JPH1051339A - デジタルオーディオ放送用受信装置とその方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 より信頼性のあるワイアレスデジタルデータ
リンクを有する通信システムを提供する。 【解決手段】 本発明の無線周波数（ＲＦ）送信器は、
低い中間周波数（ＩＦ）の信号で動作するロテータ（回
転子）を有し、この中間周波数は、その後ＲＦキャリア
周波数で伝送できるよう変調される。本発明は、受信機
が移動中の車の中に配置されドプラー効果の影響を受け
る場合には特に重要である。本発明の一実施例において
は、ＤＡＢシステムは、ＲＦ送信器とそれに対応するＲ
Ｆ受信機を有する。このＲＦ送信器内でデジタル的に圧
縮されたオーディオ信号は、シンボルストリームに符号
化され、その後ＲＦ受信機に送信される前に１５０，０
００ｈｚの周波数を用いて回転される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信システムに関
し、特にオーディオ放送に関する。

【０００２】

【従来の技術】ソース符号化技術の大いなる進展によ
り、ステレオ音声を約１０倍も圧縮することができ、し
かも伸長後の品質の目だった劣化もない。このような技
術の進展による１つの応用例は、放送（broadcasting）
である。ＦＭ放送はＡＭ放送に比較して、品質が大きく
改善されている。過去１０年間に亘って、多くの研究者
は、音声伝送の品質をさらに改善するために、また別の
方法を採ろうとしている。これはデジタルオーディオ放
送（digital audio broadcasting（ＤＡＢ））あるいは
デジタルオーディオラジオ（digital audio radio（Ｄ
ＡＲ））の成果となって現れている。

【０００３】ソース符号化技術の研究者にとって、１．
４Ｍｂ／ｓから１６０ｋｂ／ｓへステレオサウンドを圧
縮することができるようになったことは、大いなる目標
達成であるが、データ通信研究者にとっては、移動中の
車の中の無線受信機のような高速移動環境下で信頼性の
あるワイアレスデジタルデータリンクを設計することは
単純なことではない。その理由は、ＤＡＢのような通信
システムの分配は、通信チャネルが時間的に変動し、マ
ルチパスおよびドプラーシフトの影響により、非常に歪
むという事実により複雑化しているためである。その結
果、目標としたエラーレートおよび出力レートは、デジ
タルセルラ電話のアプリケーションよりもより厳しいも
のである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、より信頼性のあるワイアレスデジタルデータリン
クを有する通信システムを提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明の無線周波数（Ｒ
Ｆ）送信器は、無線周波数より低い中間周波数（ＩＦ）
の信号で動作するロテータ（回転子）を有し、この中間
周波数は、その後ＲＦキャリア周波数で伝送できるよう
変調される。このロテータを使用して、受信信号内の位
相の不明瞭さを除去することができ、受信機の構成を単
純にでき、さらに低次のデジタルキャリア位相再生回路
の受信機内での使用が可能になり、これにより受信ＲＦ
信号を獲得できるようになる。この本発明は受信機が移
動中の車の中に配置され、上記のドプラー効果の影響を
受ける場合には特に利用価値がある。

【０００６】本発明の一実施例においては、ＤＡＢシス
テムはＲＦ送信器とそれに対応するＲＦ受信機とを有す
る。このＲＦ送信器内では、デジタル的に圧縮されたオ
ーディオ信号は、シンボルストリームに符号化され、そ
の後ＲＦ受信機に送信される前に１５０，０００ｈｚの
周波数を用いて回転される。

【０００７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明を実施するＤＡＢ
通信システム１０のブロック図である。このＤＡＢ通信
システム１０は、送信器１００と通信チャネル２００と
受信機３００とを有する。本発明を詳述する前に、ＤＡ
Ｂ通信システム１０の動作を簡単に説明する。ただし知
覚オーディオ符号化技術は公知であるため詳述しない。
例えばこれに関しては、米国特許第５，２８５，４９８
号（発明の名称 "Method and Apparatus for Coding Au
dio Signals Based on Perceptual Model," February
8, 1994 発行、 発明者 Johnston） 他の符号化技術
は、J.P. Princen と A.B. Bradley 著の "Analysis/Sy
sthesis Filter Bank Design Based on Time DomainAli
asing Cancellation," IEEE Trans. ASSP, Vol. 34, N
o. 5, October, 1986と、E.F. Schroder と J.J. Platt
e 著の "'MSC': Stereo Audio coding with CD-Quality
and 256 kBIT/SEC," IEEE Trans. on Consumer Electr
onics, Vol. CE-33, No. 4, November 1987 と、Johnst
on 著の "Transform Coding of AudioSignals Using No
ise Criteria," IEEE J.S.C.A., Vol. 6, No. 2, Febru
ary 1988 と、米国特許第５，３４１，４５７号（発明
の名称 "Perceptual Coding ofAudio Signals," August
23, 1994 発行、発明者 Hall 他） を参照のこと。

【０００８】図１において、アナログオーディオ信号１
０１はプリプロセッサ１０５に入力され、そこでサンプ
リングされ（通常４８Ｋｈｚで）、そしてＰＣＭ（デジ
タルパルス符号変調）信号１０６（１６ビット）に変換
される。このＰＣＭ信号１０６は、知覚オーディオコー
ダ（ＰＡＣ）１１０に入力され、そこでＰＣＭ信号を圧
縮し、ＰＡＣ信号１１１を出力する。ＰＡＣ信号１１１
は、１７０ｋｂ／ｓビットストリームを表し、その内の
１０ｋｂ／ｓは、補助データ用の制御チャネルで、１６
０ｋｂ／ｓは、圧縮オーディオ信号である。

【０００９】ＰＡＣ信号１１１は、エラー保護コーダ１
１５に入力され、そこでリードソロモン符号を用いて、
このＰＡＣ信号１１１に１００％の冗長性を与える。エ
ラー保護コーダ１１５は、バッファとインタリーバ（図
示せず）を有し、通信チャネル２００の影響に耐えるよ
うにしても良い。その結果、符号化信号１１６は、３４
０ｋｂ／ｓのインタリーブされたデータストリームで、
各インタリーバは３２０ｍｓのデータ（１０８８ｋビッ
ト）を有する。

【００１０】この符号化信号１１６は、モデュレータ１
５０に入力され、そこで本発明により信号を生成して通
信チャネル２００を介して伝送できるようにする。通信
チャネル２００からの信号を、受信機３００のディモデ
ュレータ３５０が本発明により符号化信号３５１として
再生する。この符号化信号３５１は、エラー保護デコー
ダ３１５に入力され、そこでは送信器１００内のエラー
保護コーダ１１５とは逆に動作して、圧縮ＰＡＣ信号３
１６を知覚オーディオデコーダ３１０に与える。この知
覚オーディオデコーダ３１０は、圧縮されたＰＡＣ信号
を伸長して、ＰＣＭ信号３１１を出力する。このＰＣＭ
信号３１１は、ポストプロセッサ３０５に入力され、そ
こでアナログ表示された信号、即ち理想的にはアナログ
オーディオ信号１０１と同一の信号を生成する。

【００１１】図２にはモデュレータ１５０のブロック図
を示してある。符号化信号１１６が、マルチプレクサ
（ＭＵＸ）１５５に入力され、そこで同期化データ１９
６と、符号化信号１１６を多重化して合成データ信号１
５６を生成する。同期化データ１９６は、同期を表す２
０ｋｂ／ｓ（１０ｋシンボル／秒）のデータストリーム
であり、プロセッサ１９５により生成された等価情報で
ある。このプロセッサ１９５は、デジタル信号プロセッ
サを表す。（本発明は、例えば４−ＰＳＫマッパー１６
０のような個別の機能ブロックを用いて実現するよう記
載されているが、これらの機能ブロックあるいは複数の
機能ブロックの機能は、適宜プログラムされたプロセッ
サ例えばプロセッサ１９５を用いて実行される。）

【００１２】合成データ信号１５６は、３６０ｋｂ／ｓ
のデータストリームを表し、フレームを表し、これは一
連のフレームにフォーマット化され、各フレームは１０
ｍｓの幅で、２つの部分即ちヘッダ部分と符号化データ
部分とに分割されている。各１０ｍｓ期間において、ヘ
ッダ部分は同期化データの２００ビット（１００シンボ
ル）を表し、一方符号化データ部分は、符号化信号１１
６の３４００ビットを表す。

【００１３】合成データ信号１５６は、４−ＰＳＫマッ
パー１６０に入力され、そこで同時に２つのビットを同
相（in-phase）成分１６１と直交相（quadrature）成分
１６２を有する二次元の複合シンボルにマッピングす
る。各シンボルは、それぞれ｛ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）｝
で等価的に表すことができる。この信号点配置を図３に
示す。

【００１４】図３から分かるように、この信号点配置
は、４個の「データシンボル」と、２個の「チャネル同
期と音声シンボル」と、２個の「インタリーバ（シンボ
ルクロック）同期シンボル」とを有する。図３の信号点
配置から「チャネル同期と音声シンボル」と、「インタ
リーバ（シンボルクロック）同期シンボル」とは一つの
同位相値のみを有する一次元シンボルである。４−ＰＳ
Ｋマッパー１６０からの出力信号は、一連のフレームで
あり、各フレームは、フレーム毎に１８００の複合シン
ボルを有する。

【００１５】図４に示すフレーム２０５は、１０ｍｓの
幅で２つの部分に分割されている。その１つはヘッダ部
分２０６で、一次元の１００個の複合シンボルを有し、
他の部分は符号化データ部分２０７で１７００個の複合
シンボルを有する。

【００１６】合成データストリームの符号化データ部分
用に、図３の信号点配置の内４個のデータシンボルが用
いられる。データシンボルマッピングは、以下のルール
に従って行われる。そのルールによれば、各ブラケット
は２つの対になった要素、即ち図３の信号点配置の同相
信号強度と直交相信号強度により特定される来入ビット
とその関連シンボルである。{(0,0),(-1,-1)}, {(0,1),
(-1,1)}, {(1,0),(1,-1)}, {(1,1),(1,1)}

【００１７】各フレームのヘッダ部分については、１０
０個の複合シンボルが同期化信号を表す。この１００個
の複合シンボルは、一次元であり、図３の信号点配置に
示されたような同相成分の値のみを有する。ヘッダ部分
２０６の１００個の同期化シンボルの内、８６個の一次
元シンボルが、受信機３００でのフレーム同期を取るた
めに用いられる。

【００１８】この８６個の一次元シンボルは、図３の信
号点配置の「チャネル同期と音声シンボル」から選択さ
れたものであり、２個の「３１シンボル疑似ランダム
数」（３１ＰＮ）シーケンスと、その後の２４ＰＮシー
ケンス（３１ＰＮシーケンスの一部）とを含む。これら
８６個のシンボルは、受信機３００でも用いられ、チャ
ネル音声化（channel sounding）とチャネル等価用に用
いられる（マルチパス修正，タイミング位相再生，キャ
リア位相再生を含む）。

【００１９】ヘッダ部分２０６の残りの１４個の一次元
シンボルは、受信機３００内でインタリーバ同期化用あ
るいはシンボルクロック整合用のいずれかに用いられ
る。これら１４個の一次元シンボルは、図３の信号点配
置内の「インタリーバ（シンボルクロック）同期化シン
ボル」から選択されたものである。特にこの１４個のシ
ンボルは、受信機３００内で用いられて、各３２０ｍｓ
でインタリーバブロックの開始点を示す。このインタリ
ーバ同期化は、各３２フレーム毎に繰り返され、そして
２個の連続する７ＰＮシーケンスを含む（図４）。

【００２０】いずれの場合にせよ、この１４個のシンボ
ルは関連フレーム内のデータシンボル同期化用に常に用
いられる。同時にインタリーバ同期化用に用いられた場
合には、この１４個のシンボルは２個の正７ＰＮを含
む。他の場合には、１４個のシンボルは正の＋７ＰＮと
その後の負の−７ＰＮとを含む。これは大きなサンプル
時間位相変化あるいは異なる信号パスの相対的強度変化
および受信機３００内の遅延の変化がある時には常に各
フレームの符号化データ部分を整合するために必要であ
る。（本明細書においては、負のＰＮシーケンスは、正
のＰＮシーケンスの単なる対である。例えば２ＰＮが図
３のシンボル（１．４１４，０；−１．４１４，０）に
より表された場合には、対応する負の２ＰＮのシンボル
（−１．４１４，０；１．４１４，０）になる。）

【００２１】ここで図２に戻って同相成分１６１と直交
相成分１６２がロテータ（回転子）１６５に入力され、
このロテータ１６５は各シンボルの位相を回転させる。
各回転されたシンボルは、次式で表される。

【数１】 ここでω_d＝２π×１５０，０００ が回転周波数で、ｎ
はＴだけ離れたシンボル例（symbol instance ）の時間
因子を表す。

【００２２】ロテータ１６５からの出力シンボルストリ
ームは、１／Ｔのシンボルレートの３倍でサンプリング
レートイクスパンダ（拡張器）１７０によりサンプリン
グされる。この回転シンボルのサンプリングレートは、
全てのシンボル間に２個のゼロ値のサンプルを挿入する
ことにより拡張される。

【００２３】その結果複合回転シンボルは、Ｌ倍に拡張
され、サンプリングレートイクスパンダ１７０はＡ″
（ｍ）として定義される拡張複合シンボルストリームを
与える。

【数２】 ここで、ｍはＴ′だけ離間したサンプルの時間因子であ
り、Ｌ＝（Ｔ／Ｔ′）＝３はオーバサンプリング係数で
ある。

【００２４】この拡張複合サンプルは、その後、デジタ
ルベースバンドフィルタ１７５によりスペクトル的に整
形される、このデジタルベースバンドフィルタ１７５は
同相ベースバンドフィルタ１７５−１と直交相ベースバ
ンドフィルタ１７５−２とからなる。（ここで理論的に
は、回転された同相シンボルと直交相シンボルとはアナ
ログシンボルに変換され、それぞれアナログ信号により
フィルタ処理される。しかし、アナログフィルタの使用
を制御することはデジタルフィルタの使用を制御するこ
とよりもはるかに難しい。）

【００２５】デジタルベースバンドフィルタ１７５は、
実数値のみを有するｈ_b（ｍ） で定義される伝達関数を
有する。例えばその例として、デジタルベースバンドフ
ィルタ１７５は６６タップ（２２シンボルスパン）の有
限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いた１０％過
剰のバンド幅を有する。デジタルベースバンドフィルタ
１７５をハードウェアで実現するには、拡張されたサン
プル中の各シンボルインタバール間に２個のゼロ値サン
プルを含むという利点を利用できる。

【００２６】その結果このフィルタ処理は、その入力点
における同一組のシンボルＡ′（ｒ）を有する３個のサ
ブフィルタ（図示せず）ｈ_b（３ｒ），ｈ_b（３ｒ−
１），ｈ_b（３ｒ−２）を有するものと見なすことがで
きる。ここでｒは、シンボル間隔の時間因子で、ｒ＝ｋ
／Ｌである。これら３個のサブフィルタは、それぞれ独
立にサイクリックにサンプルを生成するが、ｒで示され
た各シンボル間隔で３個の出力サンプルを生成する。本
発明に際しては必ずしも必要なことではないが、このサ
ブフィルタ構成を使用することによりデジタルベースバ
ンドフィルタ１７５を無理矢理実現する方法に比べて１
／Ｌだけ計算の複雑度が減少する。

【００２７】デジタルベースバンドフィルタ１７５の複
合出力は次の通りである。

【数３】 デジタルベースバンドフィルタ１７５の出力サンプルｙ
（ｍ）に、プロセッサ１９５によりデジタル的に生成さ
れたパイロット信号が付加される。このパイロット信号
は、下の式（４）の右辺の第２項のｋを乗算する前のｅ
として表された複合信号であり、シンボルレートの３倍
の時間毎に、１００Ｋｈｚのコサイン波形のサンプルバ
ージョンをフィルタ処理された同位相サンプルに付加
し、そのサイン波形をフィルタ処理された直交相サンプ
ルに付加されたものである。パイロットトーン（信号）
をデジタルベースバンドフィルタ１７５により得られた
信号に付加するパワーは、約０．３ｄＢである。

【００２８】加算器１７７と１８２により得られた複合
信号は、次の通りである。

【数４】 ここでｋは、パイロットパワーを決定する。別法として
同位相成分と直交相成分である上記の式の実部と虚部と
は、次式で表すことができる。

【数５】 ここで式（５ａ）は信号１７８を表し、式（５ｂ）は信
号１８３を表す。

【００２９】その後信号ｓ（ｍ）をＤ／Ａフィルタ１８
５に入力される、このＤ／Ａフィルタ１８５は同位相Ｄ
／Ａフィルタ１８５−１と直交相Ｄ／Ａフィルタ１８５
−２を有する。各Ｄ／Ａフィルタは、ローパスアナログ
フィルタ（図示せず）との後にサンプルホールド回路
（図示せず）を有する。

【００３０】このサンプルホールド回路からこのように
して得られたアナログ信号は、次式で表すことができ
る。

【数６】 ここでΠ（ｔ）は、Ｄ／Ａフィルタ１８５のサンプルホ
ールド回路により導入された矩形パルスで、次式で表す
ことができる。

【数７】 そのフリーエ変換は、次式で表されるsinc関数である。

【数８】

【００３１】より高いオーバサンプリングレート１／
Ｔ′を用いることにより、サンプルホールド回路に起因
するスペクトラル整形の影響を低減できる。同時に不正
信号間の分離を促進できる。このＤ／Ａコンバータの出
力信号は、各１／Ｔ′で繰り返される不正信号と共にＤ
／Ａフィルタ１８５のアナログローパスフィルタにより
フィルタ処理される。通常アナログフィルタの設計に際
しては、大きなエンベロープ（包絡線）遅延歪がナロー
パスバンドからストップバンドへの遷移領域で発生す
る。しかし、ここでは不正信号は大きな周波数スパンに
より分離され、その結果アナログフィルタのストップバ
ンドは、クリティカルな信号スペクトラムから移動し、
そのため信号内に大きな歪を引き起こすことはない。

【００３２】信号ｓ_c（ｔ）は その後中間周波数（例１
０．７ＭＨｚ）に上方向変換され、その後さらにＲＦ送
信器１９０によりＲＦ信号に変換される。（本明細書に
おいては、ＲＦ信号は、ＦＭ無線に関連する所定の周波
数チャネルの１つ内にあるものとし、さらにまたこのサ
ービスに割り当てられた別の周波数を使用できるものと
する。）この時点で送信された信号は、次式で表すこと
ができる。

【数９】 ここでω_p＝２π（１００，０００）で、ω_d＝２π（１
５０，０００）で、ω_cはＲＦキャリア周波数である。

【００３３】受信機の説明に移る前に、送信器内のシン
ボルの回転の理由について説明する。式（９）で示すよ
うにシンボルＡ_n は、次式で表されるｅで回転される。

【数１０】 ここでチャネルと変調は理想的なものとすると、この低
ＩＦ信号は上記の式（９）でω_c＝ω_dに設定することに
より表すことができる。

【００３４】以下に説明するように、その後受信機３０
０内の回路は、より一般的なベースバンド信号を生成す
る代わりに１５０Ｋｈｚであるω_d を中心とする低ＩＦ
信号を生成する。パイロット信号を除くとこれは次式で
表わされる。

【数１１】 ここでｈ_b（ｔ）は、 パスバンドチャネルを表し次式と
なる。

【数１２】 受信機３００内でヒルベルトフィルタ対を用いると、次
の分析信号を生成する。

【数１３】

【００３５】ｈ_b（ｔ）が ナイキスト規準を満たすとす
ると、ｚ（ｔ）はシンボル間隔でもってサンプリングさ
れ、ベースバンドシンボルＡ_n を生成する。このこと
は、サンプリング後の受信スペクトラムは、各１／Ｔで
繰り返されるというサンプリング理論から理解できると
ころである。そのためサンプリングプロセスは元のＡ_n
を再構成する。これは次式で表すことができる。

【数１４】

【００３６】例として同位相成分を用いると次式とな
る。

【数１５】 その理由は次式が成立するからである。

【数１６】

【００３７】しかし、ｓ（ｔ）が送信器で［数１０］で
回転しない場合には、式１４ｂとなり、その直交相成分
は、［数１０］で回転し、そのため、ロテータが、この
回転を保証するために受信機内で必要とされる。このこ
とに加えて、受信機内のロテータは、ドプラー効果等に
起因する位相シフトを補償するために必要である。この
ことは考え方としてはシンプルではあるが、ロテータは
ω_d／２πＨｚ での位相変化と、上記の位相変化の両方
を追跡しなければならないので受信機のロテータを実現
するのは複雑となる。

【００３８】例えば、より大きなステップサイズをこの
位相変化を追跡するために付随する制御ループ内で必要
とされる場合、捕捉時間と得られたノイズ成分が増加す
る。そのため本発明によれば、ロテータを図２に示す送
信器内に配備して受信機の構造を簡単にしている。特に
ロテータ１６５を使用することにより、位相の不明確さ
が取り除かれ受信機３００内で受信したＲＦ信号の追跡
が単純になる。

【００３９】このトラッキング（同期追跡）が単純にな
る理由は、低次例えば１次のデジタルキャリア位相再生
回路を受信機内で用いることができ、これによりＲＦ部
後の受信した信号内の残留周波数／位相変化をすばやく
追跡できるからである。この受信したＲＦ信号をすばや
く追跡する機能は、受信機が移動中の車に配備され、上
記のドプラー効果の影響を受ける際には特に重要であ
る。

【００４０】さらに重要なことは、送信器内で回転を用
いることにより、単純でコヒーレントなキャリア周波数
（あるいは位相）の補償がデータブロックサイズの選択
といったようなシステムデザインの制限を必要とせずに
可能となる。送信器での回転の結果、モデュレータ１５
０により与えられる変調は、通常のＱＰＳＫ変調に対
し、ここではキャリアレスＱＰＳＫ変調と称する。

【００４１】上記のベースバンドアプローチの問題点
は、無線周波数のアップコンバージョンがコサイン変調
器とサイン変調器を必要とすることである。２つのアナ
ログ無線周波数変調器を正確に９０度ずらして保持する
ことは、簡単なことではない。２つの変調器が正確に位
相が整合していない場合には、この２つの信号は、完全
なヒルバート対（公知の）を形成しないか、あるいは解
析的複合機能を実行できない。

【００４２】この問題を回避するには、例えばデジタル
パスバンドのような別のアプローチがある。このパスバ
ンドアプローチにおいては、ベースバンドデジタルフィ
ルタは、ヒルバート対を形成する同位相パスバンドフィ
ルタと直交相パスバンドフィルタでもって置換できる。
同位相パスバンドフィルタの出力は、直交相フィルタの
出力から抽出される。その後このようにして得られた信
号を中間周波数に変調し、そして選択的アナログバンド
パスフィルタを用いて関連イメージを除去する。

【００４３】このパスバンドフィルタ処理された信号
を、その後放送するために無線周波数に変換する。この
方法は、より選択的なイメージ除去バンドパスフィルタ
を使用することにより、２つの充分にバランスした（９
０度ずれた）ミキサを用いる必要がなくなる。２つのミ
キサは、その位相差が９０度からずれることにより性能
が劣化してしまう。このイメージ除去バンドパスフィル
タの選択要件を緩和するために、同位相／直交相デジタ
ルパスバンドフィルタの中心周波数を高周波数に設定し
て、これによりより高いオーバサンプリングレートＬの
使用ができる。

【００４４】デジタルフィルタの前の位相ロテータの回
転周波数は、ベースバンド実行（フィルタ処理）とパス
バンド実行とが等価となるように適宜選択しなければな
らない。パスバンドフィルタの中心周波数が１５０＋１
８０Ｎ＋ＸｋＨｚに設定されている場合には、回転周波
数は−ＸｋＨｚに設定しなければならない（ここでＮ
は、０以上の整数で、１８０ｋＨｚはシンボルレートで
ある）。全体的に上記のベースバンドアプローチは、こ
れから説明する受信機３００内での実行に対し性能の劣
化が少ない。パスバンド内のパイロットは、パスバンド
の中心周波数からずれていなければならない。

【００４５】受信機３００内では受信したＲＦ信号が、
ディモデュレータ３５０に入力される。図５においてデ
ィモデュレータ３５０は、ＲＦダウンコンバータ５０５
を有し、このＲＦダウンコンバータ５０５は、受信した
ＲＦ信号をＩＦ周波数（例えば１０．７ＭＨｚ）に下方
変換するＩＦフィルタである。このようにして得られた
ＩＦ出力信号をその後ＩＦダウンコンバータ５１０に入
力し、このＩＦダウンコンバータ５１０は２５０Ｋｈｚ
の上記のパイロット信号を含む１５０Ｋｈｚに中心を有
するパスバンド低ＩＦ信号５１１を出力する。この低Ｉ
Ｆ信号５１１は、キャリア再生用の規準信号として、そ
して受信機用の他のクロック信号を生成するソースとし
て受信機３００内で使用される。低ＩＦ信号５１１の振
幅のスペクトラムを図６に示す。

【００４６】ディモデュレータ３５０の残りの機能を議
論する前に、送信ＲＦ信号と受信ＲＦ信号のキャリア周
波数差を補償するために、アナログキャリア位相ロック
ループ（ＰＬＬ）が、ＲＦダウンコンバータ５０５内に
通常配置されることについて述べる。（このアナログキ
ャリアＰＬＬは、ディモデュレータ３５０の他の部分で
実行されるがこの機能はＲＦ部で実行するのが最も好ま
しい。）しかし、移動環境下では、受信したＲＦ信号は
周波数選択性のフェージングと振幅フェージング（ここ
では「フラットフェージング」と称する）の両方の影響
を受ける。そのためＲＦダウンコンバータ５０５のＰＬ
Ｌ回路は、図７のように変更してフラットフェージング
あるいは周波数選択性フェージングの両方に応答できる
ようにする。

【００４７】特に受信したＲＦ信号がミキサ６０５に入
力されるが、このミキサ６０５は局部発信器信号（ＬＯ
信号）６３１も受信する。説明を簡単にするために、ミ
キサ６０５は１０．７ＭＨｚで、再生したＩＦ信号６０
６を与えるのに必要な全ての回路を有するものとする。
このように再生されたＩＦ信号は、自動ゲインコントロ
ーラ（ＡＧＣ）６１０に入力され、このＡＧＣ６１０を
用いて再生したＩＦ信号の振幅を調整して、上記のＩＦ
出力信号５０６を生成する。アナログＰＬＬ６３０は位
相ロックループで、必要なＬＯ信号６３１を生成するた
めに水晶発信子を含んでいる。

【００４８】従来公知のようにアナログＰＬＬ６３０
は、ＩＦ信号（ここではＩＦ出力信号５０６）に応答し
てＬＯ信号の位相を調整する。しかしアナログＰＬＬ６
３０は、ホールド／ゴー信号６３６の状態により追跡モ
ードかあるいはロックモードのいずれかで動作する。後
者はホールド／ゴー信号６３６が論理「１」を表す場合
には、アナログＰＬＬ６３０は、追跡を停止し、ＬＯ信
号６３１の位相をロックする。一方、ホールド／ゴー信
号６３６が論理「０」を表す場合には、アナログＰＬＬ
６３０はＬＯ信号６３１の位相を調整し続ける。言い換
えると、アナログＰＬＬ６３０のフィードバックループ
は、パイロット周波数でシビアなフラットフェージング
あるいは周波数選択性フェージングが存在する場合に
は、誤調整を回避するためにオープンに保持される。

【００４９】特に受信ＲＦ信号のフラットフェージング
が、フラットフェードディテクタ６１５により検出され
る。このフラットフェードディテクタ６１５は、再生し
たＩＦ信号６０６の振幅を表すＡＧＣ６１０からの出力
信号を比較する。再生したＩＦ信号６０６の振幅が例え
ば−１１０ｄＢｍの所定の値以下の場合には、フラット
フェードディテクタ６１５は論理「１」をＯＲゲート６
３５に入力する。このＯＲゲート６３５は、論理「１」
の信号をアナログＰＬＬ６３０に与え、その結果アナロ
グＰＬＬ６３０は追跡を中止する。同様にパイロットフ
ェードディテクタ６２０を用いて２５０Ｋｈｚ近傍の周
波数選択性フェードを検出する。

【００５０】上記の低レベルＩＦ信号５１１は、ナロー
バンドフィルタ６２５に入力され、この低ＩＦ信号５１
１は例えば２５０Ｋｈｚのパイロット信号周波数を中心
とする。ナローバンドフィルタ６２５は、再生したパイ
ロット信号６２６をパイロットフェードディテクタ６２
０に与える。このパイロットフェードディテクタ６２０
は再生したパイロット信号６２６を規準しきい値と比較
する。パイロットフェードディテクタ６２０が再生した
パイロット信号６２６を検出する限り、周波数フェージ
ングは存在せず、そしてパイロットフェードディテクタ
６２０は論理「０」をＯＲゲート６３５に与える。

【００５１】しかし、パイロットフェードディテクタ６
２０がパイロット信号６２６を検出しないと、常にパイ
ロットフェードディテクタ６２０は論理「１」をアナロ
グＰＬＬ６３０に与え、これによりアナログＰＬＬ６３
０がＬＯ信号６３１の位相を調整するのを中止させる。
再生パイロット信号は他の方法、例えばイコライザある
いはチャネル特徴づけ装置を用いても生成できる。しか
し、他のアプローチを用いた場合には、再生パイロット
信号を生成する際に、大きな処理時間の遅れがあること
が認められている。フラットフェードディテクタとパイ
ロットフェードディテクタが、論理「１」または「０」
以外のパイロット信号の質に応じてその出力を生成する
ようにすることも可能である。

【００５２】例えばフラットフェードディテクタは、受
信信号とＰＬＬループバンド幅を調整するために、−１
１０ｄＢｍの所定値との差に比例した出力信号を生成す
ることもできる。極端な場合には、このＰＬＬはループ
バンド幅をゼロに減少することによりホールド状態とな
る（ループをオープンする）。さらに別の手法として
は、二進数の１とゼロだけを用いる代わりに入力信号レ
ベルの関数として異なる重み付けの係数を用いることも
可能である。「ホールド」または「ゴー」のいずれかの
決定は、しきい値を瞬時に計算した値、あるいは重み付
け係数を用いた所定のタイムインターバルに亘って蓄積
した値と比較することによる。

【００５３】図５において、ＩＦダウンコンバータ５１
０はより一般的なベースバンド信号を生成せずに、１５
０Ｋｈｚ，ω_d に中心がある低ＩＦ信号５１１を生成す
る。図６は、低ＩＦ信号５１１の周波数スペクトラムを
表し、同図によれば、５０Ｋｈｚから２５０Ｋｈｚの範
囲の周波数を占有している。低ＩＦ信号５１１の生成
は、通常のベースバンド信号の生成とは対象的に、どの
ような上位の隣接するＲＦチャネル干渉の除去は、アナ
ログまたはデジタルローパスフィルタにより強化され、
そして一方どのような低位の隣接ＲＦチャネル干渉をＩ
Ｆフィルタのみで減少しなければならないといった事実
を考慮して選択される。

【００５４】実際のところ、ＲＦダウンコンバータを通
過した後の低位の隣接ＲＦチャネル干渉は、最終ＩＦ周
波数変換によりメインの信号により偽造される。しかし
この偽造された疑似信号を減少するためにパスバンドの
低ＩＦ信号は、０から５０ＫＨｚの間（無存在領域）で
は存在せず、５０Ｋｈｚと２５０Ｋｈｚの間に存在する
というように生成される。この無存在領域は、下方隣接
ＲＦチャネル干渉の最初の５０Ｋｈｚは、メインの信号
には偽造されないことを補償している。言い換えると、
低ＩＦ信号５１１が１００Ｋｈｚに設定され、無存在領
域が許されない場合には、１０．７ＭＨｚのＩＦ信号
は、１０．６ＭＨｚでのストップバンド減衰は、１０．
５５ＭＨｚの無存在領域が許される場合と同程度となる
ように設定される。

【００５５】しかし、１５０Ｋｈｚを中心波長とする低
ＩＦ信号５１１を選択することは、１０．７ＭＨｚのＩ
Ｆフィルタのストップバンド減衰要件を緩和させる。同
時にまた従来のＲＦ設計では、ＲＦダウンコンバータ５
０５はあるバンドではリップルおよびエンベロープ遅延
歪を導入させないことが重要であり、さらにイコライザ
を有するデジタルシステムがその後に形成されるので、
図５を構成する際にはその要件が緩和されることが重要
なことである。

【００５６】実際どのようなＩＦフィルタの不完全さ
も、ノイズの増大を最小限に押さえながら、受信機のイ
コライザにより補償される。しかし、信号パワーは、Ｉ
Ｆフィルタの前で調整され、そしてさらに内部システム
のノイズは無視できることが重要である。実際このＩＦ
フィルタの応答は、隣接チャネル干渉を減らすためによ
り多くのストップバンド減衰を確保するために低周波の
方向にバイアスすることができる。

【００５７】低ＩＦ信号５１１がフィルタ５９０に入力
されるが、このフィルタ５９０はベースバンドアナログ
ローパスフィルタとハイパスフィルタとの両方を直列に
有する。ローパスフィルタ（図示せず）は、情報隣接チ
ャネル干渉を除去するために２５０と２７０Ｋｈｚの間
で大きなスットプバンド減衰を有するよう設計される。
このベースバンドアナログローパスフィルタは、充分で
ない１０．７ＭＨｚＩＦフィルタの除去により引き起こ
されるサンプリングプロセス中の偽造を回避する。ハイ
パスフィルタ（図示せず）は、同期検出に悪影響を及ぼ
す下方隣接チャネル干渉をさらに減少するよう設計され
る。（ＲＦ周波数変換に際し、このフィルタは、不十分
な除去に起因するメイン信号中に既に偽造された下方隣
接チャネル干渉を除去するものではない。）

【００５８】フィルタ５９０からの低ＩＦ出力信号は、
Ａ／Ｄ変換器５１５でシンボルレートの３倍の速度、こ
こでは５４０Ｋｈｚ（ナイキスト周波数は２７０Ｋｈ
ｚ）でサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換器５１５からの
デジタルサンプル５１６のストリームは、デジタルＡＧ
Ｃ５２０に入力され、このデジタルＡＧＣ５２０が受信
したデジタルサンプル５２１のストリームを生成する。
この受信したデジタルサンプル５２１が、相関器５２５
と遅延ライン（即ちバッファ）５３０に入力される。

【００５９】遅延ライン５３０は、チャネルインパルス
を処理する処理遅延と、イコライザ係数計算と、ミドア
ンブル等価（mid amble equalization）を実施するのに
必要な遅延を考慮にいれて設計される。

【００６０】従来の受信機の設計においては、フィルベ
ルトフィルタ対を用いて、同位相信号成分と直交位相信
号成分とを生成し、複合（交差結合）イコライザを用い
て送信されたベースバンド信号を再生する。複合（交差
結合）イコライザは、同位相出力信号と直交位相出力信
号とがそれぞれ２個のフィルタにより生成されるよう４
個のフィルタを有する。例えば、同位相出力信号は、同
位相入力信号を処理する第１フィルタと直交位相入力信
号を処理する第２フィルタから出力されたものである。
この直交位相出力信号は、同様に異なるフィルタ対から
生成される。パスバンド低ＩＦ信号を上記のように生成
することにより（従来のベースバンド信号とは別に）に
より交差接合しないイコライザ５７０を用いることがで
きる。

【００６１】このイコライザ５７０は、２個のフィルタ
１個は同相（Ｉ−ＥＱ ５７０−１）と、他は直交（Ｑ
−ＥＱ ５７０−２）からなる。これらの両方のフィル
タは、３／Ｔレートで、共通入力信号を有し、これは以
下は分数で離間したサンプルと称する（fractionally-s
paced samples）。 各フィルタは、サンプラー５７５−
１と５７５−２から１／Ｔレートで同位相出力信号と直
交位相出力信号とを再生する。数学的には、交差結合し
ていないイコライザ５７０は、二次元信号を再生するの
みならずヒルベルト対を構成する。この結果は、同位相
のみからのチャネル音声信号（in-phase-only channel
sounding signal） から同位相イコライザ係数と直交位
相イコライザ係数の両方を設計するために重要である。

【００６２】イコライザのハードウェアの複雑さは、前
記の２／Ｔの交差結合イコライザのそれに対し、３／Ｔ
の非交差結合イコライザを用いることによって低減でき
る。例えば、イコライザ５７０が３／Ｔのサンプリング
レートで動作するがフィルタは必ずしもその必要はな
い。これにより２／Ｔの交差結合した４フィルタイコラ
イザに比較して２５％もイコライザのハードウェアを省
略でき、さらにまた交差結合イコライザの前に必要とさ
れるヒルバートフィルタ対でも削減できる。

【００６３】同位相出力信号と直交位相出力信号（これ
らはシンボルレート１／Ｔのデジタルサンプルのストリ
ームであり）がキャリア再生ループ５８０に入力され、
このキャリア再生ループ５８０が受信した信号中の位相
オフセットφ_k を補償する。上記したように、ロテータ
が送信器１００内に存在して低Ｉｆ信号５１１のパスバ
ンド生成を補償しているために、低次位相ロックループ
を受信機３００内で用いて受信したＲＦ信号内のいかな
る周波数／位相変化をすばやく追跡できる。受信したＲ
Ｆ信号を追跡できるこの機能は、受信機が移動中の車内
に配備され、ドプラー効果の影響を受ける場合には特に
重要である。

【００６４】しかしこの実施例においては、キャリア再
生ループは、デジタルキャリア再生ループ５８０により
実現され、このキャリア再生ループ５８０は位相回転予
測装置５８０−２と、位相ロテータ５８０−１とを有す
る。位相回転予測装置５８０−２は、デジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）内で実現される。このＤＳＰはイコラ
イザの出力とその理想的位置との間の角度差を測定し、
この情報を位相ロテータ５８０−１に戻してその角度差
の分だけ反対方向に回転させる。

【００６５】この位相差は、３２個のシンボルについて
の平均と、その後続の３００個のシンボルに対し得られ
た計算を行うことにより得られる。その結果６個だけの
予測が全体フレーム、即ちデータブロック（図４のフレ
ーム２０５として示す）に対し実行される。これは通常
の位相ロックループフィードバック手順（この手順はロ
テータの出力とスライスされた位置との間の差から得ら
れた誤差をフィルタ処理し、そしてこれを用いて位相ロ
ック回路に与えて予測値を出力する）ではなく、ブロッ
クベースのフィードフォワード修正手順である。

【００６６】このフィードフォワード修正手順は、単純
で高速で移動する乗り物に対し、追跡が容易となる。し
かし、その周波数のオフセット追跡範囲は、非常に限ら
れたもので例えばわずか±１８Ｈｚのオーダーである。
さらに各３００個のシンボル中のキャリア位相変化は劣
化を引き起こす程大きなものである。したがって、キャ
リア再生ループシステム中で、シンボルベースの二次位
相ロックループあるいは負荷周波数トラッキングループ
を実行することは、トラッキング（追跡）をさらに改善
できる。

【００６７】キャリア再生ループ５８０により与えられ
る位相修正シンボルストリームの処理を説明する前に、
相関器５２５，パターンマッチャー５４０，決定素子５
６５，チャネル応答要素５３５について説明する。これ
らの要素はフレーム同期化機能とチャネル同期化機能を
提供する。

【００６８】フレーム同期化機能について説明すると、
同期化検出アルゴリズムは、受信機での所定の信号パタ
ーン（トレーニング信号と称する）を来入信号に適合さ
せるよう通常設計されている。適合すると同期完了が宣
言される。適合しているか否かを決定する際の情報を生
成するのに用いられる素子は、コリレータ（相関器）と
称する。

【００６９】コリレータの出力点のカウンタは、同期化
信号中の特定のシンボルが適合するか否かに応じて増加
したり、あるいは減少したりする。このカウンタの出力
は、来入した信号と、受信機内に蓄積された信号パター
ンとの類似性を表す。このようなカウンタは、信頼カウ
ンタ（confidence counter）と称する。このような単純
な同期化メカニズムは、コリレータから得られる非常に
限られた情報のみを用いている。通常のデータ信号は、
制限がない場合には、同期化信号と類似のパターンを有
し、誤った検出を引き起こしてしまう。

【００７０】しかし、本発明によれば、来入信号が同期
化信号にマッチングしている場合には、コリレータがこ
の同期化信号を雑音環境中でのデータ信号とは区別する
のに用いられる明確な信号特徴を生成するように、同期
化信号が設計されている場合には、同期化検出デバイス
は、改良できることが分かった。この場合、ある特徴を
有する特定のトレーニング信号が必要である。さらにま
たこの特定のトレーニング信号から同期化プロセス中に
得られた情報を用いてチャネル特性（channelsoundin
g）を決定できることが望ましい。

【００７１】そのためその自動相関機能中の明確な特徴
を有する同期化パターンを用いて同期化の信頼性を改善
することができる。例えば、このことがヘッダ２０６中
で二進の疑似ランダムシーケンスを用いる理由となって
いる。このようなシーケンスが送信器中で繰り返され、
そして受信機中で繰り返しのないパターンのコピーと相
関がとられると、コリレータは、マッチングがあると高
い値（peak）を生成し、それ以外の場合には低い値（静
止ゾーン）を生成する。このシーケンスは繰り返される
ので、周期性と、ピークの幅と、静止ゾーンの幅に関す
る予め知り得た情報を用いて検出の信頼性を向上させる
ことができる。

【００７２】１と０の値を採るシンボルを有する長さＮ
のシーケンスが送信器で再生され、受信機で値１と−１
（−１は０の代わり）を有するシーケンスの蓄積された
コピーと相関が採られると、コリレータはシーケンスが
マッチングする場合には、振幅（Ｎ＋１）／２の高いピ
ーク値を生成し、それ以外の場合には低い値を生成す
る。また別法として、送信器で１と−１の値のシーケン
スを用いて、蓄積された１と０の値のシーケンスのコピ
ーと相関を採ることもできる。

【００７３】この受信した信号は、その処理を単純にす
るために、１または０にハード的にスライスすることも
できる。しかしこの方法だけでは、例えば移動中の環境
のようなチャネルの歪が大きい場合には、充分頑強なも
のではない。そのため以下に説明するように、いかなる
コリレータの入力もＡ／Ｄコンバータにより与えられる
完全な正確さを保持するものとする。即ち、コリレータ
の出力信号は、実数を表し単純な論理１または０に制限
されるものではい。

【００７４】図５において、受信したデジタルサンプル
５２１のストリームはコリレータ５２５に入力される。
この相関器５２５は、サブコリレータ構造を用いて実現
される。このサブコリレータ構造の例は、米国特許第
５，２６０，９７２号（"Technique for Determining S
ignal Dispersion Characteristics in Communications
Systems," November 9, 1993 発行、発明者 Wang）と、
米国特許第５，４０６，５８６号（"Signal Correlatio
n Technique," April 11, 1995 発行、発明者Wang ）に
記載されている。同期化シンボルが一次元に限定されな
い場合には、さらに別の組のコリレータが必要である。

【００７５】この同期化プロセスは、１０ｍｓ長さの各
データブロックの開始点を検出するよう意図されてい
る。このデータブロックは、２つの連続する３１ＰＮシ
ーケンスとその後続の部分的２４ＰＮセグメント（ヘッ
ダ２０６の上記の８６個のシンボル）からなる。この３
１ＰＮシーケンスのコピーをその係数として用い完全に
正確な入力信号を受信すると、相関器５２５は、コリレ
ータ出力信号５２６を生成する。このコリレータ出力信
号５２６の一例を図８に示す。同図においては、コリレ
ータ出力信号５２６とフレームの受信ヘッダ２０６とが
示されている。

【００７６】例えば、領域１１は先行フレームのデータ
部分のテールエンドに対応し、領域１２は現行フレーム
のヘッダ２０６に対応し、領域１３は、現行フレームの
データ部分の開始点に対応する。（ヘッダ２０６内に残
る２個の７ＰＮ同期化シンボルは、等価され、これを用
いてディインタリーバを同期化し、各受信データブロッ
ク内のシンボル位置を調整する。）

【００７７】コリレータ出力信号５２６は信頼カウンタ
に入力され、このパターンマッチャー５４０はスライス
ハイ回路５４５と、スライスロー回路５５５と、ハイパ
ターンマッチ回路５５０と、ローパターンマッチ回路５
６０の回路を有する。スライスハイ回路５４５はコリレ
ータ出力信号５２６をスライスして、その絶対値が所定
の高いしきい値を超えたか否かによって１または０を出
力する。同様に５５５は、コリレータ出力信号５２６を
スライスして、絶対値が所定の低いしきい値以下である
か否かに応じて１または０を出力する。高いしきい値あ
るいは低いしきい値と比較したときに、信号量を表すた
めに１または０を別の実数で表すことも可能である。

【００７８】その後この２つのスライスされた出力は、
それぞれハイパターンマッチ回路５５０とローパターン
マッチ回路５６０に出力される。このハイパターンマッ
チ回路５５０とローパターンマッチ回路５６０とは二次
コリレータと称する。この二次コリレータは、入力信号
の自己構成値が予め記録された信号のそれと比較してい
かに類似しているかを表している。その後この高二次コ
リレータと低二次コリレータからの情報を重み付けして
加算され、その結果決定デバイス５６５により同期して
いるか否かの決定がなされ、決定デバイス５６５は同期
化信号（sync）を出力する。

【００７９】ハード的にスライスされた入力を有するコ
リレータは、その出力点でスライスされた入力が正確な
らば、明瞭に定義されたピークと静止ゾーンとを有す
る。上記したようにチャネルの損傷が存在するために
は、完全に正確な情報を受け入れるコリレータが用いら
れるものとする。この完全に正確なコリレータの出力
は、ハード的にスライスするコリレータの応答とチャネ
ルインパルス応答との畳み込み関数である。受信した信
号のバンド幅が制限されマルチパスにより歪んでいるた
めに静止ゾーンは、チャネルスパンが、伝送されたＰＮ
シーケンスの長さよりも長い場合には存在しない。

【００８０】そのためこの静止ゾーンが完全に損傷され
るのを回避するために、３１個のシンボルのＰＮシーケ
ンスが用いられるが、その理由は３１ＰＮシーケンスは
最悪のケースのチャネルスパンよりもはるかに長いから
である。これによりコリレータの出力内に信頼性ある同
期検出ができるように用いられる静止した領域が存在す
ることが確実となる。高（peak）しきい値パターンを用
いて３１個のシンボルにより分離された周期的ピークを
検出する。高しきい値パターン内の各ピーク検出ゾーン
の幅は、Ｌ個のサンプル（Ｌ＝３）あるいは１個のシン
ボルである。

【００８１】低しきい値パターンを用いて、周期的静止
ゾーンを検出する。各静止ゾーンの検出の幅は、Ｎ個の
サンプル（Ｎ＝１８）あるいは６個のシンボルである。
マルチパスに起因する応答が存在する領域は、「無視ゾ
ーン」と定義する。その寄与分は、二次コリレータ内の
関連係数をゼロ値に設定することによりゼロに設定され
る。

【００８２】（図８の領域１２内では、第１の３１ＰＮ
シーケンスからの第１の予測ピークは、ある程度は先行
フレームの末尾からのデータと相関が採られる。しか
し、第２の受信３１ＰＮシーケンスは、（損傷がない場
合）明確なピークと静止ゾーンを有するが、その理由は
第２の３１ＰＮシーケンスは理論的に第１の３１ＰＮシ
ーケンスと相関が採られるからである。この最後のＰＮ
シーケンスは、それが２４ＰＮシーケンスかし有さない
ために、ピーク値よりも小さな値を有する。）

【００８３】これを図９に示す。同図は図８と同じであ
るが、ただし「ピーク検出ゾーン」（Ｐ）と、「検出無
視ゾーン」（ｎ_i）と、「静止検出ゾーン」（Ｑ）の符
号が付してある点が異なる。ピーク検出ゾーンの間で
は、ピークマッチパターンが走査される。ピーク検出ゾ
ーンが検出された場合には、コリレータの出力は、検出
無視ゾーン（ｎ_i として示す）により表される時間の間
は無視される。そしてこの時間の後、静止マッチパター
ンが静止検出ゾーンの間で走査される。代表的なピーク
マッチパターンと静止マッチパターンとを図１０に示
す。

【００８４】要するにこの同期化プロセスは、フレーム
化信号の高い値と低い値と周期性を観測していることに
なる。ピーク検出ゾーンの間のハイマッチにもかかわら
ず静止検出ゾーンの低マッチを用いてフレームの開始点
を識別できる。この無視ゾーンは、受信信号の反射遅延
等を補償できる。決定デバイス５６５で用いられる一般
的な方法を図１１，１２，１３に示す。

【００８５】まず受信機３００が、それぞれの周波数に
同調されると、決定デバイス５６５は、図１１に示す捕
捉モードで動作を開始する。この時点では同期化は宣言
されていない。マッチカウンタ（変数装置あるいはレジ
スタのいずれかでも良い）は、まずステップ６０でゼロ
に設定される。ステップ６１で同期化プロセスは、ヘッ
ダを検出しようとする。ヘッダが検出されるとマッチカ
ウンタは、ステップ６２で増分され、Ｎ３個の複数のシ
ンボル をスキップし（ステップ６３）、ヘッダを検出
することがステップ６４で再び行われる。Ｎ３ 個の複
数のシンボルはフレーム長さに関連している。

【００８６】ヘッダが検出されない場合には、決定デバ
イス５６５はステップ６１に戻る。しかし、ヘッダが検
出された場合には、マッチカウンタはステップ６５で増
分される。マッチカウンタが所定数Ｍ₁ に等しい場合に
は、決定デバイス５６５はステップ６７で「定状モー
ド」に切り換えられ、図１３に従って動作する。例え
ば、Ｍ₁ が３に等しい場合には、３個の連続するヘッダ
が検出されると定状モードへ遷移し、同期（sync）信号
が確認される。複数のヘッダにシーケンシャルにマッチ
ングするこの要件により、同期化が宣言され、定状モー
ドに切り替わる前に確認レベルが確立される。

【００８７】しかし、マッチカウンタがＭ₁ に等しくな
い場合には、決定デバイス５６５はｎ₃ 個のシンボルを
スキップ（ステップ６３）する。所定数Ｍ₁ の値は、一
定あるいは可変のいずれでも良い。例えば、受信機が最
初にターンオンした（即ち装置即ちステーションが最初
に電源が入った）ときＭ₁ の値は捕捉モードへの変換が
同期喪失の結果である場合には、Ｍ₁ の値よりも高くな
る。これにより最初に信号を捕捉したときには、より高
い確認レベルが必要になる。しかし、再同期を処理する
場合には、より低い確認レベルも許される。

【００８８】ステップ６１と６４との差は、ヘッダを検
出しようとする際に、各受信フレーム内のヘッダの位置
に関する差である。ステップ６１においては、ヘッダの
検出は、受信信号内のどのポイントでも開始できる。即
ち受信信号は図１１のステップ６１でピークゾーンを検
出するためにサーチされる。一旦ヘッダが最初に検出さ
れると、それが真のヘッダの場合には、次のフレームの
スタート時に同様の検出プロセスが行われなければなら
ず、これは一定時間後のＮ３個のシンボルのスキップに
より表される。ここでは、ステップ６３のヘッダの検出
は、適当な時間後ヘッダを探し出すことである（信号の
周期性は予め分かっているためにフレームのデータ信号
部分は容易に飛び越えることができるからである）。

【００８９】その結果、別に示してあるが、ステップ６
１と６４は、同一方法でヘッダを検出するものである。
この検出方法は図１２に示し、同図はヘッダ検出の方法
のフローチャート図である。ステップ５０において、同
期プロセスは、ピークゾーンを検索する、即ち決定デバ
イス５６５はパターンマッチャー５４０からのピークゾ
ーンの始まりの検出をする。そしてピークゾーンが検出
されると、同期プロセスはステップ５１でＮ１個のシン
ボル間隔をスキップして信号の反射（即ち無視ゾーン）
を相殺する。次のステップ５２において、同期化プロセ
スは、静止ゾーンを検索する。

【００９０】所定の時間内に静止ゾーンが検索されなか
った場合には、同期化プロセスはステップ５０に戻って
ピークゾーンを検出する。しかし、静止ゾーンが検索さ
れると決定デバイス５６５は所定の時間内でステップ５
４でピークゾーンを検出する。ピークゾーンが検出され
ない場合には、同期化プロセスはステップ５０に戻りピ
ークゾーンを走査する。しかし、ステップ５４でピーク
ゾーンが検出されると同期化プロセスは、ステップ５５
でＮ２個のシンボル期間をスキップして信号反射等を補
償する（これは別の無視ゾーンである）。ここでＮ２
≧Ｎ１である。Ｎ１ とＮ２の値は、最悪のケースのチ
ャネルスパンの知識に基づいて経験的に決定される。

【００９１】次のステップ５６で同期化プロセスは、静
止ゾーンを検索する。静止ゾーンが所定の時間内に検索
されない時には、同期化プロセスはステップ５０に戻り
所定の時間内にピークゾーンを検索する。一方静止ゾー
ンが検出されると決定デバイス５６５は、ステップ５８
でピークゾーンを検索する。ピークゾーンが検出されな
いと同期化プロセスはステップ５０に戻りピークゾーン
を検索する。ピークゾーンが検出されると、同期化プロ
セスはヘッダを検出する。無視ゾーンをスキップする際
に経過する時間間隔とピークゾーンを検索する時間と静
止ゾーンを検索する時間の和は、３１ＰＮの周期性を利
点にいれるよう意図される。

【００９２】定状モードにおいては、図１２の上記の方
法は、各全てのフレームに対して用いられる。別法とし
て他の方法を用いることもでき、これを図１３に示す。
図１３の方法においては、可変形ミスカウンタあるいは
レジスタとして示されるミスカウンタが最初にゼロに設
定される。ステップ７２において、決定デバイス５６５
は、次のフレーム内（この実施例ではＮ４ 個のシンボ
ル後に発生する）でピークゾーンを検索する。ここでＮ
４ ＞Ｎ３であるので、最初のピークゾーンと静止ゾー
ンのみが検出され、さらに多くのフレームをスキップす
る必要がある。ピークゾーンが検出されると、決定デバ
イス５６５は、ステップ７３において、Ｎ１個のシンボ
ル期間をスキップしてステップ７４で静止ゾーンを検索
する。

【００９３】しかし、ピークゾーンが検出されない場合
には、ミス（誤り）がステップ７５で宣言され、このミ
スカウンタは増分される。このミスカウンタの値は、ス
テップ７６でチェックされる。このミスカウンタの値が
所定数Ｍ２より大きい場合には、決定デバイス５６５は
捕捉モードに戻り即ち同期化が失われ、決定デバイス５
６５は、図１１に従って動作する。あるいは決定デバイ
ス５６５はステップ８１に移行し、そしてさらにステッ
プ７２に移行する。より多くのシンボルがスキップされ
る必要があるためにＮ５の値はＮ４よりも大きい（プロ
セスステップ７３，７４，７８，７９への時間により表
されるように）。

【００９４】ステップ７４において静止ゾーンが検出さ
れると、決定デバイス５６５はステップ７０で同期信号
を与え、ステップ７１でＮ４個のシンボルをスキップ
し、ステップ７２で次のフレームの開始点でピークゾー
ンを検索する。しかし、静止ゾーンが検出されないと、
ミス（誤り）がステップ７８で宣言され、このミスカウ
ンタが増分される。このミスカウンタの値は、ステップ
７９でチェックされる。（ここではミスは無効の同期信
号例えば論理０対論理１によって表わされ、あるいは同
期信号が多数ビット信号の場合には特定のパターンでも
って表され、別法として個々の信号は、決定デバイス５
６５により与えられる。）

【００９５】ミスカウンタの値が所定数Ｍ２より大きい
場合には、決定デバイス５６５は、捕捉モードに戻され
る、即ち同期が失われ、決定デバイス５６５は図１１に
従って動作する。それ以外の場合には決定デバイス５６
５は、ステップ７１に進みプロセスを継続する。この実
施例ではミスカウンタは、上記のしきい値に到達するま
で増分が許される。しかし、別の場合にはミスカウンタ
をリセットすることもできる。例えば、このミスカウン
タは、所定の時間内にミスが検出されない場合には周期
的にリセットされる。あるいはミスカウンタは同期信号
がステップ７０に与えられる時間毎にリセットされる。

【００９６】検出の失敗あるいは同期化の失敗は、チャ
ネルの信号対ノイズ条件を表すのに用いることができ
る。例えば、検出の失敗の場合、あるいは同期化の失敗
の場合には信号（例、同期信号）がリードソロモンデコ
ーダに送られる。このデコーダは、エラーを修正するた
めに現在受信されたフレームを無視する。これはリード
ソロモンデコーダ内の消去と称される従来システムのよ
うな時間間隔に亘って受信信号上のエラー情報を蓄積す
るよりはより効率的である。例えば、イコライザの出力
信号をスライスすることに基づいてエラー統計値を得る
ことは公知である。エラーがあるしきい値以上に蓄積さ
れると、リードソロモンデコーダのような回路は、ある
時間間隔に亘って受信信号をその後無視する。しかし、
上記の同期信号を用いると、この回路は不用となる。

【００９７】上述したように、音声信号（sounding sig
nal）は各１０ｍｓ毎に送信される。理論および実験結
果に基づいて、これは乗り物のスピード上限を通信チャ
ネルの要件の厳しさに基づいて１３５から２００ｋｍ／
時の間に制限するものである。この乗り物のスピードを
処理する機能は、音声信号の繰り返しレートの増加に比
例して増加する。例えば、音声信号が各５ｍｓ毎に送信
される場合には、乗り物の上限のスピードは、２７０か
ら４００ｋｍ／時の範囲に制限される。

【００９８】他の方法を用いても図５の回路を用いて同
期化を決定することができる。例えば、図１１と１２に
示された確認カウンタ５４０の出力信号の評価に対する
上記の一連の方法に対し、協同決定型の分析方法を用い
ることもできる。

【００９９】フレーム同期が一旦確立されると、イコラ
イザ５７０に対するイコライザ係数を得るためにコリレ
ータ出力信号５２６内のチャネルインパルス応答を処理
する。特に一旦同期化完了が制限されると、所定のヘッ
ダ即ちトレーニング信号が識別され、それを用いてチャ
ネルインパルス応答が表される。これは特に有効でその
理由は、移動体ワイアレスチャネルは、多重反射パスの
存在により特徴づけられるからである。

【０１００】かくしてこの受信信号は、メイン信号と反
射により生成した多数の間接信号から構成されると見る
こともできる。受信の困難さは、チャネル内の連続的変
化により増加し、さらにまたデータシンボルが数百Ｋｈ
ｚよりも高いレートでもって伝送される場合にはより困
難になる。例えば、複数のパス間の数マイクロ秒の遅延
は複数のデータシンボル間のシンボル間干渉を引き起こ
す。その結果この種の通信環境内でデータを再生するた
めには、チャネル特性は、チャネルにより引き起こされ
る損傷を修正するために必要とされる。

【０１０１】次にチャネル特徴を説明する。送信器にお
いては、公知のトレーニング信号が未知のチャネルを介
して送信される。受信機においては、この観測された受
信信号を用いてチャネルを特徴づける。Ａ（ｆ）をトレ
ーニング信号周波数スペクトラムと、Ｈ_t（ｆ）を送信
器周波数レスポンスと、Ｈ_c（ｆ）をチャネル周波数レ
スポンスとＨ_u（ｆ）を同調器周波数レスポンスと、 Ｂ
（ｆ）を受信機におけるチャネル特徴の周波数応答と、
Ｔ（ｆ）を全周波数レスポンスとして定義する（ここで
はシステムはノイズがないものとする）と以下で表すこ
とができる。

【数１７】

【０１０２】Ａ（ｆ）とＢ（ｆ）が送信バンドに亘って
定数ｋ（以下これを「処理ゲイン」と称する）に等しい
とすると、次式のように表すことができる。

【数１８】 ここでＨ（ｆ）は全伝達関数で、チャネル情報が得られ
る。この情報を用いてイコライザのタップ係数を得て、
チャネル歪を修正する。次にマルチパスチャネルの特徴
と様々な種類の同期化情報と、キャリア位相オフセット
予測値について説明する。

【０１０３】チャネルがノイズにより破損された場合に
は、次式で表される。

【数１９】 ここでＮ（ｆ）はチャネルノイズパワースペクトラム
で、ｋは上記の処理ゲインである。伝送バンドに亘って
積分された比ｋ｜Ｈ（ｆ）｜²／Ｎ（ｆ） は、チャネル
予測信号対ノイズ比を規定する。処理ゲインが大きくな
ると、ノイズからの予測チャネル特徴に対する保護が良
好となる。

【０１０４】一般的にトレーニング信号が長く続くと、
それぞれの通信チャネルの特徴化が良くなる。ここで
は、トレーニング信号は上記のヘッダに対応する。従っ
て、伝送オーバヘッドと通信チャネルを特徴づける時間
量との間に妥協点が存在する。このトレードオフは、ヘ
ッダ２０６内の８６個のシンボルの同期化とチャネル音
声用のトレーニング信号の長さとして選択することによ
り表される。

【０１０５】前述したように、イコライザ５７０は、ヒ
ルベルト対を形成し、そのイコライザ５７０の同期イコ
ライザと直交イコライザ用の係数は、同相チャネル応答
のみから得ることができる。かくして、割当チャネル応
答要素５３５は、コリレータ出力信号５２６内の同位層
チャネルインパス応答内に見いだされる。この直交イコ
ライザ係数は、ヒルベルト変換により得られる。

【０１０６】線形イコライザ係数を得るプロセスを図１
４に示す。（米国特許出願０８／３２２８７７に示され
たような決定ヒードバックイコライザの変形例を用いる
ことも可能である。）ステップ３０において、チャネル
応答要素５３５は決定デバイス５６５からコレレータ
（相関器）５２５はチャネルインパルス応答を表すとい
う信号を送る同期信号を受信する。

【０１０７】ステップ３１において、チャネル応答要素
５３５は相関器５２５を時間領域から高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）あるいは個別フーリエ変換（ＤＦＴ）技術に
従って、周波数領域表示に変換する。通常イコライザ係
数は、ＦＦＴ出力（周波数領域等価用）の逆数と、逆Ｆ
ＦＴ（ＩＦＦＴ）を採ることにより決定され、そして時
間領域に戻される（時間領域等価用）。

【０１０８】しかし、過剰なイコライザのノイズ増加
は、マルチパスの反射に起因する。これは、例えば同一
強度反射のような大きな反射に対して特にあてはまる。
かくしてＦＦＴ応答から生成されたイコライザ係数だけ
が収束（convergence）を与えるだけでなくシンボル間
干渉（inter-symbol interference（ＩＳＩ））の再生
を難しくする。

【０１０９】そのため本発明によれば、わずかな歪をチ
ャネルインパルス応答に導入するだけでマルチ多重反射
が全体性能の若干の低下のみで処理できることが分かっ
た。特にチャネルインパルス応答は、受信信号が高すぎ
る場合、あるいは低すぎる場合には周波数領域内でクリ
ップされる（ＦＦＴしきい値処理）。言い換えると、１
個のしきい値を図１５に示すようにコリレータ出力信号
５２６のＦＦＴの振幅に加える。

【０１１０】コリレータ出力信号５２６のＦＦＴがこの
所定のしきい値Ｔ_h とＴ_l を超える場合には、その信号
はクリップされる。例えば振幅がＴ_h よりも大きい場合
には、その振幅はＴ_h に設定される。同様に振幅がＴ_l
より小さい場合にはその振幅はＴ_l に等しく設定され
る。このしきい値の決定は、予測される反射信号の振幅
と、経験的に決定され許されるＩＳＩの程度との間の妥
協の産物である。

【０１１１】このＦＦＴしきい値処理のアプローチは、
マルチパス環境に起因する等価処理の過剰なイコライザ
ノイズ増加を回避できる。たとえて言うとこのことは、
ゼロフォーシング等価に対応するある種の最小平均二乗
規準を用いた等価と見ることができる。デジタル周波数
と時間変換におけるサーキュラー畳み込みの影響を回避
することは重要なことであり、ＦＦＴとＩＦＦＴの長さ
は最悪の場合のチャネルとイコライザのスパンの和を越
えなければならず、そしてＦＦＴとＩＦＦの操作を実行
する際の循環的な不正を回避しなければならない。最後
に、６０から２４０Ｋｈｚの間で１８０Ｋｈｚのバンド
幅の特徴を有するイコライザを設計するためには、アウ
トオブバンド応答を周波数領域内でゼロに設定する。

【０１１２】図１４において、チャネル応答要素５３５
は、ステップ３２でＦＦＴしきい値処理を行う。ＦＦＴ
しきい値の繰り返しがステップ３３で行われる。このよ
うにして得られた周波数領域応答は、ステップ３４で同
位相イコライザ係数を得るために従来公知の逆ＦＦＴ
（ＩＦＦＴ）を用いて処理される。最後にチャネル応答
要素５３５は、ステップ３５で直交イコライザ係数を得
るために、時間領域内のヒルベルト変換を用いて同位相
イコライザ係数を処理する。

【０１１３】イコライザ係数が得られると、チャネル応
答要素５３５は、ステップ３６でイコライザ５７０を更
新、あるいはダウンロードする。遅延ライン５３０は、
イコライザ５７０が適切なデータストリームを見ること
ができるようにサンプルフローを制御する。このデータ
バッファの長さは、チャネルインパルスの処理時間と等
価を実行するのに必要なイコライザ係数の計算と遅延と
を考慮に入れて決められる。サンプリング相の関係を信
号処理回路と遅延回路を介して適切に維持されるように
するのが重要である。

【０１１４】遅延バッファの後、イコライザプロセスは
２つの部分データブロックを処理し、１つは１００シン
ボル同期化パターン前のデータブロックであり、他の１
つは１００シンボルの同期化パターン後のデータブロッ
クである。これはいわゆるミドアンブル（mid-amble）
等価と称する。イコライザは、パスバンドイコライザで
ある。同一のデータストリームが、イコライザ５７０の
同位相部分に、そしてイコライザ５７０の直交位相部分
に入力される。このイコライザ５７０の出力は、シンボ
ルレートでもって再度サンプリング処理され、キャリア
再生ループ５８０に与えられる。このキャリア再生回路
の出力は、その後スライスされ、送信シンボルを再生す
る。

【０１１５】イコライザ係数を計算する図１４の方法の
変形例を図１６に示す。図１６に示された方法は、図１
４と同一であるが、ステップ３５をステップ４５で置き
換えてステップ３６を動かしている。ステップ４５にお
いて、周波数領域内の同位相イコライザ係数は、−ｊｓ
ｇｎ（ｆ）で処理され（ヒルベルト変換の周波数領域表
示）、これにより周波数領域内で直交位相イコライザ係
数を生成し、そこから直交用の時間領域係数がステップ
３４でＩＦＦＴを採ることにより生成される。

【０１１６】図５に戻って、キャリア再生ループ５８０
により与えられる位相相関シンボルストリームがシンボ
ル再生要素７０５に与えられる。このシンボル再生装置
７０５は、符号化信号３５１を生成する。このシンボル
再生装置７０５は、図１７では、コリレータ７１０とバ
ッファ−カウンタ７１５を含むよう示されている。

【０１１７】ヘッダ２０６の残りの１４個の一次元シン
ボルは、受信機３００内のインタリーバ同期用かあるい
はシンボルクロック整合用に用いられる。これら１４個
の一次元シンボルは、図３の信号点配置のインタリーバ
（シンボルクロック）同期シンボルから選択されたもの
である。特に、この１４個のシンボルを受信機３００が
用いて、各３２０ｍｓのインタリーバブロックの開始点
を示す。このインタリーバ同期化は、各３２個のフレー
ム毎に繰り返され、図４に示すように２個の連続した７
ＰＮシーケンスを含む。

【０１１８】（インタリーバの深さ、即ちインタリーバ
ブロックのサイズは、障害物のある場所から信号を再生
する機能に影響を与え、同時に乗り物のスピードの最低
限界の関数である。したがって、インタリーバ深さの他
の値は、特定なシステム特徴に依存して用いることがで
きる。例えば、障害物のある場所内いより高い建物が、
放送用領域内に存在する場合にはインタリーバの深さは
６４０ｍｓに調整される。）

【０１１９】１４個のシンボルが、受信機３００内でイ
ンタリーバ同期化用に用いられない場合には、それらは
関連フレーム内のデータシンボル同期化用に用いられ
る。この例では、１４個のシンボルは、１つの負の７Ｐ
Ｎとその後の正の７ＰＮ（図４）を含む。これはサンプ
ル時間位相の大きな変化あるいは異なる信号パス変動の
相対的な強さが存在し、受信機３００により遅延の変動
が見られる場合には常に各フレームの符号化データ部分
を整合するために必要である。（ここでは負のＰＮシー
ケンスは、正のＰＮシーケンスの単に反対を意味し、例
えば２ＰＮは符号（１．４１４，０；−１．４１４，
０）で表される場合には、対応する負の２ＰＮはシンボ
ルシーケンス（−１．４１４，０；１．４１４，０）で
ある。）

【０１２０】かくして相関器７１０は、上記の相関器５
２５とパターンマッチャー５４０と決定デバイス５６５
と同様な機能をするが、ただし付加情報信号−同期信号
（現行受信フレームのフレーム同期を確立する、さらに
その結果相関器７１０はより単純な二進コリレータとな
り）を有する点が異なるだけである。有効フレーム（有
効同期信号により表される）の間相関器７１０は、イン
タリーバ同期化信号３５２を図１に示すように、エラー
保護デコーダ３１５により後で使用するために提供し、
これにより同一符号の２個の連続する７ＰＮシーケンス
の検出に基づいてシンボルブロックをディインタリーブ
する。

【０１２１】同様に相関器７１０は、逆符号の２個の連
続する７ＰＮシーケンスの検出に基づいて、あるいはイ
ンタリーバ同期化シーケンスの検出に基づいて相関器７
１０を与える。この後者の条件は、新たなインタリーバ
ブロックのスタートを指示するフレームの間でさえもシ
ンボル同期を確実にするものである。インタリーバ同期
化用に同一符号の２個の７ＰＮシーケンスを用いること
により、およびシンボル同期用に反対符号（一方は正、
一方は負）の２個の７ＰＮのシーケンスを用いることに
より、再生機の復号化は位相回転不変量（invariant）
となるよう意図したものである。これによりチャネルが
シビアな場合、さらなる保護が非常に重要な時間スタン
プ情報に加えられる。

【０１２２】バッファ−カウンタ７１５は、データシン
ボル同期化信号７１２に対応し、現行フレームのデータ
部分のみを蓄積する。バッファ−カウンタ７１５はどの
ような方法によっても実行することができる。例えば、
線形バッファあるいはサーキュラーバッファのようにポ
インタとカウンタを用いて付加と削除を行うことができ
る。現行受信シンボルを蓄積する際には、バッファ−カ
ウンタ７１５は以下の機能を実行するものとする。まず
バッファ−カウンタ７１５は、受信シンボルストリーム
をハード的にスライスする。（単純に言うと、スライサ
ーである。）

【０１２３】このスライスされた受信シンボルストリー
ムをその後蓄積する。理想的にはスライスされ蓄積され
たシンボルの数は、データブロックの所定数、即ち１７
００データシンボル以上である。しかし、タイミングオ
フセットにより、より多くのあるいはより少ないデータ
シンボルが現行受信フレームに関連するものとされる。
このタイミングオフセットは、送信器クロックと受信機
クロックとの不整合に起因し、そしてまた通信チャネル
そのもののマルチパスアスペクトに起因している。

【０１２４】送信器クロックと受信機クロックに関して
は、チャネル音声（channel sounding）から得られた上
記の予測チャネルインパルス応答は、送信器のシンボル
クロックと受信機のシンボルクロックとの間にタイミン
グ位相オフセット情報を有する。予測チャネル応答から
得られた係数を用いた部分離間（fractional-spaced）
したイコライザは、限界量までシフトしたタイミング位
相を補償するが、それはイコライザが次の同期が発生す
るまで凍結されているからである。

【０１２５】送信器のクロックと受信機のクロックとが
周波数差を有する場合には、タイミング位相オフセット
は、新たな予測値に到達するまで徐々にゼロからある値
まで増加する。この種の問題に関する感受性は、送信器
フィル他の過剰なバンド幅に依存する。例えば送信シス
テムが０％の過剰バンド幅送信器フィルタ（sinx/x）を
用いる場合には、４％のタイミング位相オフセット（１
５度）が信号に−２３ｄＢの干渉を導入する。この干渉
がノイズに付加されると受信機の感受性に０．３ｄＢの
劣化を引き起こす。約１０％の過剰バンド幅を有する送
信器フィルタが用いられた場合には、これは１１％のタ
イミング位相オフセットに相当する。

【０１２６】最大許容受信機シンボルクロックの不正確
さは次式から得られる。

【数２０】 ここでＤは、送信器のシンボルクロックからの受信機の
最大許容シンボルクロックのドリフト量を表し、２でわ
り算されているのはミドアンブルイコライゼーション
（mid-amble equalization）による。１１％のタイミン
グオフセットと１８００シンボルのデータブロックサイ
ズに対しては、Ｄ＝１２０ｐｐｍ（parts per millio
n） である。受信シンボルクロックが送信器のシンボル
クロックから±１２０ｐｐｍ内にある限り、タイミング
位相は大きな性能劣化を引き起こすようなデータブロッ
ク間、大きく変化しない。

【０１２７】シンボルを取り除いたり付加したりさせる
ような別のケースは、マルチパスチャネルが変動する場
合である。例えば、全てのパスの相対的強度が変化する
場合には、イコライザは、最強のパワーのパスをメイン
の信号として採り、再生シンボルを生成する。

【０１２８】いずれの場合にも、シンボル整合にタイム
シフトが存在する場合には、多くのあるいは少ないデー
タシンボルが現行受信フレーム内に存在することにな
る。このシンボルタイムシフトは、イコライザ係数が変
化したときに起こり得る。そのためにバッファ−カウン
タ７１５は、２つの連続する二重の７ＰＮシーケンス
（データシンボル同期化信号７１２により表される）間
のデータシンボルの数を測定する。余分のシンボルが存
在する場合には、ブロックの中央部の１つが削除され
る。シンボルの数が１７００未満の場合には中央のシン
ボルが繰り返される。このような状況ではエラーが発生
する。

【０１２９】信号フォーマットの設計では、この種の問
題を考慮に入れてはいるが、実行を簡単にするためにこ
の条件を無視すると、エラー保護デコーダ３１５を有す
るリードソロモンデコーダ（図示せず）をこの問題を修
正するために用いる。これは全体システムの性能からみ
るとわずかな劣化を引き起こすだけである。ミドアンブ
ルイコライザが用いられているので、２個の連続するレ
ーザブロックは、このシンボル再整合を行うために蓄え
られる。

【０１３０】

【発明の効果】本発明は、個々の機能ブロックとして説
明したが（例えば、知覚オーディオコーダ，割当チャネ
ル応答要素等）で説明したが、これらのブロックの機能
は、１個の適切にプログラムされたプロセッサ（デジタ
ル信号プロセッサ）を用いて処理することもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデジタルオーディオ放送用通信システ
ムのブロック図

【図２】図１の送信器１００の一部を表す詳細ブロック
図

【図３】図１の送信器１００に用いられる信号点配置を
表す図

【図４】図１の送信器１００に用いられるフレームフォ
ーマットを表す図

【図５】図１の受信機３００の一部のブロック図

【図６】図１の受信機３００内で生成される低ＩＦ信号
の周波数スペクトラムを表す図

【図７】フラットフェージングと周波数フェージングに
対応する位相ロックループ回路のブロック図

【図８】コリレータ出力信号５２６のグラフ

【図９】図８の相関器出力信号内のピークゾーンと無視
ゾーンと静止ゾーンを表す図

【図１０】ピークマッチパターンと静止マッチパターン
の概念を表す図

【図１１】受信機３００内で用いられる同期化方法を表
す図

【図１２】受信機３００内で用いられる同期化方法を表
す図

【図１３】受信機３００内で用いられる同期化方法を表
す図

【図１４】受信機３００内で用いられるイコライザ係数
を計算する方法を表す図

【図１５】受信機３００内で用いられるイコライザ係数
を計算するのに用いられる「ＦＦＴしきい値化」を表す
図

【図１６】受信機３００内で用いられるイコライザ係数
を計算する別の方法を表す図

【図１７】図１の受信機３００内で用いられるシンボル
再生要素７０５のブロック図

【符号の説明】

１０ ＤＡＢ通信システム １００ 送信器 １０１ アナログオーディオ信号 １０５ プリプロセッサ １０６ ＰＣＭ（デジタルパルス符号変調）信号 １１０ 知覚オーディオコーダ（ＰＡＣ） １１１ ＰＡＣ信号 １１５ エラー保護コーダ １１６ 符号化信号 １５０ モデュレータ １５５ マルチプレクサ（ＭＵＸ） １６０ ４−ＰＳＫマッパー １６５ ロテータ（回転子） １７０ サンプリングレートイクスパンダ １７５ デジタルベースバンドフィルタ １７５−１ 同相ベースバンドフィルタ １７５−２ 直交相ベースバンドフィルタ １７７，１８２ 加算器 １８５ Ｄ／Ａフィルタ １８５−１ 同位相Ｄ／Ａフィルタ １８５−２ 直交相Ｄ／Ａフィルタ １９０ ＲＦ送信器 １９５ プロセッサ ２００ 通信チャネル ３００ 受信機 ３０５ ポストプロセッサ ３１０ 知覚オーディオデコーダ ３１１ ＰＣＭ信号 ３１５ エラー保護デコーダ ３１６ 圧縮ＰＡＣ信号 ３５０ ディモデュレータ ３５１ 符号化信号 ５０５ ＲＦダウンコンバータ ５１０ ＩＦダウンコンバータ ５１５ Ａ／Ｄ変換器 ５２０ デジタルＡＧＣ ５２５ 相関器 ５３０ 遅延ライン ５３５ チャネル応答割当／Ｉ＆Ｑ ＥＱ係数計算装置 ５４０ パターンマッチャー ５６５ 決定デバイス ５７０ イコライザ ５７５−１，５７５−２ サンプラー ５８０ キャリア再生ループ ５８０−２ 位相回転予測装置 ５９０ フィルタ ６１０ ＡＧＣ（自動利得制御装置） ６１５ フラットフェードディテクタ ６２０ パイロットフェードディテクタ ６２５ ナローバンドフィルタ ６３０ ＰＬＬ（位相ロックループ） ７０５ シンボル再生装置 ７１０ 相関器 ７１５ バッファ／カウンタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 （Ａ）中間周波数信号（５０６）を出力
   するために受信無線周波数信号に応じて動作する無線周
   波数ダウンコンバータ（５０５）と、 （Ｂ）前記中間周波数信号からパスバンド信号（５１
   １）を生成する中間周波数ダウンコンバータ（５１０）
   と、 からなり、 前記パスバンド信号は、受信無線周波数信号の送信器内
   のロテータの回転周波数に適合するよう選択された第１
   周波数にその中心を有することを特徴とするデジタルオ
   ーディオ放送用受信装置。
2. 【請求項２】 （Ｃ）前記パスバンド信号に基づいて、
   等価信号を生成するイコライザ（５７０）と、 （Ｄ）前記等価信号に応答して、前記受信装置を送信器
   に結合する通信チャネルの影響に起因する位相シフトの
   みを補償するキャリア再生回路（５８０）とをさらに有
   することを特徴とする請求項１の装置。
3. 【請求項３】 前記キャリア再生回路は、低次位相ロッ
   クループであることを特徴とする請求項２の装置。
4. 【請求項４】 前記キャリア再生回路は、デジタルキャ
   リア位相再生回路であることを特徴とする請求項２の装
   置。
5. 【請求項５】 前記等価信号は、フレームのシーケンス
   を表し、 前記デジタルキャリア位相再生回路は、前記等価信号の
   各フレームの一部に対しブロックベースのフィードフォ
   アード位相修正を行う信号プロセッサであることを特徴
   とする請求項４の装置。
6. 【請求項６】 前記信号プロセッサは、各Ｘ１個のシン
   ボルの位相と規準位相とを比較することにより、各フレ
   ームのＸ１個のシンボルに亘って平均位相差を決定し、 前記信号プロセッサは、後続のＸ２個のシンボルの位相
   を修正するために前記平均位相差を用いることを特徴と
   する請求項５の装置。
7. 【請求項７】 前記信号プロセッサは、前記フレームの
   データ部分のみを含むシンボルのみを用いることを特徴
   とする請求項５の装置。
8. 【請求項８】Ｘ２＞Ｘ１で、Ｘ２は各フレームのデータ
   部分を含むシンボルの全数以下であることを特徴とする
   請求項６の装置。
9. 【請求項９】 （Ｅ）前記Ｘ２個のシンボルを、前記の
   平均位相差だけ反対方向に回転させるために、前記デジ
   タル信号プロセッサに制御されるロテータをさらに有す
   ることを特徴とする請求項６の装置。
10. 【請求項１０】 前記（Ｄ）のキャリア再生回路は、 （Ｄ１）前記等価信号に基づいて動作する平均化回路
    と、 前記平均化回路は、フレームのシーケンスにフォーマッ
    ト化されたデータを表し、 前記各フレームは、ヘッダ部分と複数のシンボルを含む
    データ部分とを有し、 前記平均化回路は、平均位相差を与えるためにＸ１個の
    シンボルと規準信号との間に位相差を平均化し、 （Ｄ２）後続のＸ２（Ｘ１＜Ｘ２）個のシンボルを前記
    平均位相差だけ反対方向に回転させるロテータ（５８０
    −１）とをさらに有することを特徴とする請求項２の装
    置。
11. 【請求項１１】 前記（Ｄ１）の平均化回路は、信号プ
    ロセッサであることを特徴とする請求項１０の装置。
12. 【請求項１２】 Ｘ１個とＸ２個のシンボルは、各フレ
    ームのデータ部分から取り出されることを特徴とする請
    求項１０の装置。
13. 【請求項１３】 前記（Ｃ）のイコライザ（５７０）
    は、非交差結合イコライザであることを特徴とする請求
    項２の装置。
14. 【請求項１４】 （Ａ）Ｎ次元シンボルのストリームを
    表す第１信号を生成するために、データ信号をシンボル
    マッピングするステップと、 （Ｂ）第２信号を生成するために、回転周波数で各Ｎ次
    元シンボルの位相を回転するステップと、 前記回転周波数は、受信機により通信信号から再生され
    たパスバンド信号のパスバンド周波数範囲内に入り、 （Ｃ）通信チャネルを介して伝送する通信信号を生成す
    るために前記第２信号を処理するステップとからなるこ
    とを特徴とする通信信号の伝送方法。
15. 【請求項１５】 前記（Ｃ）の処理ステップは、 （Ｃ１）前記第２信号を中間周波数信号に情報変換する
    ステップと、 （Ｃ２）前記中間周波数を通信信号である無線周波数信
    号に情報変換するステップとを含むことを特徴とする請
    求項１４の方法。
16. 【請求項１６】 前記（Ｃ）の処理ステップは、前記
    （Ｃ１）のステップの前に、パイロット信号を前記第２
    信号に付加するステップを含むことを特徴とする請求項
    １５の方法。
17. 【請求項１７】 前記（Ｂ）の回転ステップにより、キ
    ャリアレス信号を生成することを特徴とする請求項１４
    の方法。