CN100438520C - 1比特采样的差分四相相移键控的解调电路 - Google Patents
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Abstract
1比特(bit)采样DQPSK解调电路及方法,属于数字通信及数字电路。该电路是在现有的解调电路上,用1bit采样电路(比较器或取符号)替代原有的A/D变换器。其解调的方法是在1bit采样电路输出处仅有一位数据线,它将输入的调制信号变为1bit数字信号,调制信号大于0电平,判为“1”,小于0电平,判为“-1”;或采用其它约定编码,1条数据线2种状态,多bit数字信号变为1bit数字信号。本发明具有计算量少,硬件资源节省,解调速度快等优点,适应技术和市场需要。
Description
技术领域:
数字通信及数字电路领域。
背景技术:
数字电路一般只有1和0两种码,常用高、低电平表达,称为基带信号。当短距离通信时可以直接用基带传输,但是在有些情况下不能直接传送基带信号,如无线信道,需要借助连续波调制进行频带搬移,将数字基带信号变换成适于信道传输的数字频带信号,用载波的方式进行传输。通信系统的原理图如图1所示,1是信源,在数字通信中它是数字信号。2是调制,将数字信号按某种方式调制并变换为模拟信号。也称载波,可由(1)式表达,由于通常还需要将已调信号再调制到更高的发射频率,所以调制器2的输出也称为中频信号,3是上变频,其输出s(t)称为载波。4是信道。5是下变频。6是解调部分。7是信宿。和模拟调制一样,数字信号的载波调制也有三种方式,即幅度键控(ASK)、频率键控(FSK)和(PSK)相移键控。相移键控是利用载波的相位变化传递信息,如(1)式中的相位θ的变化传递信息。相移键控分为绝对调相和相对(差分)调相。绝对调相记为PSK,如(2)式所示,1码用0相位表示,0码用π相位表示,其相位图由图2所示。
PSK也称为2PSK或BPSK,2代表它只有2个相位状态,分别表示“1”和“0”,如果利用具有多个相位状态的正弦波来代表多组二进制信息码元,称为多相相移键控,记为MPSK。用4个相位状态的相移键控就是4PSK,常称的QPSK。图3所示是QPSK的一种相位图。QPSK是一种高效的调制方式,从理论上说频带利用率是PSK的2倍。
在实际应用中,有时也采用π/4-QPSK调制方式,如图4所示。
实际应用中常用相对调相,它是利用相邻码元载波相位的相对变化表示数字信号,也称位差分调相,记为DPSK。有时也采用π/4-DQPSK调制方式,如图5所示。
DPSK就是用Δθ的变化对应不同的数字信号码元。(3)式表达的是第k位码元对应的载波信号。单独看该信号的相位,没有任何码元信息,但是用它和前一位的相位相差,如(4)所表达,就可得该码元信息,具体如表1所示是其一种对应关系。
其中:k代表当前位,k-1代表前一位,k+1代表后一位。
Δθk=θk-θk-1 (4)
现有差分解调原理:
π/4-DQPSK的已调信号,可由(3)式表达,其相位跳变量只有±π/4和±3π/4四种可能的取值,与输入码元的对应关系如表1。其信息完全包含在载波相位跳变量Δθ中,因此能够进行差分解调。
表1现有技术中相位差与解调数码对应值
现有的DQPSK数字解调方案如图7所示,设载波或中频信号由(3)式表达,其原理由图7所示,图7中1是A/D变换器,将模拟信号变为数字信号,采样频率为1/Ts,离散信号为:
上式中t=nTs,n为离散采样点数,归一化,即令Ts=1, 故上式可表达为(7)式。
则A/D变换器的输出为:
经2延迟电路(一个码元的延迟),可得输出为:
又经3移相电路(移相-π/2),移相器输出为:
再由4、5分别相乘,乘法器输出分别是:
x′k(n)=2cos(ωon+θk)cos(ωon+θk-1) (10)
y′k(n)=2sin(ωon+θk)cos(ωon+θk-1) (11)
再经数字低通滤波器,其输出分别是:
xk(n)=cos(θk-θk-1)=cosΔθk (12)
yk(n)=sin(θk-θk-1)=sinΔθk (13)
上述说明:式(10)、(11)可分别展开为:
x′k(n)=2cos(ωon+θk)cos(ωon+θk-1)=cos(θk-θk-1)+cos(2ωon+θk+θk-1) (14)
y′k(n)=2sin(ωon+θk)cos(ωon+θk-1)=sin(θk-θk-1)+sin(2ωon+θk+θk-1) (15)
经数字低通滤波器,将高频项滤掉,只保留低频项,输出值就由(12)、(13)式表达数字低通滤波器的基本原理可表达(16)式,在此只表达一个通道,另一通道同理。
其中N是数字滤波器的宽度,或称阶数,数字滤波器的表达形式很多,(16)式是一种典型表达式,在实际电路设计中,可取64位或32位。
由于调制信号相位跳变量只有±π/4和±3π/4四种可能值,那么其xk(n)、yk(n)的值也只有四种可能的组合。经判决可得到解调结果,具体判决由表2所示,再经并/串转换可得到解调信号。
现有的数字式DQPSK解调系统框图如图7所示,在数字电路中,乘法器所占硬件资源很多(在芯片中设计乘法器占用大量的门电路),现有技术方案中,数字低通滤波器(图7中6、7)中需要大量乘法器,乘法器(图7中4、5)也需要乘法器。现有这种载波或中频差分解调方法的计算量很大,很难进行高速的解调处理。
表2现有技术中相位差、低通滤波器输出值和解调数码对应值
发明的内容:
本发明的目的是为了减少解调电路的计算量,提高解调的速度,特提出了一种新的DQPSK解调电路及解调方法。即称为1比特(bit)采样的差分四相相移键控的解调电路及方法。
本发明的方案从原理图8可见,解调电路包含由模/数转换器(即A/D变换器)、延迟电路、移相电路、低通滤波器、判决电路、同步电路和并/串转换电路组成,其不同之处,该模/数转换器是用一个1bit采样电路、或一个比较器、或一个取符号电路实现,替代了原有的A/D变换器。其连接关系如下:调制的DQPSK中频信号输入到1bit采样电路(1)的接口,经采样电路输出1bit信号,该信号分别送到延时电路(2)、移相电路(3)、第一异或门(4)的一个输入口,信道随后被分为I、Q两路,I路:信号经过延时电路(2)输出延时1码位的1比特信号,该信号再送到第一异或门(4)的另一个输入口,第一异或门(4)输出信号x′k(n),x′k(n)仍是1bit信号,该信号送到第一低通滤波器(6)的接口,经第一低通滤波器(6)输出数字信号xk(n),该信号不再是1bit信号,将该信号输入到第一判决电路(8)的接口,经判决结果输出Ik,这是I通道的结果,Q路:从移相电路(3)输出的信号(n)送到第二异或门(5)的一个输入口,延时电路(2)的输出送到第二异或门(5)的另一个输入口,第二异或门(5)输出信号y′k(n),该信号再送到第二低通滤波器(7)的接口,经第二低通滤波器(7)输出信号yk(n),再送到第二判决电路(9)的接口,经判决结果输出Qk,这就是Q通道结果,同时第一判决电路(8)、第二判决电路(9)的另外输出端分别与同步电路(10)的两接口连接输出位同步信号,位同步信号送到同步电路(10)提取位同步时钟,位同步时钟连接到并/串转换电路(11)的控制端口,同时将第一判决电路(8)、第二判决电路(9)得到的输出Ik、Qk也送到并/串转换电路(11),输出最后的解调信号。
一种1比特采样DQPSK解调电路的解调方法,其特征是将载波或中频的DQPSK调制的模拟信号采样并转换为1比特数字信号,将附图7所示的数字信号解调电路中的乘法器(4、5),用附图8所示的1比特数字信号解调电路中的异或门(4、5)替代,其对应的乘法运算改变为异或逻辑判断运算。
本发明主要应用在π/4-D Q P S K(π/4四相相移键控)方式中,该方式首先是用编码电路将信号映射到星座点上以实现调制,信号星座如图6所示。图中有8个相位状态,分成偶数(2k)和奇数(2k-1)两组,分别用○和●表示。两信号点之间的连线表示可能的相位跳变。相位跳变只能在偶数组和奇数组之间发生,在偶数组和奇数组内没有跳变。
下面通过对1bit差分解调原理分析证明它的可行性。
本发明提出的1bit差分解调与一般的差分解调方法不同,它是将调制信号用符号位表示,也就是1bit的采样,模拟信号只要大于0均判为“1”,只要小于0均判为“-1”。在实际电路中,也采用约定的编码,用“0”(低电平)表示1,用“1”(高电平)表示-1。其基本原理由图8所示,输入的载波或中频信号仍由(3)式表达。图8中1是取符号,也是1bit的采样,在实际电路可以用一个比较器实现同样的作用。符号函数定义为:
定义函数:
此时,采样频率=信号频率,t=nTs,采样输出精度只有1bit,实际上就等于对(3)式表达的载波或中频信号取符号函数,归一化后,即Ts=1,A=1,图8的1(取符号电路)的输出为:
实际它只有“1”和“-1”两种值。同样经2(延时电路)、3(移相电路)可分别得其输出:
式(19)、(20)也是符号函数,也只有“1”和“-1”两种值。按图8所示的连接关系,再经4、5“乘法器”,在此乘法器的输入信号均只有“1”和“-1”两种值,因此并不需要设计数字乘法器,只要简单的门电路就可以完成该“乘法器”的功能,实际上用一个异或门电路来完成该功能。4、5的输出可表达为:
x′k(n)=signa[cos(ωon+θk)]*signa[cos(ωon+θk-1)] (21)
y′k(n)=signa[sin(ωon+θk)]*signa[cos(ωon+θk-1)] (22)
实际上取符号函数后,正弦信号变为方波,付里叶展开可表示为:
令Δφk=φk-φk-1
信号经过低通滤波(图8中6)后,只有当m=-l,才能通过低通滤波器,其余均被滤掉。
同理另一通道(图8中7)的输出为:
低通滤波器输出xk(n)、yk(n),由(24)、(25)表达,它们虽然是无穷级数,可取前有限项近似表达,实际上得到同式(12)、(13)表达一样的结果。取前1024项,经计算机计算得(12)式和(24)式的结果如图9所示。因此可以看出,只要相位跳变Δθk的误差在±π/4之内,不会出现符号的变化,判别也不会出错。所以经判决电路(图8中8、9)解调的Ik、Qk通道的数据与现有技术方案完全一样,其对应关系如表3,与表2比较,得到完全相同的解调数据。
表3本发明解调数码与相位差和低通滤波器输出对应值
经过以上的理论分析和实际电路设计,本发明1bit差分解调的数据与现有数字解调结果一样。证明了本发明的可行性。
从已有技术图7和本发明图8的原理图工作流程可以看出本发明的优点:
本发明提出1bit差分解调的原理及实现方案,1bit是指调制信号用符号位表示,1位数据线,已有技术方案的调制信号是用多位(一般取8位)表示,需要多位数据线。也可这样表达,仅用1位二进制替代多位二进制(常见数字信号是8位)将载波或中频调制信号采样出来后,再恢复解调出数字信号。
(1)图8中4、5的表示乘法。如果该乘法器的两路输入均是8bit,则输出一般是16bit,该乘法器需要用大量的门电路来设计。本发明采用1bit方式,该乘法器的两输入均是1bit数字信号,即只有“1”、“-1”两种可能,其输出也只用1bit表达,也只有“1”、“-1”两种结果。乘法运算实际就是符号相乘,在此处(4、5)可以用异或门替代该乘法器,而乘法器所需的硬件资源比异或门需要的硬件资源多得多。因此本发明能大幅度节省硬件资源、提高解调速度。
(2)图8中6、7表示低通滤波器。其输出可由(16)式表达,该滤波器需要大量的乘、加运算。在本发明方案中,由于乘法器(4、5)的输出也是1bit,那么滤波器的输入也只有“1”、“-1”两种,即x′k(n-m)在任一时刻点总是等于“1”或“-1”,(26)式滤波器的表达式就可以不需要乘法运算。
采用本发明方案,该低通滤波器输入为“1”和“-1”构成的数据序列,不可能出现其它数值。当x′(n-m)为“1”时,所对应的响应就是h(m)本身,h(m)是单位脉冲响应。当输入单独的“-1”时,h(m)取非输出。因此,不需要乘法运算,只需要加法运算。由于该低通滤波器的输入信号只有“1”或“-1”两种,只需要将单位脉冲响应h(m)存储在某个固定空间,当输入“1”时,直接将其读出,当输入“-1”时,读出并取反,再移位相加(如果数字滤波器的位数取64,共计有64项移位相加),因此,省了乘法器,变乘、加运算为单纯的加法运算。又因为单位脉冲响应事先按低通滤波器的特性设计,因此,该电路(图8中6、7)同样起到低通滤波器作用。其输出就是(24)、(25)式所表达,也可以由图9表达。
图7所示的现有技术方案中,低通滤波器的输入x′k(n)为多bit数据,其低通滤波器(图7中的6、7)需要乘法和加法计算。显然比本发明方案多用硬件资源,且速度也慢。
另外,1bit的采样,在实际电路设计中,可以直接用一个比较器完成其功能,因此与原技术方案比较,又节约了A/D变换器。
综上所述,说明本发明原理及方案比现有技术计算量减少、硬件资源节省、解调处理速度提高。同时减少了幅度变化对解调结果的影响,而且又简化了电路结构。
附图说明:
图1 通信系统原理图
图2 PSK系统相位图
图3 QPSK系统相位图
图4 π/4-QPSK相位图
图5 π/4-DQPSK相位图
图6 π/4-DQPSK信号星座图
图7 现有解调技术方案原理图
图8 本发明解调技术方案原理图
图9 判决曲线
其中点划实线“-”表示现有技术的判决曲线
星号划实线“*”表示本发明方案判决曲线
实施例:
利用本发明,设计解调电路。具体指标位为:压缩数字语音信号,其码率8Kbit/s,调制中频频率是455KHz,所有数字电路(在实际电路中设计为双工,调制、解调设计在一块芯片上,故D/A和A/D设计为外围电路)可设计在一块芯片上,芯片选用可编程逻辑器件,(实际用XILINX公司的xc2s100)。解调工作时钟设计为256KHz,静噪情况下,采用13位PN码进行测试,无误码达到实用要求。传送语音信号,声音清楚。
为了了解时钟频差对系统性能的影响,采用调制时钟频率和解调时钟频率偏差为:当误差 时候系统能正常工作,误差 系统无法正常工作。该系统达到实际应用的要求。
Claims (1)
1、一种1比特采样DQPSK解调电路,包含模/数转换器、延时电路、移相电路、低通滤波器、判决电路、同步电路和并/串转换电路,其特征在于该模/数转换器是用一个1比特采样电路、或一个比较器、或一个取符号电路实现,其连接关系如下:调制的DQPSK中频信号输入到1比特采样电路(1)的接口,经采样电路输出1比特信号该信号分别送到延时电路(2)、移相电路(3)、第一异或门(4)的一个输入口,信道随后被分为I、Q两路,I路:信号经过延时电路(2)输出延时1码位的1比特信号该信号再送到第一异或门(4)的另一个输入口,第一异或门(4)输出信号x′k(n),x′k(n)仍是1比特信号,该信号送到第一低通滤波器(6)的接口,经第一低通滤波器输出数字信号xk(n),该信号不再是1比特信号,将该信号输入到第一判决电路(8)的接口,经判决结果输出Ik,这是I通道的结果,Q路:从移相电路(3)输出的信号送到第二异或门(5)的一个输入口,延时电路(2)的输出送到第二异或门(5)的另一个输入口,第二异或门(5)输出信号y′k(n),该信号再送到第二低通滤波器(7)的接口,经第二低通滤波器输出信号yk(n),再送到第二判决电路(9)的接口,经判决结果输出Qk,这就是Q通道结果,同时第一判决电路(8)、第二判决电路(9)的另外输出端分别与同步电路(10)的两接口连接输出位同步信息,位同步信息送到同步电路(10)提取位同步时钟,位同步时钟连接到并/串转换电路(11)的控制端口,同时将第一判决电路(8)、第二判决电路(9)得到的输出Ik、Qk也送到并/串转换电路(11),输出最后的解调信号。
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
C17 | Cessation of patent right | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20081126 Termination date: 20111225 |