JPH09503114A

JPH09503114A - ダイバーシチπ／４−ＤＱＰＳＫ復調

Info

Publication number: JPH09503114A
Application number: JP7525259A
Authority: JP
Inventors: ダブリュ．デント，ポール; エム．クロフト，トーマス
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-03-28
Filing date: 1995-03-28
Publication date: 1997-03-25
Also published as: CA2163744A1; AU687537B2; AU2130295A; CN1098585C; WO1995026601A2; CN1128596A; NZ283289A; WO1995026601A3; US5841816A

Abstract

(57)【要約】無線通信システムにおいて受信信号を復調する方法及びシステムを開示する。π／４−ＤＱＰＳＫ変調信号を復調して、付加的品質測定をもたらすと共に、ダイバーシチ組合せまたは選択を助長することができる。

Description

【発明の詳細な説明】ダイバーシチπ／４−ＤＱＰＳＫ復調背景本発明は、一般に、無線通信システムに関し、特に、この種のシステムで受信した信号を復調する方法及びシステムに関する。セルラー無線システムは、連続伝送を使用する搬送波アナログ周波数変調システム（ＦＤＭＡ）による単一信号チャネルから、パルス伝送を使用する時分割多重接続（ＴＤＭＡ）へ発展中である。ＴＤＭＡシステムにおいて、通信は、各接続に、時間サイクルにて独自のタイムスロットを割り合てることによって、基地局及び複数の移動局間で行われる。得られた不連続のまたはバーストのデータ伝送は、例えば、バッファ・メモリ及びデジタル音声符号化を使用することによって、平滑化してわかり易い音声を生成するようになっている。デジタル的に符号化した音声は、例えばπ／４−ＤＱＰＳＫ等のデジタル変調体系を使用して、無線リンクに伝送される。デジタルＴＤＭＡセルラー通信に対するπ／４−ＤＱＰＳＫの使用は、電気通信工業協会規格ＩＳ５４（Tele-communication Industry Association standard IS ５４）に述べられている。π／４−ＤＱＰＳＫは、４つの角度±４５°及び±１３５°のうちの１つを通して信号ベクトルの位相を増加する方向に回転することによって、データビットの対を伝達する変調である。位相回転の際、π／４−ＤＱＰＳＫ変調した信号は、位相の変化の割合いに等しい周波数シフトを示し、この周波数シフトを計測することによって、データビット対を復調することができる。変調は、ビルディング等からの遅延したエコーによって、伝送経路中に歪みを被り、この結果、場合によっては、移動局中に等化器が要求される。エコー遅延が制限されている場合、等化器は、周波数弁別器によって置き換えることができる。周波数弁別器は、小型のシリコンチップでの集積化には不向きのアナログ部品を使用して、一般に構成される。従来のシステムがこの歪みと対決する１つの方法は、ダイバーシチ受信または伝送を用いることである。ＴＤＭＡシステムにおけるアンテナ・ダイバーシチは、目的データの受信に対して最良のアンテナを選択すべく、送信機が別の受信機に向けてデータを送信する間、どれが最高の信号強度を生むかを決定するのにアンテナが試験される、アンテナ選択ダイバーシチ、または２つのアンテナから受信した信号が、復調前（検出前組合せ）または復調後（検出後組合せ）に加えられるダイバーシチ組合せの何れかを使用して実施されてきた。しかしながら、これらの従来のダイバーシチ技術は、高速フェージングが、試験が行われてアンテナが選択された後にどのアンテナが最良の信号を受信するかを変更しうるという点で疑問視されている。概要本発明によれば、上記及び他の欠点及び困難性は、ダイバーシチ受信アルゴリズムと組み合わされた直接位相デジタイザを使用して、π／４−ＤＱＰＳＫ信号を復調する全デジタル方法によって克服される。本発明の例示的実施例はまた、２つの受信機チャネルのダイバーシチ組合せの促進と同様に、後続のエラー修正復号化に対するデータビット品質方策をもたらす。例示的な実施例によれば、搬送波が、π／４−ＤＱＰＳＫを使用してデジタルデータによって変調されて、±４５°ないし±１３５°の何れかの角度を通して、最後の記号の終りでの値から無線搬送波位相を変更することによって、２ビットのデータを搬送するようになっており、この際、４つの可能性は、ビット対００，０７，１１または１０を表わす。無線信号の変化は、複素数（Ｉ，Ｑ）面でろ過されて、スペクトルを制限するようになっている。受信機では、受信した信号は、ダウンコンバートされ、フィルタリングされ、かつ、ハードリミティング中間周数（ＩＦ）増幅器を使用して増幅される。ＩＦ増幅器はまた、制限の前に、信号強度の近似的対数表示を生成する。位相情報を含むハードリミテッドＩＦ信号は、直接位相デジタイザに送られる。瞬時位相を表わす数値が生成され、処理されて、データ記号を復調するようになっている。復調されたデータシンボルは、対数信号強度情報と組み合わせることができて、エラー修正デコーダに対して、品質注釈付きデータビットを生成するようになっている。本発明の幾つかの例示的な実施例によれば、２つのアンテナ、受信機、ＩＦ増幅器及び位相デジタイザが設けられる。位相数値及び近似的対数信号強度値は、一緒に処理にされて、エラー修正デコーダに送られる改良された品質の復調したデータを生成するようになっている。復号化したデータは、デジタル化した音声を表わすことができ、次いで、例えば、音声復号器に送られて、電話耳当てまたはラウドスピーカを駆動するためのアナログ音声を生成するようになっている。図面の簡単な説明本発明の上述の及び他の諸目的、特徴及び利益は、図面と関連した以下の詳細な説明を読むと直ちに容易に理解されよう。第１図は、本発明の例示的実施例による単一チャネルＰｉ／４−ＤＱＰＳＫ受信機のブロック図である。第２図は、本発明による例示的な複式ダイバーシチ受信機のブロック図である。第３図は、第２図の信号処理装置の例示的な構成のブロック図である。詳細な説明第１図は、本発明の例示的な実施例による単一チャネル受信機構成を示している。到来する無線信号を処理する従来の方法は、該信号を受信し、増幅し、かつ同相の直角（Ｉ，Ｑ）デカルト成分に分割すると共に、これらをデジタル化して、処理に対する複数数のストリームを生むようになっている。デカルトデジタル化に対する有益な代替例は、参照によってここに含まれる、ポール・ダブリュー・デント（Paul W．Dent）による「ログポーラ信号処理（Logpolar Signal Proc essing）」と題する米国特許第５，０４８，０２９号に説明されている。ログポーラ方法では、信号は、デカルト成分（Ｉ，Ｑ）としてではなく、位相角度及びベクトル振幅または半径に関する対数尺度を含む極座標成分としてデジタル化される。これらの値は、適切なデジタル信号処理を用いたデジタル化の後、所望すれば、デカルト（Ｉ，Ｑ）成分に数値的に変換することができる。ログポーラ・デジタル化の利点は、自動利得制御器を使用すること無く、高い瞬間受信機ダイナミックレンジを達成することである。パウル・ダブリュー・デント(Paul W．D ent)による「直接位相／周波数デジタル化（Direct Phase/Frequemcy Digitizat ion）」と題する米国特許第５，０８４，６６９号は、その開示が参照によってここに含まれる、ハードリミテッド無線信号の位相を直接デジタル化する異なる方法を述べている。ピーター・ホルムクエスト(Peter Holmquist)による「累算器位相デジタイザ(Accumulator Phase Digitizer)」と題する米国特許第５，２２０，２７５号は、本発明を実施するのに使用し得ると共に、参照によってここに含まれる直接位相デジタル化のまた別の方法を述べている。「双方向復調方法及び装置(Bidireetional Demodulation Method and Apparatus)」と題する米国特許第５，３３５，２５０号は更に、信号をデジタル化し、メモリに記録し、次いで未知のデータを囲む既知のデータシンボルの開始点から前方又は後方に信号を復調し、最高のデータ品質を生むどちらかの復調方向からの結果を選択するＴＤＭＡ無線バーストの復調を述べている。直接位相デジタル化という用語が、信号を実数及び虚数即ちデカルト成分に先ず分割して、これらから逆正接を計算することを含まない様な、複素数信号の瞬間位相の数値を生成するいかなる装置または方法を含むように、ここで定義する。第１図において、信号がアンテナ１０から受信され、スーパーヘテロダイン受信機１１においてダウンコンバートされ、フィルタリングされ、増幅されて、ログポーラデジタイザ１４に対して、瞬間信号強度（ＲＳＳＩ）を示す信号１２及びハードリミテッド中間周波数信号１３を生成するようになっている。ログポーラデジタイザ１４は、前記米国特許第５，０４８，０２９号に従って動作し得ると共に、例えば、参照によって含まれる前記米国特許に説明されているような直接位相デジタイザ１５を少なくとも備えている。この発明の第１の例示的な実施例によれば、位相のみがデジタル化され、π／４−ＱＰＳＫ復調される。後に説明する別の例示的な実施例において、ＲＳＳＩ信号はまた、Ａ／Ｄ変換器１６中でデジタル化され、位相及びＲＳＳＩ信号の双方が共に処理されて、エラー修正検出器に対して、品質注釈付復調化ビットをもたらすようになっている。位相デジタイザ１５は、modulo−２π形式の信号の瞬間位相を表わす数値のストリームを生成する。Modulo−２π形式は、位相角度を表わす整数値が０と（Ｍ −１）との間の値をとることができて、位相角Ｋ／Ｍ×２πを表わすようになっていることを意味している。従って、Ｋ＝Ｍの整数値は、角度０と同一の角度２ πを表わしている。Modulo−Ｍ演算では、Ｍ及び０は、角度０及び２πの同一性に同様に対応して表わされる。具体的には、例えば、８ビットのワード長の２進数演算を使用して、００００００００（０）ないし１１１１１１１１（２５５）の値は、０ないし２５５／２５６×２πの角度を表わす。１１１１１１１１に１単位を加えると直ちに、最も左側のディジット１が８ビットレンジの外部にオーバーフローし、ドロップして、再度０度に対応する００００００００（０）の値を残すことになる（１）００００００００を得る。こうして、有限ワード長演算の循環オペレーションは、円角度領域に写像される。 π／４−ＱＰＳＫ信号は、現在の位相値から、初期に１つの記号にデジタル化された位相値を引いて、位相差分値を得るようになっているmodulo−２π位相差分器１７を使用して、この例示的な実施例に従って復調される。位相差分値は、デジタル論理の入力に接続されたルックアップテーブル１８に対するアドレスとして使用され、この際、デジタル論理の出力は、位相差が存する９０度の四分円に対応する２ビットの復調データである。復調は、復調データビットを生成するだけでなく、エラー訂正検出器１９に対する信頼性を示すものであることが望ましい。これは、位相差の余弦及び正弦にそれぞれ対応する値を記憶することによって、ルックアップテーブル１８を使用して達成することができる。これらの所謂ソフト値は、余弦成分の符号における復調四元シンボル（記号）の１つのビット極性及び正弦成分の符号における他のビットを示す。正弦及び余弦の大きさは、ビットに関する品質または信頼性を示す。π／４−ＱＰＳＫを用いた連続記号間の僅かな位相差は、四分円の中間である±４５または±１３５である。こういった角度の余弦及び正弦の大きさは、１／√２である。０度回りの位相差に出くわせば、余弦は、その符号が正であるという信頼できる指示を与える＋１となり、一方、正弦の大きさは略零であり、正弦の符号に関する極めて信用できない決定を示すことになる。信頼性に関するこれらの尺度は、エラー修正検出器１９において使用することができて、誤ったビットを正確に指摘すると共に、これを修正するのを援助するようになっている。エラー修正復号器１９は、前記信頼性に関する尺度を使用して、符号化された情報を表わすこれらの記号を処理して、復号化した記号を生成するようになっている。少ない臨界情報を表わす多数の記号は、符号化されないまま伝送することができ、従って、これらは、エラー訂正復号器によって復号されない。後に説明する例示的な実施例において、ＲＳＳＩ信号はまたデジタル化され、ビットの信頼性を決定する際に考慮される。ＲＳＳＩ信号は、デジタル化の後に位相値と組み合わせることができ、Ｚ＝（Ｉ，Ｑ）のデカルト複素数表現に変換することができる。Ｚ（ｉ−１）により１記号期間前の値、及びＺｉにより現在の値を示せば、Ｚｄ＝（Ｘｄ，Ｙｄ）＝Ｚｉ・（Ｚｉ−１）^*なる値が形成される。式中、^* は共役複素数を示す。このとき、Ｚｄ（Ｘｄ）の実数部分は、１データビットの「ソフト（soft）」値を表わすと共に、虚数部分Ｙｄは、四元シンボルの番号「ｉ」の第２のデータビットのソフト値を表わす。その代わり、極の表記において、Ｘｄ及びＹｄは以下のように表現することができる。 Xd = Ri.R(i-1).COS[Ai-A(i-1)] Yd = Ri.R(i-1).SIN[Ai-A(i-1)] 式中、Ａｉは位相値を表わし、Ｒｉは対応する振幅値を表わす。記号「・」によって表わされた乗算は、対数値が使用されるとき、加算に変換される。従って、 LOG(XD) = LOG(Ri)+LOG[R(i-1)]+LOGCOS[Ai-A(i-1)] LOG(YD) = LOG(Ri)+LOG[R(i-1)]+LOGSIN[Ai-A(i-1)] ＲＳＳＩ値は、ＬＯＧ（Ｒ）に対応する対数形式で生成され、ルックアップテーブル１８は、ＣＯＳ及びＳＩＮの代わりに、角度差のＬＯＧＣＯＳ及びＬＯＧＳＩＮの値を保持するので、ソフトビットの計算は、短かいワード長、固定小数点加算器のみを使用して乗算器（図示せず）を使用すること無く、上記等式に従って実行することができる。必要ならば、Ｘｄ及びＹｄの対数値は、アンチログテーブルを用いて線型値に変換することができるが、短かいワード長を有する値のワイドダイナミックレンジを表わすことを可能にすべく、対数形式の値を維持することは都合が良い。ソフト値を処理する後続のエラー修正復号器は、対数形式のこれらの値を受容すべく容易に配置することができると共に、対数演算装置にこれらの値を使用することができるか、またはアンチログ機能を用いて、線型値に変換することができる。優れた性能を得るために、各記号期間内の最適時点で、入力信号をサンプリングし、デジタル化することが望ましい。これらのサンプリング時間は、古い値から新しい値へ±４５または±１３５を通した丁度完了したその回転を有する位相角度に対応する必要がある。最適のサンプリング時間は、例えば、記号期間に渡る８つの均一に離隔した時点でサンプリングを行い、次いで、８つのサンプリング位相のうちのどれを以下に述べる復調に使用するかを決定することによって、決めることができる。ＴＤＭＡ信号セグメントは、例えば、最初の既知の記号の第１のパターンと、決定すべき多数の未知の記号と、最後の既知の記号の第２のパターンとを備えている。既知の記号の第１及び第２のパターンは、しばしば「同期ワード(syncwor ds)」と称する。既知の第１のパターンを有する受信信号の８つの可能サンプル位相の相関をとると共に、最高の相関を生むサンプルタイミングをピックアップすることにより、復調に対する最適のサンプルタイミングが決定される。例えば、シンボルを１／８ごとに分解した連続するサンプルをＺ１，Ｚ２，Ｚ３---Ｚｉで表わすと共に、既知のシンボルが生成すべきサンプル値をＴ１，Ｔ２，Ｔ３---Ｔｉで表わせば、相関値 C1 = Z1.T1^* + Z9.T2^* + Z17.T3^*........... + Z(8n-7).Tn^* C2 = Z2.T1^* + Z10.T2^* + Z18.T3^*........... + Z(8n-6).Tn^* C3 = Z3.T1^* + Z11.T2^* + Z19.T3^*........... + Z(8n-5).Tn^* 等が計算される。複素相関のどれが最高の大きさを有するかということが、復調に対する選択されたサンプリング位相を決定する。例えば、Ｃ３が最高の大きさを有すると仮定すれば、サンプルＺ３，Ｚ１１，Ｚ１９，Ｚ２７---等の部分集合が、復調に対して選択される。１／８の記号サンプル間隔のために、使用されるＺの連続した値は、１の代わりに８によって分離された指数を有することが判かる。ソフトビット値は、次式を使用して計算される。 Zd = (Xd,Yd) = Zi.Z^*(i-8) または、極表記で： Xd = Ri.R(i-8).COS[Ai-A(i-8)] Yd = Ri.R(i-8).SIN[Ai-A(i-8)] または、対数形式で： LOG(XD) = LOG(Ri)+LOG[R(i-8)]+LOGCOS[Ai-A(i-8)] LOG(YD) = LOG(Ri)+LOG[R(i-8)]+LOGSIN[Ai-A(i-8)] フェージングがチャネル上に現われたとき、最初の同期ワードを変造して、最良のサンプリング位相の修正決定を妨害するようにすることが可能である。前記の如く含んだ米国特許第５，３３５，２５０号に説明したと同様にして、相関値はまた、第２の同期ワードを使用して計算することができる。相関結果の相対的信頼性に応じて、データは、基準としての第１の同期ワードから前方向に、第２の同期ワードから後方向に、または双方向に復調することができる。同期ワードの信頼性の尺度を定義する前に、どのようにしてこういった値を、１つ以上の復調方向を決定するのに使用することができるかを決める方法について、以下において一般的に概説する。例えば、同期ワードの信頼性の値が或る方法で定義可能であると共に、高、中及び低の信頼性といった制限された数のケースに量子化されることを仮定する。このとき、２つの同期ワードに対する信頼性の値の組合せは、９つの異なるケースを生じる。各ケースに対して、平均的に最下位の記号エラーを与える最適復調戦略は、シミュレーション、及び装置に組み込まれた９つの項目を含む決定テーブルによって予め決定することができる。例えば、この簡略化した例における決定テーブルは、以下のようなものである。上記テーブルを満たすのにどの復調方向が最適かを決定するために、以下の手順を実行することができる。送信機、フェージングチャネル及び受信機の計算機シミュレーションを実行し、かつ受信したＴＤＭＡ信号セグメントを、上記のように定義した同期ワード信頼性の９つの可能ケースに従ってカテゴリー化する。次いで、各カテゴリーに対して、記号エラー率が、復調方向の３つのケースに対して、即ち、ここでＦ，Ｂ及びＨと略記される、前方、後方または半ば前方の３つのケースに対して個別に計算される。遭遇するシンボルエラーの数は、同期品質対の各カテゴリーを用いて使用される各復調ケースに対応する３×７、即ち２７個のカウンタにおいて個別に計算される。各カテゴリーに対して、そのカテゴリーに対する記号エラーの最小総数を与える復調方向Ｆ，ＢまたはＨが選択されて、前記決定テーブルにおさまるようになっている。この新規なプロセスの更なる開発として、どのようにして同期ワード信頼性を、制限されたレベル数、例えば、上述の如く要求した「低」、「中」及び「高」の３つの値として最適に量子化できるかということを、ここで説明する。信頼性の非量子化または連続した尺度が有効であると仮定する。これは、先ず、多数のケース、例えば１６個のケース等に細かく量子化することができる。このとき、２つの同期ワードの信頼性に関する１６×１６＝２５６の可能な組合せがある。３×２５６個のカウンタにて各復調方向を使用して２５６個の信号品質カテゴリーのおのおのの記号エラーの総数を計算すべく、シミュレーション手順を拡張し、次いで、各カテゴリーに対して、どの復調戦略Ｆ，ＢまたはＨが最小数のエラーを与えるのかを決定し、例えば、以下に示す表２のようなテーブルを展開する。実用上、統計的変動は、上記表のように完全に対称性をなすテーブルを生むことはできないが、時間反転の対称性を期待する理論的理由に起因して、非対称性テーブルを先ず対称性テーブルに修正することができる。例えば、行２であれば、列１のエントリーはＨの代わりにＢであり、エラー計数ペナルティは、行１、列２エントリーをＦに修正するのに比較して、行２列１エントリーをＨに修正する際に吟味することができ、これを最低のペナルティで選択することができる。例えば、行２列１の同期品質カテゴリーに対するシミュレーションが、以下の結果を生んだことを仮定する。総合エラー計数復調方向 4819 F 3116 H 3102 B この場合、最も低いエラー計数を選択することによって、行１列２のＨと対称性をなして一致はしない行２列１の位置にＢが生成される。しかしながら、これは、行１列２のＦと一致する。ここで、行１列２に対するシミュレーションが次の結果を生じたと仮定する。総合エラー計数復調方向 3018 F 3009 H 3917 B 対称性を引き出すべく行１列２にてＨをＦに変化させる際のペナルティによって、総合エラーが３００９から３０１８に増加する、即ち、９つの余分なエラーのペナルティが生じることとなる。代替的に、行２列１のＨを選択することによって、対称性を引き出すことができよう。これによって、総合エラーが３１０２から３１１６に増大する、即ち、１４の増大が生じる。後者は悪いケースであるので、対称性を引き出す前者の方法が選択される。次に、テーブルを、復調戦略が略均一である粗領域に、以下のように分割することができる。表３の各領域における復調戦略は、９つの領域に対して、以下のような表１で最初に推量したような支配的戦略に変更される。前に図示したように、表３の任意のエントリＦ、ＢまたはＨを９つの領域のうちの１つに対する支配的エントリに変更する際のエラー率ペナルティを決定することができる。こうして、各領域にて堅実に使用すべき同一型式の復調Ｆ，ＢまたはＨを引き出す際の総合ペナルティを計算することができる。このペナルティ計算はまた、９つの領域を描く表３の２本の水平方向分割線及び２本の垂直方向分割線の各可能位置に対して繰り返すことができる。４本の分割線の位置は、９つの領域のおのおのにて一致を引き出す際のエラー率の最小ペナルティを招く位置に選択される。こうして、同期品質値０，１，２，---ｅ，ｆを、「ＧＯＯＤ」、「ＭＥＤＩＵＭ」及び「ＢＡＤ」と呼ぶことができる３つのより広い領域のみに量子化する最適量子化が、対称的に決定される。結果を装置の論理に永久に組み込んで、量子化された領域のおのおのに対して最適の復調型式（Ｆ，ＢまたはＨ）についての決定と一緒に、最適量子化を行うことができる。９つの領域間の境界は、各可能境界位置に対すると共に、Ｆ，ＢまたはＨの任意のものに対する各領域での復調戦略を均一化することに対する記号エラーの総数の増加を評価することによって、対称的に決定されてきた。各領域に対する境界位置及び最良の決定戦略は、最も低い正味の記号エラー率に対して対称的に決定される。このことによって、復調戦略を保持するのに要されるルックアップテーブルの寸法を低減すべく、どのようにして連続した同期ワード信頼性尺度を粗に量子化することができるかということに関する説明がもたらされる。３×３エントリーを上回る寸法のテーブルを、現代のメモリ技術を用いて実用上使用することができることは、当業者にとって認められよう。上記例は、例示のみのために３×３の寸法のテーブルを使用しているが、例えば８×８等のはるかに大きなテーブルに対して手続きを使用することができる。ここで、どのようにして同期ワード信頼性または品質の尺度を得ることができるかについて説明することとする。以前に概説したような直接差分位相変調を使用するとき、同期ワードとの相関の目的は、記号期間内で最良のサンプリングタイミングを定義することである。最良のサンプリングタイミングは、どれが、最大の信号対（雑音＋干渉＋ＩＳＩ）の比率を与えるタイミングである最低のエラー率に帰着するかということである。相関に対して使用される同期ワードベクトルＴｉが、単位長のものであれば、最高の大きさとの相関は、最良のサンプリング位相を示す。更に、大きさの２乗は、どの位大きな受信信号エネルギーが同期ワードと関連するかを示し、一方、総合受信エネルギー及び同期ワードエネルギーとの間の差は、全不要エネルギーを表わす。例えば、最大相関がＣ２であれば、そのタイミングでの全信号エネルギーは、次式で表わされる。 E = Z2.Z2^*+Z10.Z10^*+Z18.Z18^*......+Z(8n-6)^*.Z(8n-6) この信号における所望する信号エネルギー内容は、Ｓ＝｜Ｃ₂｜²である。従って、同期ワード品質の尺度は、Ｓ／（Ｅ−Ｓ）である。これは、前に概説した方法に従って量子化することができる多ディジット数値である。代替的同期ワード品質尺度は、もちろん定義することができる。例えば、最適サンプリング位相を決定したので、これは、同期ワードの記号を復調するのに使用することができる。即ち、結果を事前に既知の値と比較すれば、同期ワードにおける記号エラーの数を決定することができると共に、同期ワード品質の尺度として使用することができる。こうして、以上において、どのようにして同期相関に対する品質の尺度を得ることができるか、どのようにして品質を制限された数の値に粗に量子化することができるか、またどのようにして２つの既知の同期ワードの粗に量子化した品質を、これらの間に存する既知のデータに対する最適復調戦略を決定するのに使用することができるかについて示した。説明した手続きを適用して、任意数の代替的復調戦略のどちらかを決定することができ、異なるサンプリング位相を用いた前方または後方の差分位相復調のどちらかを決定できないことに留意されたい。例えば、有効なレパートリーに含むことができる別の復調戦略は、準コヒーレントなアルゴリズムであり得る。準コヒーレントな復調において、未知のデータ記号は、先の１記号期間のサンプルを使用することによってではなく、先の１記号期間の信号ベクトルの評価を使用することによって復調される。第１の既知のデータ記号（即ち、既知の同期ワードパターンに最も近いデータ記号）に対して、この評価は、次式を計算することによって、選択された相関結果「Ｃｊ」から導き出される。 Zref = Cj Tn/n 最初のデータ記号は、次式を用いて復調される。 Zd = Z(j+8n).Zref^* Ｚｒｅｆは、Ｚｄが存するカドラントによって示されたような±４５°または± １３５°の角度を通して回転させると共に、Ｚｒｅｆ及びＺ（ｊ＋８ｎ）間の差の小数部を加えることによって更新される。例えば、Ｚｄが第１の四分円に存することを仮定する。次に、次式を計算して、 Zref = Zref.EXP(jPi/4) Zref = Zref + [Z(j+8n)-Zref]/16 第２のデータ記号を復調するためにＺｒｅｆの新しい値を得るようにする。基準ベクトルＺｒｅｆは、復調の選択された方向に応じて後方または前方に搬送されるので、準コヒーレントの構成は、第１または第２の同期ワードからのサンプリングタイミングの単なる選択よりも一層方向依存性を示す。準コヒーレント構成において、異なる記号エラー率は、２つの同期ワードによって与えられるサンプリング位相が同一であったとしても、２つの方向に対して得られ、これに対し、差分位相復調は、この場合、方向に依存しない。こうして、予め計算した決定テーブルによって与えられる復調方向の正確な選択は、一層重要であると期待することができる。更なる復調戦略として、エコー等化アルゴリズムを設けることができる。相関が、相関ピークから離れた＋または−の１つの記号期間で高エネルギーを示すとき、このことは、正確な復調を補うのに必要とされ得るエコーまたは時間分散を示す。等化器の全ての可能な構成を説明することは、本発明の範囲を超えることであるが、エコーの効果を低減するのにとることができる１段階を、完全性の目的のために説明することとする。エコーまたは時間分散の効果は、特に、次の計算結果に複素定数を加算することであって、この結果、 Zd = Zi.Z(i-8)^* Ｚｄの可能な値はもはや円の中心（０，０）の周囲には分散しないが、オフセットの中心の周囲には分散することを示すことができる。この複素定数が存するカドラントを決定する前、またはその実数部及び虚数部をソフトビット値としてエラー訂正検出器に通過させる前に、Ｚｄからこの複素定数を引くことによって、記号エラーが低減することになる。この戦略を援用するか否かに関する選択は、複素オフセットの推量を計算することができる相関の結果に依存している。この推量したオフセットをしきい値と比較すれば、これは、前に述べた同期品質量子化と類似して決定される方法で、「重要(significant)」または「非重要(in-sig nificant)」に粗に量子化することができる。この分類は、オフセット修正を用いるか否かを決定するのに使用される。一般に、この方法によって、受信されたＴＤＭＡバーストを、双方の同期ワードについての、時間分散と各分類に対する全ての有効な復調戦略の評価オフラインとに起因する重要／非重要なオフセットごとの同期ワード当りの２つのケースに対する、High、Low及びMediumの同期品質の、合計３６通りの可能なケースに分類することができ、これによって、各ケースで用いられるベスト・オン・アベレージ(best-on-average)戦略を示すルックアップテーブルを構成して、予め計算したテーブルが装置に組み込まれる。上述した例示的な実施例は、同期ワードと同様に既知のシンボルパターンとしての、ティーアイエー（ＴＩＡ）規格ＩＳ５４に定義されている所謂デジタル音声カラーコード（ＤＶＣＣ：Digital Voice Color code）を例えば使用することによって、２つ以上の既知の記号パターンを各ＴＤＭＡ伝送に含めるケースに拡張することができる。こういったケースは、既知のデータパターンによって結合された未知のデータの２つの例として扱うことができ、本発明の各例に対して個別に応用することができる。上述した例示的実施例はまた、未知のデータを復調するための選択が、多数のアンテナの何れかからの信号源を選択することを含む、ダイバーシチ受信のケースに拡張することができる。第２図は、本発明の別の例示的実施例による複式ダイバーシチ受信機を示す。アンテナ２０ａ及び２０ｂは公称的に同一の信号を受信するが、これらの間の僅かな位置または偏波差のために、信号対干渉比率は同一ではない。この２つの信号は、Ａ／Ｄ変換器２２によってデジタル化される前に、スーパーヘテロダイン受信機２１ａ及び２１ｂにおいて増幅され、ろ過されかつ下方変換される。デジタル化された信号値は、デジタル信号処理装置２３に送られ、該装置２３は以下に述べるようにしてこれらの値を処理する。同期相関は、単一チャネル、非ダイバーシチケースに対して前述したと同一の方法で計算することができるが、この場合は、双方の受信機からの信号に対して計算が行われる。同期相関品質は、例えば、前述した方法、所定のしきい値との比較によって粗にカテゴリー化された同期品質、及び復調戦略を選択するのに使用される全ての同期相関に対する量子化された同期品質それに復調する信号源の選択の組合せの何れか１つを使用して計算される。例えば、各ＴＤＭＡ信号セグメントがそれらの間に未知のデータ記号を有する２つの既知の記号パターン（同期ワード）から成っていれば、何れかのアンテナ「ａ」または「ｂ」からの信号を使用した前方、後方または半ば前方、半ば後方の復調に関する選択は、６つの可能選択を与える。最良の選択は、少なくとも４つの同期品質尺度の関数であることができる。前述したように、どのようにして復調方向の最良の選択が同期品質に関して変化するかを説明する関数は、全ての同期品質クラスのＴＤＭＡ信号セグメントを復調するあらゆる復調戦略を使用するオフライン・シミュレーションによって予め計算することができ、各クラスに対する最小の記号エラーを与える戦略は、装置に組み込み得るルックアップテーブルに記録することができる。例えば、２つのみのアンテナを用いてさえも、信号源に関する選択数は、デジタル信号処理装置２３内部において、２つのアンテナからの信号の重み付け和または差を形成することによって、人為的に増加させることができる。和及び差は、第３及び第４の候補信号源、または２つの主要な候補として扱うことができる。更に、和または差を計算するのに使用する重み因子は、最初の２つの信号に対して計算した相関に依存することができる。特に、相関は、構成付加が生じるように重みを決定するのに使用することができる、２つのアンテナからの信号の相対的位相についての情報をもたらす。また、重みは、未知のデータ記号の前または後に存する同期ワードを有する相関から引き出すことができる。こうして、第１のセットの重みを用いて形成した重み付け和及び第２のセットの重みを用いて形成した重み付け和は、２つの最初の信号と同様に２つの代替的信号源として見做すことができる。これらの４つの信号のおのおのは、第１の同期ワードから前方に、第２の同期ワードから後方に、またはそれらの半ばの方向に変調すべく選択することができる。これによって、未知の記号の最初の１／２に対する復調結果を得る８つの可能方法及び未知の記号の第２の１／２に対する復調結果を得る８つの可能方法の総計がもたらされる。復調基準としての最も左の同期ワードの選択は、最も右の同期ワードが重み付け付加を形成するのに使用されたときに排除することができ、またその逆も成立する。しかしながら、オフライン・シミュレーションからこの可能性を排除する必要はなく、むしろ、オフライン・シミュレーションの結果は、この仮定を実証するか、あるいはその逆である。以前のように、復調戦略の選択は、粗に量子化された同期品質の関数として予め計算され、ルックアップテーブル、またはデジタル信号処理装置２３の一部を形成するデジタル論理に組み込まれる。第２図の受信機の例示的な信号処理装置２３のブロック図は、第３図に示されている。２つのアンテナからのデジタル化された信号は、先ず、バッファメモリ３０に記録され、該バッファメモリ３０からは、同期相関器３１によって前記信号をリコールすることができる。同期相関器は、第１の同期ワードとの相関に対する第１及び第２の信号源のサンプルをリコールし、次いで、第２の同期ワードとの相関に対する第１及び第２の信号源のサンプルをリコールすることによって、４つのセットの相関結果を生成する。相関結果の各セットは、少なくとも、最大相関を与えるサンプル・タイミングの指示、最大相関の複素数値及び相関品質尺度を含むが、全てのサンプル位相での複素相関値も含むことができる。相関結果は、戦略選択装置３２及び重み付け合算器３３に加えられる。戦略選択装置はまた、復調器３４が行うことができる多数の可能な復調アルゴリズムまたは戦略の中からの選択を制御する。復調されたデータシンボル＋ソフト品質情報は、復調器３４からエラー修正検出器３５に送られ、該検出器３５はインターリービングを行って、丁度よい時にエラーを分散することができる。重み付け合算器３３は、それらの間にタイムオフセットを有する２つの信号源からのサンプルを組み合せるか否かに応じて、２つの一般的方法のうちの一方で動作することができる。この選択は、予め決定されたものであるか、または既に戦略選択装置３２にもたらされた同期品質の関数であり得る。２つの信号源からのサンプルの結合が、同時に取り出されたサンプルに対してのみ生じる例示的実施例に対して、重み付け和は以下のようにして計算される。サンプル位相「ｉ」に対して、一方の源については相関Ｃａ（ｉ）を与え、他方の源からのものには相関Ｃｂ（ｉ）を与えれば、重み付け和は、以下のように形成される。 Rs1(i+8k) = Ra(i+8k)・Ca(i)^*+Rb(i+8k)・Cb(i)^* 式中、ｉはサンプル位相の数（例えば、１ないし８）であり、ｋは記憶された信号セグメントにおけるシンボル期間の数である。サンプル番号「ｉ」について別に開始する１つのサンプルｗ期間（例えば、８サンプル毎）のサンプルは、相関値「ｉ」を重みとして使用して結合される。重み付け和Ｒｓ１は、相関計算機３１によってリコールすることができるメモリに戻され、相関結果の集合は、２つの最初の信号に対してと同一の方法で計算され、戦略選択装置に供給される。これはまた、Ｒｓ２を得るべく、第２の同期ワードに対する相関結果を使用して行われる。２つの信号源の組合せが、タイムオフセットを用いて許容される場合、第１の信号源との最大相関を与える最良のサンプル位相「ｉ」は、全てのｋに対して、以下のようにして、第２の信号源の最良サンプル位相「ｊ」と組み合わされる。 Rs1(8k) = Ra(i+8k).Ca(i)^*+Rb(j+8k).Cb(j)^* 合計に対して単一のサンプル位相のみが生成されるこの場合、更なる相関は、最良のサンプル位相を決定するのに必要ではない。Ｒｓ２アレーは、第２の同期ワードに基づいて計算されたＣａ及びＣｂを使用して、同様の方法で計算される。次いで、Ｒａの位相「ｉ」、Ｒｂの位相「ｊ」並びにＲｓ１及びＲｓ２は、前方または後方復調に対する有効な候補である。この場合、信号及び復調戦略の選択は、最初の４つの相関結果によってのみ予め決定され、こうして重み付け和Ｒｓ１またはＲｓ２は、指示された戦略が要求されれば、計算することのみが必要とされる。重み付け和を決定する第３の方法として、差分復調の後であるが記号検出の前に、Ｐｉ／４−ＤＱＰＳＫ信号の２つの源をダイバーシチ結合することは、以下の通りに可能である。 Rs(8k) = Ra(i+8k).Ra(i+8k-8)^*+Rb(j+8k).Rb(j+8k-8)^* この等式は、各項からの寄与が信号振幅の２乗となる所望する特性を有している。更に、構成付加は、受信信号位相と独立して生じる。従って、同期相関を行う前にこの方法を使用してダイバーシチ結合を行うことも可能である。このことは、次式を計算することによって達成することができる。 Rs(i) = Ra(i).Ra(i-8)^*+Rb(i).Rb(i-8)^* 次いで、同期相関をＲｓについて行って、シンボルタイミングを決定するようになっている。この場合、Ｒｓは差分信号サンプルアレイであるため、相関は、前述のように、既知の差分記号パターンを使用するが、絶体的既知の信号ベクトルを使用しないで行われる。差分同期ワードはＴｉ・Ｔ（ｉ−１）^*で与えられ、絶体同期ワードに比して１記号分だけ短かい。第１及び第２の既知の差分記号パターンとの相関をとることができ、量子化された品質尺度を発生することができると共に、復調方向またはモードの選択に使用することができる。本発明の例示的実施例による受信機は、アンテナダイバーシチ無しで復調モードダイバーシチをもたらすことができる。この種の受信機に対する例示的ブロック図は、第３図と同一であるが、２つの入力の代わりに、バッファメモリ３０に対する１つの入力ＲａまたはＲｂのみを備えている。前述した例示的実施例は、全ての点において、本発明を限定しようとするものではなく、むしろ例示的なものである。こうして、本発明は、当業者によってここに含まれる説明から引き出すことができる詳細な実施において多くの変形例が可能である。全てのこの種の変形及び修正は、以下の請求の範囲によって定義される本発明の範囲及び精神の範囲内にあると思量される。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者クロフト，トーマスエム. アメリカ合衆国 27511 ノースカロライナ州キャリー，ハディントンドライブ 1223

Claims

【特許請求の範囲】１．四元位相変調化信号を復調し復号する方法において、前記四元位相変調化信号を受信すると共に、ハードリミットされた中間周波数信号を生成する段階と、前記ハードリミットされた中間周波数信号を直接位相デジタル化して、瞬時位相角度を表わす数値のストリームを生成する段階と、１つの四元シンボル期間離隔した前記数値の対の間の位相差を計算する段階と、正弦／余弦ルックアップテーブルを使用して前記位相差を変換して、データビットの対を表わす値の対を生成する段階と、エラー訂正アルゴリズムを使用して前記値の対を処理して、データを生成する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。２．四元位相変調化信号を復調し復号する装置において、前記信号を受信して、ハードリミットされた中間周波数信号を生成する手段と、前記ハードリミットされたＩＦ信号を、瞬時位相角度を表わす数値のストリームに変換する直接位相デジタル化手段と、所定の時間間隔で、前記数値の対の間の位相差を計算する位相減算器と、前記位相差を、データビットの対を表わす値の対に変換する変換手段と、前記値の対を処理してデータを生成するエラー訂正手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。３．請求項１記載の方法において、前記四元位相変調は、π／４微分ＱＰＳＫであることを特徴とする前記方法。４．請求項２記載の装置において、前記四元位相変調は、π／４微分ＱＰＳＫであることを特徴とする前記装置。５．無線通信システムの第１の局及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー修正符号化情報ビットの対を四元シンボルにアセンブルする段階と、現在の位置から、前記四元シンボルの値に従って、前記現在の位置から４５、 −４５、１３５または−１３５度のうちの１つだけ回転した新しい位置に単位複素信号ベクトルを切り換える段階と、前記複素信号ベクトルのシーケンスの実数及び虚数部を低域フィルタに加えて、連続したＩ及びＱ波形を得る段階と、前記Ｉ及びＱ波形を用いて余弦及び正弦無線周波数搬送波を変調すると共に、前記変調搬送波の和を複素信号として前記第１の局から伝送する段階と、前記第２の局で前記複素信号を受信して、ハードリミテッド中間周波数信号を生成する段階と、直接位相デジタイザを使用して前記中間周波数信号を処理して、瞬時信号位相角度を表わす数値のストリームを生成する段階と、１つの四元シンボル期間離隔した前記数値の対の間の位相差を計算する段階と、前記位相差を、情報ビットの前記対を表わす値の対に変換する段階と、エラー訂正復号器を使用して前記情報値の対を処理して、データを得る段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。６．請求項５記載の方法において、前記変換段階は更に、ルックアップテーブルを使用する段階を備えていることを特徴とする前記方法。７．請求項６記載の方法において、前記ルックアップテーブルは、正弦／余弦値を含むことを特徴とする前記方法。８．請求項５記載の方法において、前記加える段階は更に、所定の記号レートに対するナイキスト・フィルタの平方根である周波数応答を有する低域フィルタを設ける段階を備えたことを特徴とする前記方法。９．請求項８記載の方法において、前記ナイキスト・フィルタは、２乗余弦周波数応答を有することを特徴とする前記方法。 10．四元位相変調信号を復調する方法において、前記四元位相変調信号を受信して、ハードリミットされた中間周波数信号及び受信した信号の強度を近似的に示す強度信号を生成する段階と、前記ハードリミットされた信号及び前記強度信号を、ログポーラ・デジタイザを使用して複素数のストリームに変換する段階と、各複素数対の一方の活用によって、１つの四元シンボル期間離隔した前記複素数の対の複素積を計算して、差分複素数を生成する段階と、エラー訂正アルゴリズムを使用して前記微分複素数を処理して、データを生成する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 11．四元位相変調信号を復調する装置において、前記変調信号を受信して、ハードリミテッド中間周波数信号及び略対数の信号強度表示を生成する手段と、前記中間周波数信号及び前記信号強度表示を、複素数のストリームにデジタル化する手段と、１つの四元シンボル期間離隔した前記複素数の対の積を計算して、差分複素数を生成する手段と、前記差分複素数を処理して、伝送エラーの数を低減するエラー訂正復号手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。 12．請求項１０記載の方法において、前記四元位相変調は、π／４差分ＱＰＳＫであることを特徴とする前記方法。 13．請求項１１記載の装置において、前記四元位相変調は、π／４差分ＱＰＳＫであることを特徴とする前記装置。 14．無線通信システムの第１の局及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー修正符号化情報ビットの対を、四元記号にアセンブルする段階と、現在の位置から、前記四元記号の値に従って、前記現在の位置から４５、−４５、１３５または−１３５度のうちの１つだけ回転した新しい位置に単位複素信号ベクトルを切り換える段階と、前記複素信号ベクトルのシーケンスの実数及び虚数部を低域フィルタに加えて、連続したＩ及びＱ波形を得る段階と、前記Ｉ及びＱ波形を用いて、余弦及び正弦無線周波数搬送波を変調して、前記変調搬送波の和を複素信号として前記第１の局から伝送する段階と、前記第２の局で前記複素信号を受信して、ハードリミテッド中間周波数信号及び信号強度に関する近似的対数表示を生成する段階と、前記ハードリミテッド中間周波数信号及び前記信号強度表示を、複素数のストリームにログポーラ変換する段階と、一方が活用される、１つの四元記号期間離隔した前記複素数の対の複素積を計算して、差分複素数を生成する段階と、エラー訂正復号器を使用して前記差分複素数を処理して、データを得る段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 15．無線通信システムの第１の局及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー訂正符号化情報ビットの対を、四元シンボルにアセンブルする段階と、受信機に既知の記号の第１及び第２のパターンの間に前記四元シンボルを散在して、伝送用記号のグループを得る段階と、 π／４−ＤＱＰＳＫ信号を使用して、前記記号のグループを伝送する段階と、前記第２の局で前記伝送信号を受信して、それらから複素数のストリームを生成する段階と、前記複素数のストリームと記号の前記第１及び第２のパターンとの相関をとって、記号の前記第１及び第２のパターンとの最大相関をそれぞれ与える第１及び第２のタイミング、及び対応する第１及び第２の相関品質値を決定する段階と、前記第１及び第２の相関品質値を処理して、前記第１または第２のタイミングが好ましいタイミングであるか否かを決定する段階と、前記好ましいタイミングによって示される前記複素数ストリームの位置で始まる１つの四元シンボル期間離隔した前記複素数の対の複素積を計算し、この際、一方の対を活用して差分複素数を生成するようになっている段階と、エラー訂正復号器を使用して前記差分複素数を処理して、データを得る段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 16．請求項１５記載の方法において、前記好ましいタイミングは、積の計算の第１の数に対する前記第１のタイミングに等しいと共に、積の計算の第２の数に対する前記第２のタイミングに等しいことを特徴とする前記方法。 17．請求項１５記載の方法において、前記既知の記号パターンの一方は、復号化デジタル音声カラーコード（ＣＤＶＣＣ：Coded Digital Voice Color Code）であることを特徴とする前記方法。 18．第１の局及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー修正符号化情報ビットの対を、四元情報シンボルにアセンブルする段階と、同期ワードとして受信機に既知のシンボルの第１及び第２のパターンの間に、前記四元シンボルを分散させて、伝送用記号のグループを得る段階と、 π／４−ＤＱＰＳＫ信号を使用して、前記記号グループを伝送する段階と、前記第２の局で前記伝送信号を受信して、これらから複素数のストリームを生成する段階と、前記複素数のストリームと前記第１及び第２の同期ワードとの相関をとって、前記第１及び第２の同期ワードとの最大相関をそれぞれ与える第１及び第２のタイミング、及び対応する第１及び第２の相関品質値を決定する段階と、前記第１及び第２の相関品質値を処理して、複数の復調アルゴリズムの中から好ましい復調アルゴリズムを決定する段階と、前記好ましい復調アルゴリズムを使用して前記エラー符号化情報ビットを復調して、復調した情報シンボルを生成する段階と、エラー訂正符号器を使用して前記復調した情報シンボルを処理して、前記情報ビットを得る段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 19．請求項１５記載の方法において、前記第１及び第２の相関品質を処理する前記段階は更に、所定のしきい値を使用して前記第１及び第２の品質値を粗に量子化して、第１及び第２の粗の品質表示を生成する段階と、前記粗の品質表示を組み合わせて、メモリに対するアドレスを得る段階と、前記メモリをアクセスする前記アドレスを使用して、前記好ましいタイミングを表わす値を得る段階と、を備えたことを特徴とする前記方法。 20．請求項１８記載の方法において、前記第１及び第２の相関品質を処理する前記段階は更に、所定のしきい値を使用して前記第１及び第２の品質値を粗に量子化して、第１及び第２の粗の品質表示を生成する段階と、前記粗の品質表示を組み合わせて、メモリに対するアドレスを得る段階と、前記メモリをアクセスする前記アドレスを使用して、前記復調アルゴリズムを表わす値を得る段階と、を備えたことを特徴とする前記方法。 21．請求項１８記載の方法において、前記複数の有効なアルゴリズムが、第１または第２の記号タイミングを使用する差分位相復調と、第１または第２の記号タイミングを使用する前方または後方準コヒーレント復調と、横動（ＦＩＲ）等化器、決定フィードバック等化器、またはビタビ（Viterbi ）等化器を使用する前方または後方エコー等化復調と、時間分散またはエコーによる複素オフセットの取消しを含む差分復調と、を備えたことを特徴とする前記方法。 22．請求項２１記載の方法において、前記複数のアルゴリズムのうちの１つを使用して、第１または第２のアンテナで受信した信号を復調する段階を更に具備したことを特徴とする前記方法。 23．請求項２２記載の方法において、前記第１及び第２のアンテナで受信した信号の重み付け和または差を復調する段階を更に具備したことを特徴とする前記方法。 24．π／４−ＤＱＰＳＫ信号のダイバーシチ受信のための装置において、第１及び第２の受信アンテナに結合されて前記信号を受信する第１及び第２の受信手段と、前記第１及び第２の受信手段に結合されて、第１及び第２の複素数ストリームを生成するＡ／Ｄ変換器手段と、前記第１及び第２の複素数ストリームを処理して、復調シンボルを生成する信号処理手段と、を具備し、該信号処理手段が、複素数の対のおのおのの一方を活用した状態で、前記第１の複素数ストリーム中の１つのＤＱＰＳＫシンボル期間離隔した前記複素数の対の積を計算して、第１の積のストリームを生成する第１の複素乗算器手段と、複素数の対のおのおのの一方を活用した状態で、前記第２の複素数ストリーム中の１つのＤＱＰＳＫシンボル期間離隔した前記複素数の対の積を計算して、第２の積のストリームを生成する第２の複素乗算器手段と、対応する第１及び第２の積を合算して、ダイバーシチ結合値のストリームを生成する複素加算器手段と、前記ダイバーシチ結合値のストリームと既知の記号パターンとの相関をとって、好ましいタイミングを決定する複素相関器手段と、情報ビットを抽出するために、前記好ましいタイミングに従ってダイバーシチ結合値を選択する選択手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。 25．π／４−ＤＱＰＳＫ信号のダイバーシチ受信のための装置において、第１及び第２の受信アンテナに結合されて、前記信号を受信する第１及び第２の受信手段と、前記第１及び第２の受信手段に結合されて、第１及び第２の複素数ストリームを生成するＡ／Ｄ変換器手段と、前記第１及び第２の複素数ストリームを処理して、復調記号を生成する信号処理手段と、を具備し、該信号処理手段が、前記第１及び第２の複素数ストリームと既知の記号パターンとの相関をとって、第１及び第２の相関係数を生成する複素相関器手段と、前記第１及び第２の相関係数を使用して重み付けした前記第１及び第２の複素数ストリームを合算して、ダイバーシチ結合値を生成する重み付け加算手段と、前記ダイバーシチ結合値と前記既知の記号パターンとの相関をとって、第３の相関係数を生成する相関器手段と、前記第１、第２及び第３の相関係数を処理して、復調アルゴリズムを選択する処理手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。 26．請求項２５記載の装置において、前記選択した復調アルゴリズムを使用して、前記第１の複素数ストリーム、前記第２の複素数ストリーム、及び前記ダイバーシチ結合値のうちの少なくとも１つを復調する手段を更に具備したことを特徴とする前記装置。 27．第１及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー訂正符号用アルゴリズムを使用して前記情報のうちの一部を符号化して、符号化シンボルを得る段階と、符号化されない情報の残りを表わすシンボルを用いて前記符号化シンボルを、既知の記号の第１及び第２のパターンの間に散在させて、伝送用のシンボルグループを得る段階と、前記シンボルグループを前記第１の局から前記第２の局へ伝送する段階と、前記第２の局で前記伝送信号を受信して、それらから複素数のストリームを生成する段階と、前記複素数のストリームと前記第１及び第２の既知の記号パターンとの相関をとって、最大相関に対する対応する第１及び第２のタイミング、及び対応する第１及び第２の相関品質値を決定する段階と、前記第１及び第２の相関品質を処理して、複数の復調方法の中から好ましい復調方法を決定する段階と、前記好ましい復調方法を使用して前記符号化及び未符号化シンボルを復調して、復調した符号化シンボル及び復調した未符号化シンボルを得る段階と、エラー修正復号器を使用して前記復調した符号化シンボルを処理して、復号化シンボルを得る段階と、前記復号化シンボルと前記復号した未符号化シンボルとを組み合わせて、前記情報を再構成する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 28．第１の局及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー修正符号用アルゴリズムを使用して前記情報の一部を符号化して、符号化シンボルを得る段階と、残存する未符号化情報を表わすシンボルを用いて前記符号化シンボルを散在させ、既知のシンボルのパターンを付加して、伝送用シンボルグループを得る段階と、前記第１の局から前記第２の局へ、前記シンボルグループを無線信号として伝送する段階と、第１のアンテナ及び第２のアンテナを使用して前記第２の局で前記伝送された無線信号を受信して、第１の受信信号及び第２の受信信号を生成する段階と、前記第１及び第２の受信信号を処理して、複素数の第１及び第２の局を得る段階と、前記複素数の第１及び第２のストリームと前記既知のシンボルパターンとの相関をとって、最大相関に対する対応する第１及び第２のタイミング、及び対応する第１及び第２の相関品質値を決定する段階と、前記第１及び第２の相関品質値を処理して、前記第１または第２のタイミングをそれぞれ使用して復調用の前記第１及び第２の複素数ストリームの一方を選択すると共に、前記選択した複素数ストリームを復調して、多数の復調シンボルを生成する段階と、前記符号化シンボルに対応する復調化シンボルを選択すると共に、エラー修正復号方法を使用して前記選択したシンボルを処理して、復号化シンボルを得る段階と、前記復号化シンボルとの組合せ用の前記未符号化情報シンボルに対応する復調シンボルを選択して、前記情報を再構成する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 29．第１及び第２の局の間で情報を伝送する方法において、エラー修正符号用アルゴリズムを使用して前記情報の一部を符号化して、符号化シンボルを得る段階と、残存する未符号化情報を表わすシンボルを用いて前記符号化シンボルを、既知のシンボルのパターン間に散在させて、伝送用のシンボルグループを得る段階と、前記第１の局から前記第２の局に前記シンボルグループを無線信号として伝送する段階と、第１のアンテナ及び第２のアンテナを使用して前記第２の局で前記伝送された無線信号を受信して、第１の受信信号及び第２の受信信号を生成する段階と、前記第１及び第２の受信信号を処理して、複素数の第１及び第２のストリームを得る段階と、前記複素数の第１及び第２のストリームと前記既知のシンボルパターンとの相関をとって、最大相関に対するタイミング値及び各ストリーム及びパターンに対する対応する相関品質値を決定する段階と、前記品質値を処理して、前記第１または第２の複素数ストリーム、好ましいタイミング及び復調アルゴリズムのうちの１つを選択して、復調記号を生成する段階と、前記復調シンボルから前記符号化シンボルに対応するものを選択すると共に、エラー修正復号方法を使用して前記選択したシンボルを処理して、伝送エラーの低減した確率を有する復号化シンボルを得る段階と、前記復号化シンボルとの組合せ用の前記未符号化情報シンボルに対応する復調シンボルを選択して、前記情報を再構成する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 30．情報復号化無線信号を符号化するダイバーシチ無線受信システムにおいて、第１及び第２の受信機に結合して、第１及び第２の増幅した受信信号を生成する第１及び第２のアンテナ手段と、前記第１及び第２の増幅した受信信号のセグメントを対応する第１及び第２の数値サンプルセットに変換すると共に、該セットをメモリに記憶するＡ／Ｄ変換手段と、前記メモリに結合して、前記サンプルセットから各サンプルセットに対する信号品質を示す特性を計算する処理手段と、前記信号品質特性を使用して、前記サンプルセットのうちのどれを復号するかを決定する決定手段と、前記決定手段によって選ばれたサンプルセットを復号化して、前記情報を再生成する復号化手段と、を具備したことを特徴とする前記ダイバーシチ無線受信システム。 31．請求項３０記載のダイバーシチ無線受信システムにおいて、前記処理手段はまた、前記第１及び第２のサンプルセットを組み合わせて、結合したサンプルセットを生成すると共に、前記第１、第２及び結合サンプルセットのおのおのの信号品質を表わす特性を計算することを特徴とする前記ダイバーシチ無線受信システム。 32．請求項３０記載のダイバーシチ無線受信システムにおいて、前記処理手段はまた、多数の所定の重みを使用して前記第１及び第２のサンプルセットを組み合わせて、対応する多数の結合サンプルセットを生成すると共に、前記第１、第２及び結合サンプルセットのおのおのの信号品質を表わす特性を計算することを特徴とする前記ダイバーシチ無線受信システム。 33．請求項３０記載の受信システムにおいて、前記Ａ／Ｄ変換手段は、直接位相デジタイザであることを特徴とする前記受信システム。 34．請求項３０記載の受信システムにおいて、前記Ａ／Ｄ変換手段は、ログポーラ複素信号デジタイザであることを特徴とする前記受信システム。 35．請求項３１記載の受信システムにおいて、前記処理手段は、対応する時間にＡ／Ｄ変換された前記第１及び第２のサンプルセットからサンプルを組み合わせることを特徴とする前記受信システム。 36．請求項３１記載の受信システムにおいて、前記処理手段は、オフセット時間にＡ／Ｄ変換された前記第１及び第２のサンプルセットから対応するサンプルを組み合わせることを特徴とする前記受信システム。 37．請求項３０記載の受信システムにおいて、前記品質表示特性は、前記信号セグメントに渡って平均化した信号強度であることを特徴とする前記受信システム。 38．請求項３０記載の受信システムにおいて、前記信号品質表示特性は、前記信号セグメント中に組み込まれた既知の信号パターンとの相関であることを特徴とする前記受信システム。 39．請求項３１記載の受信システムにおいて、前記品質表示特性は、前記信号セグメント中に組み込まれた既知の信号パターンとの相関であることを特徴とする前記受信システム。 40．請求項３９記載の受信システムにおいて、前記結合サンプルセットは、複素重み付けを形成すべく前記相関を使用する重み付け組合せによって形成されることを特徴とする前記受信システム。 41．請求項３１記載の受信システムにおいて、前記結合サンプルセットは、１つのサンプルの活用で１つの情報シンボルを分解した前記第１のセットからのサンプルを乗算すると共に、前記第２のセットから計算した対応する積に前記積を加算することによって形成されたことを特徴とする前記受信システム。 42．請求項４１記載の受信システムにおいて、前記第２のセットからのサンプルの前記対応する積は、タイム・オフセットにおいて、前記第１のセットからのサンプルの積に対応することを特徴とする前記受信システム。 43．請求項３２記載の受信システムにおいて、前記処理手段は、対応する時間にてＡ／Ｄ変換された前記第１及び第２のサンプルセットからのサンプルを組み合わせることを特徴とする前記受信システム。 44．請求項３２記載の受信システムにおいて、前記処理手段は、オフセット時間にてＡ／Ｄ変換された前記第１及び第２のサンプルセットからの対応するサンプルを組み合わせることを特徴とする前記受信システム。 45．請求項３２記載の受信システムにおいて、前記品質表示特性は、前記信号セグメント中に組み込まれた既知の信号パターンとの相関であることを特徴とする前記受信システム。 46．請求項４５記載の受信システムにおいて、前記結合サンプルセットは、複素重み付けを形成すべく前記相関を使用する重み付け組合せによって形成されることを特徴とする前記受信システム。 47．四元位相変調信号を復調する装置において、前記変調信号を受信すると共に、ハードリミットされた中間周波数信号及び近似的に対数の信号強度表示を生成する受信手段と、前記中間周波数信号及び前記信号強度表示を複素数のストリームにデジタル化する手段と、前記複素数のストリームを復調して、多重通路歪みを補償する実数及び虚数記号値を生成する等化器手段と、前記実数及び虚数記号値を処理して、伝送エラーの数を低減するエラー修正符号化手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。