JP2001511623A - デジタル通信システムにおける隣接チャネルの信号をジョイント復調するための装置および方法 - Google Patents
デジタル通信システムにおける隣接チャネルの信号をジョイント復調するための装置および方法Info
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Abstract
Description
チャネル信号の復調に関する。
帯域幅である。概して、デジタルシステムは、できるだけ効率的なチャネルの帯
域幅を使用するように設計される。例えば、周波数分割多重化を使用するシステ
ムでは、利用可能なスペクトル内で、チャネル周波数を互いに近接して配置する
ことにより最大スペクトル効率が得られる。
れる。図1に示されるように、隣接チャネルの干渉は、対応する搬送波上の変調
された情報信号が周波数スペクトルにおいてオーバラップするように、搬送周波
数が互いに近接して配置された結果として生じる干渉として定義される。図1に
おいて、第1および第2の帯域幅B1およびB2を有する第1および第2の変調
信号
。第1および第2の搬送周波数f1およびf2間の搬送波またはチャネルの間隔
wは、第1および第2の変調信号
に関する実用的限定、並びに使用される信号変調および符号化方法に応じて決ま
る。システム容量を増大し、符号化および変調に対する設計上の要求を緩和する
ため、あるいは信号の品質を改善するために、隣接チャネルの干渉をより一層抑
圧することができる設計上の改良が好適に使用され得る。
、あるセルラー無線システムでは、互いに周波数が直に隣接したチャネルが空間
的に異なったセルに割り当てられるチャネル割り当て手法によって、隣接チャネ
ルの干渉が回避される。この結果、物理的分離により隣接チャネル間の相互の干
渉が減少される。このようなシステムは、例えば、S.Colestanehによる1994年11
月のIEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 43、「FDMAセルラ
ーシステムの容量に関するACIの効果(The effect of ACI on the capacity o
f FDMA cellular systems)」に記載されており、この文献を参照により本明細書
に組み込む。しかしながら、他の通信システム(例えば、衛星および地上の移動
無線システム)においては、隣接チャネルの物理的分離により隣接チャネルの干
渉を抑えることは不可能であろう。
ions of the IECE of Japan, Vol. E69, No. 5の578〜580ページ,「デジタル地 上移動通信のための隣接チャネル干渉の除去方法(Rejection Method of Adjacen
t Channel Interference for Digital Land Mobile Communications)」に記載さ
れており、この文献を参照により本明細書に組み込む。この方法は、所与の搬送
波信号の復調の間に、隣接した搬送波の隣接チャネルの信号(ACS)を取り出
すために、隣接した搬送波に中央が合わされたバンドパスフィルタが使用される
ことを教示している。取り出された信号は次に、隣接チャネル信号のエンベロー
プおよび搬送波を推定し、隣接チャネルの信号を干渉的に検出するのに使用され
る。検出された隣接チャネルの信号は波形成形され、推定された隣接チャネル信
号のエンベロープおよび搬送波は、得られた信号に印加される。理想的には、上
記の処理により、その搬送周波数で再構築された隣接チャネルの信号が得られる
。再構築された信号は、当該搬送波に中央が合わされたバンドパスフィルタを通
過させられ、隣接チャネルの信号を除去するため受信信号から減じられる。
およびミキサで使用するアナログ信号処理は無線受信機に望ましくないコストお
よびサイズの増加をもたらし、アナログ部品は製造工程でのばらつきがあるため
、このような受信機の性能の範囲は比較的予測できないものとなる。更に、無線
周波数で信号を減じることは、高精度な搬送波の再構築および時間合わせを必要
とし、誤差が無線周波数の半分程度の周期となると、隣接チャネルの信号を減少
させ代わりに倍加させる。また更に、隣接チャネルの搬送波(位相および周波数
)とエンベロープ(振幅)とのこのような使用は、潜在的に無線チャネルが分散
的でないことを仮定している。しかしながら、多くの実際の無線システム(例え
ば、D−AMPSおよびGSM)では、無線伝送媒体を信号の反響の上昇をもた
らす時間分散を含めてモデル化しなければならないほど、符号レートが十分に高
い。従って、提案された技法は現在の多くの応用に、常に使用できるものではな
い。
ck equalization filter)の係数などの復調パラメータは、雑音と隣接チャネル の干渉の両方を最小とするように適合されている。例えば、B.R.Petersenの1994
年12月のIEEE Transactions on Communications, Vol.COM-42、「イコライザお よびリニアコンバイナによる隣接チャネル、共同チャネル、および符号間干渉の
抑圧(Supression of Adjacent-Channel, Cochannel, and Intersymbol Interfer
ence by Equalizers and Linear Combiners)」を参照せよ。代替的に、隣接チャ
ネルの干渉の影響を減少するために、スペクトル的に有効な連続位相変調(CP
M)技術を使用することもできる。例えば、V.K.VarmaおよびS.C.Guptaの1986年
11月のIEEE Transactions on Communications, Vol.COM-34、「ACIおよびガ ウス雑音存在時におけるパーシャルレスポンスCPMの性能(Performance of pa
rtial response CPM in the presence of ACI and Gaussian noise)」を参照せ よ。
の最小化または回避は、スペクトル効率に関して不十分な改善をもたらすだけで
あり、現在の抑圧方式は幅広い応用には不十分である。このため、隣接チャネル
の干渉の影響を大きく減少する改善された方法および装置が必要とされている。
に応えるものである。代表的実施形態においては、最大尤度シーケンス推定受信
機が望ましい隣接チャネルのパラメータを一緒に推定し、望ましい隣接ビットを
一緒に検出する。その結果、隣接チャネルの干渉および容量に関するシステムの
性能が、従来のシステムに比べて大きく改善される。
信号成分を含むベースバンド信号を受信し、第1の信号成分は第1の周波数帯域
で送信される第1の情報信号に対応し、第2の信号成分は第2の周波数帯域で送
信される第2の情報信号に対応する。代表的ベースバンド・プロセッサは、受信
したベースバンド信号に応じてジョイントメトリックを計算するジョイントメト
リック・プロセッサも含んでいる。ジョイントメトリックが第1および第2の情
報信号に関する情報をもたらし、ベースバンド・プロセッサ内のシーケンス推定
プロセッサがジョイントメトリックに基づいて第1および第2の情報信号の推定
値をもたらすのが好ましい。その結果、望ましい隣接信号の正確な推定値が効率
的かつ正確に得られ、隣接チャネルの干渉の影響が大きく減少される。
形態を参照して説明する。以下の実施形態は説明を目的とするものであり、様々
な変形も本発明に含まれることは当業者には理解されよう。
れたように、無線システム200は、第1の送信アンテナ206を有する第1の
無線送信機202と、第2の送信アンテナ208を有する第2の無線送信機20
4とを含んでいる。無線受信機は、受信アンテナ210、無線周波数プロセッサ
211、およびベースバンド・プロセッサ218を含んでいる。無線周波数プロ
セッサ211は、パワースプリッタ212、第1の無線プロセッサ214、およ
び第2の無線プロセッサ216を含んでいる。
、第2の無線送信機204の出力は第2の送信アンテナ208に接続されている
。受信アンテナ210はパワースプリッタ212の入力に接続されており、パワ
ースプリッタ212の出力は第1および第2の無線プロセッサ214および21
6の入力に接続されている。第1および第2の無線プロセッサ214および21
6の出力は、ベースバンド・プロセッサ218の入力に接続されている。
)第1の情報信号を第1の送信アンテナ206から送信し、第2の送信機204
は、(第2の搬送周波数f2で変調された)第2の情報信号を第2の送信アンテ
ナ208から送信する。送信された信号は、伝搬媒体(例えば、移動無線チャネ
ル)を通過した後に無線受信機に達する。送信された信号の両方、並びに雑音が
、受信アンテナ210で受信される。受信された信号は無線周波数プロセッサ2
11で処理されて、異なった搬送周波数f1およびf2に対応した複数のベース
バンド信号が生成される。 特に、パワースプリッタ212は、受信した信号を
分割し、無線プロセッサ214および216のぞれぞれにコピーを出力する。第
1の無線プロセッサ214は、信号の増幅、混合、フィルタリング、サンプリン
グおよび量子化を行い、第1の搬送周波数f1に対応する第1のベースバンド信
号s1を取り出し、第2の無線プロセッサ216は、信号の増幅、混合、フィル
タリング、サンプリングおよび量子化を行い、第2の搬送周波数f2に対応する
第2のベースバンド信号s2を取り出す。その結果得られたベースバンド信号s 1 およびs2は、送信された情報信号を復調するためにベースバンド・プロセッ
サ218に出力される。特定の無線周波数プロセッサの構成を図示の目的で表わ
しているが、他の既知の構成(例えば、広帯域デジタル化と後続するデジタル・
チャネル化)も使用できることは当業者には理解されよう。更に、搬送周波数f 1 およびf2の両方を送信するのに単一の送信機を使用してもよい。
ネル復調器300を示している。図示されたように、2チャネル復調器300は
、第1の単一信号復調器302と第2の単一信号復調器304を含んでいる。第
1の搬送周波数f1に対応する、第1の受信ベースバンド信号s1は、第1の単
一信号復調器302の入力に接続されており、第1の単一信号復調器302は第
1の検出信号sdを出力する。第2の搬送周波数f2に対応する、第2の受信ベ
ースバンド信号s2は、第2の単一信号復調器304の入力に接続されており、
第2の単一信号復調器304は第2の検出信号saを出力する。
伝送されたチャネルパラメータおよび情報ビットを求めるために、周知の技法を
用いて第1の単一信号復調器302で処理される。同様に、第2の受信ベースバ
ンド信号s2は、第2の搬送周波数f2で伝送されたチャネルパラメータおよび
情報ビットを求めるために、周知の技法を用いて第2の単一信号復調器304で
処理される。重要なことに、2つの情報信号の復調は全く分離されており、上述
のように従来の復調器は隣接チャネルの干渉の影響を受けやすい。
示されたように、2チャネル復調器400は、入力として第1および第2のベー
スバンド信号s1およびs2を受信し、出力として第1および第2の検出信号s d およびsaを出力する、ジョイントマルチ信号復調器402を含んでいる。動
作において、ベースバンド信号s1およびs2の両方は、以下に述べるように各
伝送情報信号を一緒に復調するのに使用される。本発明による解決策(すなわち
、隣接する周波数帯域で送信された情報信号のジョイント復調)は、共通の帯域
で送信された共同チャネル(co-channel)情報信号のジョイント復調とは大きく異
なっていることに留意されたい。単一のベースバンド信号を使用した共同チャネ
ル信号のジョイント復調は、例えば、S.W.Walcsの1995年4月のIEEE Proceedings
on Communications,Vol.142,No.2、「TDMA移動無線システムの共同チャネ ル干渉を抑圧する技術(Technique for co-channel interference suppresion on
TDMA mobile radio system)」、およびP.A.Rantaの1995年のIEEE Internationa
l Conference on Communications (ICC),「TDMA移動体システムのための共 同チャネル干渉キャンセル受信機(Co-channel Interference Canceling Receive
r for TDMA Mobile Systems)」に記載されている。しかしながら、共同チャネル
信号のジョイント復調は、共同チャネル信号は同じ周波数帯域を占有しており、
そのため搬送波間の間隔に応じた符号訂正が必要ないので、実現するのが比較的
簡単である。更に、このようなシステムでは単一の無線処理だけが実施される。
比較すると、本発明は、多数の周波数帯域で送信された情報信号を一緒に復調す
る方法および装置に関するものである。
ている。図示されたように、2チャネル復調器500は、チャネル推定器502
、ジョイントメトリック・プロセッサ504、およびシーケンス推定プロセッサ
506を含んでいる。第1の受信ベースバンド信号s1は、ジョイントメトリッ
ク・プロセッサ504の第1の入力、およびチャネル推定器502の第1の入力
に接続されている。第2の受信ベースバンド信号s2は、ジョイントメトリック
・プロセッサ504の第2の入力、およびチャネル推定器502の第2の入力に
接続されている。チャネル推定器502は、4つのチャネルパラメータの推定値
DSCP−B1、ASCP−B1、DSCP−B2、ASCP−B2を出力し、
これらはジョイントメトリック・プロセッサ504の対応する4つの入力に接続
されている。4つのチャネルパラメータの推定値は、第1の帯域B1における所
望の信号レスポンス、第1の帯域における隣接信号のレスポンス、第2の帯域に
おける所望の信号のレスポンス、第2の帯域における隣接信号のレスポンスにそ
れぞれ対応している。
接続されており、ジョイントメトリック・プロセッサ504から出力されたジョ
イントメトリックMTは、シーケンス推定プロセッサ506に入力に接続されて
いる。シーケンス推定プロセッサ506は、出力として第1および第2の検出信
号sdおよびsaを出力するが、ここでは例示のため、第1の搬送周波数f1で
送信された情報信号が所望の信号であり、第2の搬送周波数f2で送信された情
報信号が隣接信号(すなわち、第1の帯域B1における干渉信号)であると仮定
する。
ク・プロセッサ504において明らかにされる。好適には、ジョイントメトリッ
クは多数のアンテナと同様に多数の搬送波を含み得る。ジョイントメトリックは
、所望の(帯域内)および干渉信号両方のためにチャネルタップ係数の推定値を
利用する。チャネルタップの推定値は、チャネル推定器502から出力される。
得られるジョイントメトリックMTは、シーケンス推定プロセッサ506に出力
され、シーケンス推定プロセッサ506は、所望のおよび隣接する情報シーケン
スsdおよびsaを出力する。特に、シーケンス推定プロセッサ506は、ジョ
イントメトリックMTに基づいて最大尤度シーケンスの推定(MLSE)を実行
する。
白色ガウス雑音(AWGN)が存在するときの最適検出アルゴリズムを提供する
。代表的実施形態では、例えば、G.D.Fornyの1973年3月のProceedings of the
IEEE,Vol.61,「ビタビ・アルゴリズム(The Viterbi Algorithm)」に記載され、 参照によって本明細書に組み込む、再帰的方法によって、最大尤度シーケンスの
推定が実施される。代替的に、最適以下に簡略化された(suboptimum reduced-st
ate)ビタビ・イコライザを使用することによって、最大尤度シーケンス推定プロ
セッサが複雑となるのを軽減することができる。他の既知の最適以下の等価技法
も利用できる。例えば、参照により本明細書に組み込む、J.WuおよびH.Aghvami の1996年8月のIEEETransactions on Vehicular Technology, Vol.16,45,「移動 無線通信用のチャネル推定器を有する新たな適応イコライザ(A New Adaptive Eq
ualizer with Channel Estimator for Mobile Radio Communications)」を参照 せよ。
、逆インターリーブ、復号化および音声への変換などが、デジタル・セルラー・
システムではシーケンス推定に続いて一般的に行われる。この場合、シーケンス
推定プロセッサ506は、正しいビット値の信頼性または確度に関するソフト情
報も提供する。符号化およびインターリーブがいくつかの周波数帯域に渡って行
われているときには、506の出力両方を用いたジョイント復号が行われ得る。
および204で送信情報シーケンス内にデータシーケンスが周期的に挿入されて
もよい。一般的に同期シーケンスと呼ばれるこのようなデータシーケンスは、受
信機で理解しており、所望の信号および各隣接信号に対して異なったシーケンス
が使用される。従って、チャネルの推定は、同期シーケンスおよび他の既知のパ
ラメータを用いて実施されてもよい。概して、チャネルパラメータを推定するの
に最少シーケンス推定(付加的白色ガウス雑音があるときに最も一般的で有効な
方法)を使用することができる。新規なジョイントチャネル推定方法について以
下に記載する。
シーケンスの送信(次の同期シーケンスの送信まで)の間、一定に保たれるもの
と仮定する。しかしながら、既知の適応チャネル推定方法を使用してチャネルの
推定値に適合させることも可能である。例えば、参照により本明細書に組み込む
、G.E.BottomlyおよびS.Chennakeshuの1995年5月31〜6月2日のVirginia Te
ch's Fifth Symposium on Wireless Personal Communications,「無線通信用の 適応MLSE等価形式(Adaptive MLSE equalization forms for wireless commu
nications)」を参照せよ。更に、同期シーケンスが提供されない場合は、既知の
ブラインド・チャネル推定技法が使用できる。当業者は以下のジョイントチャネ
ル推定方法が、本発明で教示されるジョイント復調手法における1例でしかない
ことを理解されよう。
プロセッサ214および216の特定の特徴がモデル化される。例えば、通常情
報符号は送信の前に波形成形フィルタを通過させられる。この波形成形は、送信
信号がコンパクトなパワースペクトルを有し、パルスが通常1つ以上の符号間隔
に渡る(すなわち、パーシャルレスポンス・パルス成形)ように選択されること
が多い。無線プロセッサ214および216では、通常、信号エネルギーを集め
るように受信フィルタが選択される。無線チャネルまたは媒体が別のフィルタと
してモデル化されると、受信ベースバンド信号は一般的に、送信機のパルス形状
tx、媒体レスポンスg、受信フィルタrxの全般的影響を有する情報信号の畳
み込みとして、以下のように表される。
る。しかしながら、媒体レスポンスgは環境で変化し、そのため情報符号がより
正確に推定されるように動的に推定される。従って、既知の項を一緒にまとめ未
知の項gを分離して、式(1)は好適には以下のように記載できる。
の畳み込みで得られるベースバンド符号間隔サンプル(baseband-symbol-spaced
samples)を、以下ではRパラメータと表し、Rパラメータとベースバンド内の同
期符号との畳み込みで得られるサンプルを、以下ではXパラメータと表す。マル
チ信号復調器500の入力として提供される信号s1およびs2はベースバンド
信号であるので、全てのパラメータはベースバンド信号から得られることに留意
されたい。結果として、(既知または受信機で推定される)搬送波間隔wに基づ
いたローテーション(rotation)が、所望のおよび隣接した信号の局所的レプリカ
と対応するパラメータとを得るのに使用される。このようなローテーションを以
下で詳細に説明する。
チャネル推定器600の代表的実施形態を示している。図示されたように、ジョ
イントチャネル推定器600は、第1および第2のローテーション装置606お
よび608を有するXパラメータ・プロセッサ602と、Rパラメータ装置r2 1 、r11、r22、r12を含んでいる。ジョイントチャネル推定器600は
、第3および第4のローテーション装置610および612、結合されたジョイ
ント最小二乗推定器、第1および第2のカプラ616および618も含んでいる
。第1のベースバンド信号s1の同期ビットは、第1のローテーション装置60
6の入力および第2のRパラメータ装置r11に提供される。第2のベースバン
ド信号s2の同期ビットは、第3のRパラメータ装置r22および第2のローテ
ーション装置608の入力に提供されている。
第1のローテーション装置606の出力は第1のRパラメータ装置r21の入力
に接続されている。搬送波間隔wは、第2のローテーション装置608の第2の
入力にも提供され、第2のローテーション装置608の出力は第4のRパラメー
タ装置r12の入力に接続されている。第1のRパラメータ装置r21から出力
された第1のXパラメータは、第3のローテーション装置610の入力に接続さ
れており、第4のRパラメータ装置r12から出力された第4のXパラメータは
、第4のローテーション装置612の入力に接続されている。第2および第3の
Rパラメータ装置r11およびr22からそれぞれ出力される第2および第3の
Xパラメータx11およびx22は、結合されたジョイント最小二乗推定器61
4の入力に接続されている。
数に対応している)搬送波間隔wおよびタップカウントLは、第3のローテーシ
ョン装置610の入力に接続されている。第3のローテーション装置610の出
力は、結合されたジョイント最小二乗推定器614の入力に接続されている。搬
送波間隔wおよびタップカウントLは、第4のローテーション装置612にも入
力として提供されている。第4のローテーション装置612の出力は、結合され
たジョイント最小二乗推定器614の入力に接続されている。結合されたジョイ
ント最小二乗推定器614は、第1および第2のベースバンド信号s1およびs 2 を受信し、(第1および第2の送信信号にそれぞれ対応する)第1および第2
の媒体レスポンスの推定値g1およびg2を提供する。第1の媒体レスポンスの
推定値g1は、所望の信号sdの2つのチャネルパラメータDSCP−B1およ
びDSCP−B2を生成する第1のカプラ616に接続されている。第2の媒体
レスポンスの推定値g2は、隣接信号saの2つのチャネルパラメータASCP
−B1およびASCP−B2を生成する第2のカプラ618に接続されている。
受信フィルタ特性、および搬送波間隔wの以前の情報を用いて、受信機(のユニ
ット602)で局所的に求められる。従って、Xパラメータは、媒体レスポンス
の影響を小さくし、各帯域で局所的に生成された信号を表わしている。換言すれ
ば、媒体レスポンスは、当初は振幅1のデルタ関数δ(t)となると仮定される
。受信機では固定の既知のフィルタが使用されており(例えば、無線通信業界に
おいては一般的な方法)、Xパラメータの他の成分も既知で固定であるので、X
パラメータは一旦計算され受信機の記憶場所に格納される。従って、Xパラメー
タはリアルタイムで計算する必要がなく、受信機の構成の複雑さが低減される。
しかしながら、もし受信フィルタのレスポンスが未知であると、これらを周期的
に推定し、RパラメータおよびXパラメータを周期的に更新するのに推定値が使
用される。
割される。第1のベースバンド信号s1の同期ビットの1つのコピーは、第1の
ローテーションユニット606で搬送波間隔wでローテーションされる。また、
第2のベースバンド信号s2の同期ビットの1つのコピーも、第2のローテーシ
ョンユニット608で搬送波間隔wでローテーションされる。同期ビットの得ら
れた4つのコピーは、次に4つのXパラメータx21、x11、x22、x12 を生成するべく、(Rパラメータユニット604内の)Rパラメータ装置を通過
させられる。当業者には、サンプリングレートを符号間隔または間隔の分数とで
きることが理解されよう。
2の帯域B2において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリングされ
た、第1のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしていることに留
意されたい。同様に、第2のXパラメータx11は、対応する媒体レスポンスg 1 の影響を除いて第1の帯域B1において受信され、シフトされ、フィルたされ
、サンプリングされた、第1のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表
わしている。第3のXパラメータx22は、対応する媒体レスポンスg2の影響
を除いて第2の帯域B2において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプ
リングされた、第2のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしてい
る。また、第4のXパラメータx12は、対応する媒体レスポンスg2の影響を
除いて第1の帯域B1において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリ
ングされた、第2のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしている
。
は、第1および第4のXパラメータx21およびx12を、搬送波間隔および媒
体のタップカウントLに応じてローテーションさせるのに使用される。結合され
たジョイント最小二乗推定器614は、以下の式を用いて第1および第2の伝送
経路に対する第1および第2の媒体インパルス・レスポンスg1およびg2を推
定する。
れた)信号をそれぞれ表し、g1およびg2は、第1および第2の伝送経路に対
応するサンプル間隔の媒体レスポンスをそれぞれ表し、Lは媒体レスポンスをモ
デル化するのに使用されるタップの数を表し、nはサンプル期間のインデックス
を表し、Tはサンプル期間である。タップの数Lは式(3)および(4)におい
て両方の媒体レスポンスと等価に示されているが、タップの数を両方の媒体レス
ポンスと同等とする必要がないことは理解されよう。
よびs2(n)と、第1および第2のモデル化信号
最小二乗のコスト関数(cost function)は、得られた二乗差の加重和を使用して 求められる。媒体レスポンスのタップが推定されたら、第1および第2の媒体レ
スポンスg1およびg2は、両方の周波数帯域B1およびB2における各チャネ
ルタップ全体の推定値を求めるために、第1および第2のカプラ616および6
18でRパラメータと結合される。
的実施形態を示している。図示されたように、Rパラメータ・プロセッサ702
は、第1の帯域2の受信フィルタ710、第1の帯域1の受信フィルタ704、
第2の帯域2の受信フィルタ708、第2の帯域1の受信フィルタ706、第1
および第2のローテーション装置714および712を含んでいる(ここで、帯
域1および帯域2は、第1および第2の周波数帯域B1およびB2をそれぞれ示
している)。第1の帯域2受信フィルタ710は、帯域1の送信パルスP(t)
(第1の送信機で使用される送信パルス形状に対応する)を受信し、これに応じ
て、サンプラを介して第1のローテーション装置714に接続されている出力を
生成する。第1のローテーション装置714の出力は、第1のRパラメータr2 1 を表わしている。
1の帯域1受信フィルタのサンプリングされた出力は、第2のRパラメータr1 1 を表わしている。第2の帯域2受信フィルタ708は、帯域2の送信パルスP
(t)ejwt(第2の送信機で使用される送信パルス形状に対応する)を受信
し、これに応じて、サンプラを介して第2のローテーション装置712に接続さ
れている出力を生成する。第2のローテーション装置712の出力は、第3のR
パラメータr22を表わしている。第2の帯域1受信フィルタ706も帯域2の
送信パルスP(t)ejwtを受信し、第2の帯域1受信フィルタのサンプリン
グされた出力は、第4のRパラメータr12を表わしている。
ス形状が第1の帯域2受信フィルタ710を通過させられ(次にサンプリングさ
れ)、得られたサンプルを第1のローテーション装置714で搬送波間隔wでロ
ーテーションさせることによって求められる。第2のRパラメータr11は、第
1の帯域B1における送信パルス形状が第1の帯域1受信フィルタ704を通過
させられ(次にサンプリングされ)ることによって求められる。同様に、第3の
Rパラメータr22は、第2の帯域B2における送信パルス形状が第2の帯域2
受信フィルタ708を通過させられ(次にサンプリングされ)、得られたサンプ
ルを第2のローテーション装置712で搬送波間隔wでローテーションさせるこ
とによって求められる。第4のRパラメータr12は、第2の帯域B2における
送信パルス形状が第2の帯域1受信フィルタ706を通過させられ(次にサンプ
リングされ)ることによって求められる。
信号復調方法に関して記載したが、当業者には、ジョイントチャネル推定方法を
、他のマルチ信号および単一信号復調技法にも適用できることが理解されよう。
また、多数の受信アンテナを使用するシステムに対して、ジョイントチャネル推
定方法を各アンテナまたはアンテナ素子毎に繰り返すことができるのももちろん
である。
できる、代表的メトリック・プロセッサ800を示している。図示されたように
、メトリック・プロセッサ800は、局所的所望ビットシーケンス発生器(LD
BSG)802、局所的隣接ビットシーケンス発生器(LABSG)804、第
1および第2のローテーション装置806および808、4つのフィルタ810
、812、814、816、第1および第2の振幅二乗装置818および820
、5つの加算装置813、815、817、819、822を含んでいる。第1
および第2のベースバンド信号s1およびs2は、第3お呼びだ4の加算装置8
17、819の正の入力にそれぞれ接続されている。第1のチャネルパラメータ
の推定値DSCP−B1(第1の帯域B1内の所望信号用)は、第1のフィルタ
810の入力に接続されており、第2のチャネルパラメータの推定値ASCP−
B1(第1の帯域B1内の隣接信号用)は、第2のフィルタ812の入力に接続
されている。第3のチャネルパラメータの推定値ASCP−B2(第2の帯域B
2内の隣接信号用)は、第3のフィルタ814の入力に接続されており、第4の
チャネルパラメータの推定値DSCP−B2(第2の帯域B2内の隣接信号用)
は、第4のフィルタ816の入力に接続されている。
第2の入力および第2のローテーション装置808の第1の入力に接続されてい
る。局所的隣接ビットシーケンス発生器804の出力は、第1のローテーション
装置806の第1の入力および第3のフィルタ814の第2の入力に接続されて
いる。搬送波間隔wは、ローテーション装置806および808それぞれの第2
の入力に接続されており、第1および第2のローテーション装置806および8
08の出力は、第2および第4のフィルタ812および816それぞれの第2の
入力に接続されている。第1および第2のフィルタ810、812の出力は、第
1の加算装置813の正の入力に接続されており、第1の加算装置813の出力
は、第3の加算装置817の負の入力に接続されている。第3および第4のフィ
ルタ814および816の出力は、第2の加算装置815の正の入力に接続され
ており、第2の加算装置815の出力は、第4の加算装置819の負の入力に接
続されている。第3および第4の加算装置817および819の出力は、振幅二
乗装置818および820の入力にそれぞれ接続されており、第1および第2の
振幅二乗装置818および820の出力は、第5の加算装置822の正の入力に
接続されている。第5の加算装置822の出力は合計ジョイントメトリックMT を表わしている。
発生器802および局所的隣接ビットシーケンス発生器804でそれぞれ生成さ
れる。第1の周波数帯域B1(第1の搬送周波数f1に対応する)内で受信され
た第1の情報信号の推定値を生成するために、第1のローテーション装置806
においてチャネル間隔wに応じて隣接ビットにローテーションが行われる。第1
の周波数帯域B1において、無線プロセッサ214は所望信号を受信するように
調整されている。しかしながら、チャネル間隔の近接により、所望信号に対する
干渉をもたらす隣接信号成分も第1の帯域B1に現れる。
第2のフィルタ810および812をそれぞれ通過させられる。第1および第2
のフィルタ810および812のパラメータ(すなわち、帯域1の所望信号のチ
ャネルパラメータ:DSCP−B1および帯域1の隣接信号のチャネルパラメー
タ:ASCP−B1)は、上記のように例えばジョイントチャネル推定器600
により求められる。このように第1および第2のフィルタ810および812は
、第1の帯域B1における所望および隣接チャネルの影響をシミュレートする。
第1および第2のフィルタ810および812の出力は、第1の加算器813で
加算されて第1の送信信号を推定されたものが得られ、この推定されたものが第
1の帯域で実際に受信した信号から(第3の加算装置817で)減じられる。そ
して第1の振幅二乗装置818で、差分の振幅二乗が計算されて第1のブランチ
メトリック(メトリック1)が求められる。
2の情報信号の推定値を生成するために、第2のローテーション装置808にお
いてチャネル間隔wに応じて所望ビットにローテーションが行われる。第2の周
波数帯域B2において、無線プロセッサ216は隣接信号を受信するように調整
されている。しかしながら、チャネル間隔の近接により、隣接信号に対する干渉
をもたらす所望信号成分も第2の帯域B2に現れる。
第4のフィルタ814および816をそれぞれ通過させられる。第3および第4
のフィルタ814および816のパラメータ(すなわち、帯域2の隣接信号のチ
ャネルパラメータ:ASCP−B2および帯域2の所望信号のチャネルパラメー
タ:DSCP−B2)は、上記のように例えばジョイントチャネル推定器600
により求められる。このように第3および第4のフィルタ814および816は
、第2の帯域B2における所望および隣接チャネルの影響をシミュレートする。
第3および第4のフィルタ814および816の出力は、第2の加算器815で
加算されて第2の送信信号を推定されたものが得られ、この推定されたものが第
2の帯域で実際に受信した信号から(第4の加算装置819で)減じられる。そ
して第2の振幅二乗装置820で、差分の振幅二乗が計算されて第2のブランチ
メトリック(メトリック2)が求められる。
、第5の加算装置822で加算されて合計ブランチメトリックMTが求められる
。ブランチメトリックは、例えばノイズレベルの差を考慮するように重み付けさ
れてもよい。多数のアンテナを使用するシステムでは、付加的アンテナからのメ
トリックが重み付けされて組み合わされてもよい。合計ブランチメトリックMT は、上記のようにシーケンス推定プロセッサ506に供給される。当業者には、
メトリックの様々な変形が可能であることが理解されよう。例えば、G.E.Bottom
leyおよびS.Chennakeshuの上記の文献に記載されたような、「部分的ウンガーボ
ーク(partial Ungerboeck)」形式を使用することもできる。
、当業者には本発明があらゆる数の情報信号および搬送周波数に適用可能である
ことが理解されよう。例えば、2つの隣接信号を、2つの搬送波の一方だけに対
応するただ1つのベースバンド信号を用いて一緒に復調することもできる。また
、本発明は、共同チャネルおよび隣接チャネル信号の両方に適用できる。
Transactions on Communications, vol.COM-22,「搬送波変調データ伝送システ
ム用の適応最大尤度受信機(Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrie
r-Modulated Data-Transmission System)」に記載され、参照により本明細書に 組み込む、変更メトリックに拡張して構成することもできる。本発明によれば、
この代替的復調器は、全体的チャネルレスポンス(送信パルス形状および媒体レ
スポンスの両方の影響を反映する)に適合された受信フィルタを使用する。例え
ば、(固定の)送信パルス形状に適合された受信フィルタを、最適検出用に推定
された媒体レスポンスに基づいた第2段のフィルタを組合わせて使用してもよい
。
ように、2チャネル復調器900は、チャネル推定器902、第1および第2の
媒体マッチドフィルタ904および906、Sパラメータ計算装置908、拡張
・変更したメトリック・プロセッサ910、シーケンス推定プロセッサ912を
含んでいる。第1のベースバンド信号s1は、第1の媒体マッチドフィルタ90
4の入力およびチャネル推定器902の第1の入力に接続されている。第2のベ
ースバンド信号s2は、第2の媒体マッチドフィルタ906の入力およびチャネ
ル推定器902の第2の入力に接続されている。チャネル推定器902の第1の
出力は、第1の媒体マッチドフィルタ904の第2の入力、およびSパラメータ
計算装置908の第2の入力に接続されている。チャネル推定器902の第2の
出力は、第2の媒体マッチドフィルタ906の第2の入力、およびSパラメータ
計算装置908の第1の入力に接続されている。
変更したメトリック・プロセッサ910の第1および第2の入力に接続されてい
る。搬送波間隔wおよび送信パルスP(t)は、Sパラメータ計算装置908の
第3および第4の入力に接続されており、Sパラメータ計算装置908から出力
された4つのSパラメータs11、s21、s22、s12は、拡張・変更した
メトリック・プロセッサ910の付加的入力に接続されている。拡張・変更した
メトリック・プロセッサ910の出力は、シーケンス推定プロセッサ912の入
力に接続されており、シーケンス推定プロセッサ912の第1および第2の出力
は第1および第2の検出信号sdおよびsaを表わしている。
うにチャネル推定ユニットで求められる。そして媒体レスポンス・パラメータは
、最適な変調のための時間変化する媒体マッチドフィルタの設定に使用される。
送信フィルタ、媒体レスポンス、受信フィルタ、および帯域B1とB2との両方
の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表す、4つのSパラメータs11、s2 1 、s22、s12は、送信パルス形状、搬送波間隔wおよび推定された媒体レ
スポンスの以前の情報を使用して求められる。
送信信号に対する媒体レスポンス、第1の帯域B1における受信フィルタ、およ
び第1の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。第2のSパラメー
タs21は、第2の帯域B2における送信フィルタ、第2の送信信号に対するロ
ーテーションされた媒体レスポンス、第1の帯域B1における受信フィルタ、お
よび第1の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。第3のSパラメ
ータs22は、第2の帯域B2における送信フィルタ、第2の送信信号に対する
媒体レスポンス、第2の帯域B2における受信フィルタ、および第2の媒体マッ
チドフィルタの全体的影響を表わしている。第4のSパラメータs12は、第1
の帯域B1における送信フィルタ、第1の送信信号に対するローテーションされ
た媒体レスポンス、第2の帯域B2における受信フィルタ、および第2の媒体マ
ッチドフィルタの全体的影響を表わしている。
ロセッサ901において、以下の式に従って拡張・変更したブランチメトリック
M1およびM2を計算するのに使用される。
te operation)を示し、
、Re{x}は{x}の実数部を表し、nは符号期間のインデックスである。合
計メトリックMTは、ブランチメトリックM1およびM2を加算することにより
求められる。合計メトリックは、所望および隣接情報ビットの推定のために、シ
ーケンス推定プロセッサ912に供給される。
発明が適用できることが理解されよう。このようなシステムにおいては、異なっ
たアンテナまたはビームに対応した複数の受信信号が供給される。受信したもの
と各アンテナで予期されるものとの差分を、通常のシーケンス推定処理でブラン
チメトリックを形成するのに使用することができる。アンテナ信号は例えば、各
アンテナのメトリック(振幅の二乗)を形成し、メトリックを加算して組合わせ
られたブランチメトリックを形成することにより組み合わされる。例えば、参照
により本明細書に組み込まれる、1993年5月2日発行のBackstorm等の米国特許 第5191598号明細書を参照せよ。アンテナを組合わせる他の手法も使用で
きる。例えば、参照により本明細書に組み込まれる、G.E.BottomleyおよびK.Jam
alの1995年6月25〜28日のProceedings of the 45th IEEE Vehicular Technolog
y Conference (VTC '95), Chicago、「適応アレイおよびMLSE等価(Adaptive
arrays and MLSE equalization)」を参照せよ。
者には本発明がFDMAの構成要素(すなわち多重搬送波)を含むあらゆるシス
テムに適用可能であることが理解されよう。更に、本発明は、直接拡散符号分割
多重アクセス(DS−CDMA)、周波数ホッピング、直交周波数分割多重(O
FDM)、および他の構成要素を含むシステムで実施することができる。
たが、他の既知の復調手法も同様に適用できる。例えば、判定帰還等価(DFE
)や線形等価(LE)も利用できる。
、DSCP−B1、ASCP−B1、DSCP−B2、ASCP−B2を求める
のに他のチャネル推定方法を使用することもできる。例えば、参照により本明細
書に組み込まれる、本願と同日出願された「デジタル通信システムにおける隣接
チャネル信号をキャンセルする方法および装置(Method and Apparatus for Canc
eling Adjacent Channel Signals in Digital Communication Syatems)」という
題名の米国特許出願番号第08/901693号明細書を参照せよ。
に限定されないことが理解されよう。従って、本発明の範囲は、上記の記載では
なく特許請求の範囲によって定義されるものであり、請求の範囲の意味するもの
と等価なものも本発明に含まれるものと理解される。
である。
る。
Claims (16)
- 【請求項1】 少なくとも1つの搬送周波数に対応するベースバンドサンプ
ルを受信する手段と、 前記ベースバンドサンプルに応じて、それぞれが異なった搬送周波数に対応す
る少なくとも2つの情報ストリームを一緒に復調する手段とを備えることを特徴
とする受信機のベースバンドプロセッサ。 - 【請求項2】 前記一緒に復調する手段が、 前記ベースバンドサンプルに応じてチャネル係数を推定する手段と、 前記推定されたチャネル係数および前記ベースバンドサンプルに応じてジョイ
ントブランチメトリックを計算する手段と、 前記ジョイントブランチメトリックに応じて前記少なくとも2つの情報ストリ
ームを一緒に推定するシーケンス推定手段とを備えることを特徴とする請求項1
に記載のベースバンドプロセッサ。 - 【請求項3】 前記チャネル係数を推定する手段が、ジョイントチャネル推
定器であることを特徴とする請求項2に記載のベースバンドプロセッサ。 - 【請求項4】 少なくとも1つの搬送周波数に対応するベースバンドサンプ
ルを受信する工程と、 前記ベースバンドサンプルに応じて、それぞれが異なった搬送周波数に対応す
る少なくとも2つの情報ストリームを一緒に復調する工程とを備えることを特徴
とする受信機における処理方法。 - 【請求項5】 前記一緒に復調する工程が、 前記ベースバンドサンプルに応じてチャネル係数を推定する工程と、 前記推定されたチャネル係数および前記ベースバンドサンプルに応じてジョイ
ントブランチメトリックを計算する工程と、 前記ジョイントブランチメトリックに応じて前記少なくとも2つの情報ストリ
ームを一緒に推定する工程とを備えることを特徴とする請求項4に記載の処理方
法。 - 【請求項6】 前記チャネル係数を推定する工程が、ジョイントチャネル推
定を使用してチャネル係数を推定する工程を含むことを特徴とする請求項5に記
載の処理方法。 - 【請求項7】 無線信号を受信して対応するアンテナ信号を供給する少なく
とも1つのアンテナ素子と、 前記少なくとも1つのアンテナ素子に接続され、前記アンテナ信号を処理して
無線搬送周波数に対応した少なくとも1つのベースバンドサンプルのストリーム
を供給する無線プロセッサと、 前記無線プロセッサに接続され、前記少なくとも1つのベースバンドサンプル
のストリームを処理して、それぞれが異なった無線周波数に対応する少なくとも
2つの情報ストリームを検出するジョイント復調器とを備えることを特徴とする
無線受信機。 - 【請求項8】 前記ジョイント復調器が、 前記少なくとも1つのベースバンドサンプルのストリームに応じてチャネル係
数を推定する手段と、 前記推定されたチャネル係数および前記少なくとも1つのベースバンドサンプ
ルのストリームに応じてジョイントブランチメトリックを計算する手段と、 前記ジョイントブランチメトリックに応じて前記少なくとも2つの情報ストリ
ームを一緒に推定するシーケンス推定手段とを備えることを特徴とする請求項7
に記載の無線受信機。 - 【請求項9】 少なくとも1つのアンテナ素子で無線信号を受信して少なく
とも1つのアンテナ信号を供給する工程と、 前記少なくとも1つのアンテナ信号を処理して無線搬送周波数に対応した少な
くとも1つのベースバンドサンプルのストリームを供給する処理工程と、 前記少なくとも1つのベースバンドサンプルのストリームに応じて、それぞれ
が異なった無線周波数に対応する少なくとも2つの情報ストリームを一緒に復調
する工程とを備えることを特徴とする無線信号の受信方法。 - 【請求項10】 前記一緒に復調する工程が、 前記少なくとも1つのベースバンドサンプルのストリームに応じてチャネル係
数を推定する工程と、 前記推定されたチャネル係数および前記少なくとも1つのベースバンドサンプ
ルのストリームに応じてジョイントブランチメトリックを計算する工程と、 前記ジョイントブランチメトリックに応じて情報符号のシーケンスを一緒に推
定する工程とを備えることを特徴とする請求項9に記載の受信方法。 - 【請求項11】 それぞれが異なった周波数帯域に対応する少なくとも2つ
のベースバンドサンプルのストリームを受信する手段と、 前記少なくとも2つのベースバンドサンプルのストリームに応じて、それぞれ
が異なった周波数帯で送信された少なくとも2つの情報信号の各々に対する媒体
レスポンスを一緒に推定する手段とを備えることを特徴とするジョイントチャネ
ル推定器。 - 【請求項12】 前記一緒に推定する手段が、周波数帯域の間隔による影響
を補償する手段を含むことを特徴とする請求項11に記載のジョイントチャネル
推定器。 - 【請求項13】 第1の周波数帯域で送信された第1の情報信号および第2
の周波数帯域で送信された第2の情報信号を含むベースバンド信号を受信する入
力ノードと、 前記入力ノードに接続され、前記ベースバンド信号に応じて、前記第1および
第2の情報信号に関する情報を提供するジョイントメトリックを計算するジョイ
ントメトリックプロセッサと、 前記ジョイントメトリックに応じて、前記第1および第2の情報信号を推定す
るシーケンス推定プロセッサとを備えることを特徴とする受信機のベースバンド
プロセッサ。 - 【請求項14】 前記ベースバンド信号に対応する周波数帯域で受信された
ときの、前記第1および第2の情報信号に対応するチャネルの推定値を計算する
チャネル推定器を更に備えることを特徴とする請求項13に記載のベースバンド
プロセッサ。 - 【請求項15】 前記チャネル推定器がジョイントチャネル推定器であるこ
とを特徴とする請求項14に記載のベースバンドプロセッサ。 - 【請求項16】 第1および第2の情報信号が、受信フィルタを含む受信機
に第1および第2の周波数帯域でそれぞれ送信される、無線通信システムで使用
されるジョイントチャネル推定器であって、 前記第1の周波数帯域に対応する第1のベースバンド信号を受信する第1の入
力ノードと、 前記第2の周波数帯域に対応する第2のベースバンド信号を受信する第2の入
力ノードと、 送信および受信フィルタによるフィルタリング効果の推定値を提供するパラメ
ータプロセッサと、 前記第1および第2のベースバンド信号と前記フィルタリング効果の推定値と
に応じて、信号の伝送経路に対応する媒体レスポンスを計算するジョイント推定
器と、 前記媒体レスポンスに応じて、前記第1および第2それぞれの周波数帯域で受
信されたときの、前記第1および第2の情報信号のそれぞれに対応するチャネル
の推定値を計算するカプラとを備えることを特徴とするジョイントチャネル推定
器。
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