帧中的数据部分的符号才被信号处理器所使用。

8.如权利要求6所述的装置，其中x2＞x1并且x2小于包含各帧的数据部分的符号的总数。

9.如权利要求6所述的装置，其中还包括一个旋转器，该旋转器在一个数字信号处理器的控制下把x2个符号反向旋转所确定的平均相位差。

10.如权利要求2所述的装置，其中载波恢复电路还包括：

一个对被均衡的信号进行操作的平均电路，该信号表示被格式化进入一个帧序列的数据，各帧均具有一个帧头部分，而该帧头部分包括一些符号，其中平均电路对所有x1个符号和一个参考信号之间的相位差进行平均以提供一个平均相位差；

一个把紧随其后的x2个符号反向旋转所确定的平均相位差的旋转器，其中x1＜x2。

11.如权利要求10所述的装置，其中平均电路是一个信号处理器。

12.如权利要求10所述的装置，其中x1和x2个符号均是从各帧的数据部分中得到的。

13.如权利要求2所述的装置，其中均衡器是一个非交叉耦合均衡器。

14.一个发送通信信号的方法，其中包括的步骤有：

进行对数据信号符号映射以产生代表N维符号流的第一信号；

通过一个旋转频率旋转各N维符号的相位以提供一个第二信号，使得旋转频率落在一个由接收器从通信信号恢复出来的通带信号的通带频率范围内；

处理第二信号以便提供在通信信道上传输的通信信号。

15.如权利要求14所述的方法，其中处理步骤还包括步骤：

把第二信号上变转换成一个中频信号；

把中频信号上变转换成一个射频信号，该信号是一个通信信号。

16.如权利要求15所述的方法，其中处理步骤还包括在把第二信号上变转换成中频信号之前在第二信号中增加一个导频信号的步骤。

17.如权利要求14所述的方法，其中旋转步骤提供一个无载波信号。

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