KR100691092B1 - 디지털 오디오 방송 시스템에 대한 데이터 전송 방법 및 데이터 수신 방법 - Google Patents

디지털 오디오 방송 시스템에 대한 데이터 전송 방법 및 데이터 수신 방법 Download PDF

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Abstract

디지털 오디오 방송 시스템에서 데이터의 전송 방법은 복수의 직교 주파수 분할 다중화된 서브캐리어에 데이터 서브캐리어와 기준 서브캐리어를 포함하는 서브캐리어를 제공하는 단계와 데이터 서브캐리어를 전송될 정보를 표현하는 디지털 신호와 변조하는 단계를 포함한다. 기준 서브캐리어는 타이밍 비트 시퀀스로 변조되고 여기서 타이밍 비트 시퀀스는 모호하지 않은 블럭 동기화 워드를 포함하고 있다. 그리고 블럭 동기화 워드를 구성하는 비트의 수는 상기 타이밍 시퀀스의 비트 수의 절반보다 적다. 그 후, 직교 주파수 분할 다중화 서브캐리어가 전송된다. 블럭 동기화 워드를 차동 검출해내고, 그 블럭 동기화 워드를 사용하여 전송될 정보를 표현하는 디지털 신호를 코히어런트하게 검출해내는 수신기 역시 포함되어 있다.

Description

디지털 오디오 방송 시스템에 대한 데이터 전송 방법 및 데이터 수신 방법{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMISSION AND RECEPTION OF FM IN-BAND ON-CHANNEL DIGITAL AUDIO BROADCASTING}
본 발명은 디지털 데이터를 송신 및 수신하는 방법과 장치에 관한 것으로서, 특히, 디지털 오디오 방송 시스템에서 사용하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
디지털 오디오 방송(DAB)은 기존의 아날로그 방송 포맷(formats)보다 우수한 디지털 품질 오디오를 제공하는 매체이다. AM DAB 신호와 FM DAB 신호 둘다는 현재 방송되는 아날로그 AM 또는 FM 신호와 디지털 변조 신호가 같이 존재하는 하이브리드(hybrid) 포맷으로 전송될 수 있고 또는 아날로그 신호가 없는 전 디지털 포맷(all digital format)으로 전송될 수 있다. 인-밴드-온-채널(In-band-on-channel(IBOC)) 시스템은 새로운 스펙트럼 할당을 요구하지 않는다. 왜냐하면, 각 DAB 신호는 기존의 AM 또는 FM 채널 할당의 동일한 스펙트럼 마스크(mask)내에서 동시에 전송되기 때문이다. IBOC DAB는 방송사가 자신들의 현 청취자 층에 디지털 품질 오디오를 공급할 수 있게 해주면서 스펙트럼을 경제적으로 이용할 수 있게 해준다.
하나의 하이브리드 FM IBOC DAB 신호는 아날로그 변조 캐리어(carrier)를 아날로그 변조 호스트(host) FM 캐리어가 차지하는 스펙트럼의 위아래에서 FM 중심 주파수로부터 약 129 KHZ부터 199 KHZ까지 떨어진 영역에 위치한 복수의 직교 주파수 분할 다중(orthogonal frequency division multiplexed(OFDM)) 캐리어와 결합시킨다. 전 디지털 IBOC DAB 시스템은 상술한 서브캐리어(sub-carrier)를 유지하고 FM 중심 주파수로부터 약 100KHZ에서 129KHZ 떨어진 영역에 있는 부가적인 서브캐리어를 부가하는 반면 아날로그 변조된 호스트 신호를 제거한다. 이러한 부가적인 서브캐리어들은 수신측에서 신호를 잃어버릴 경우 출력을 생성하는데 사용될 수 있는 백업(backup) 신호를 전송할 수 있다.
고 품질 스테레오 코덱 알고리즘의 발전에 의해 사실상 CD 스테레오 품질이 96kbps 만큼 낮은 레이트에서 실행가능하다는 것을 나타낸다. 기존 할당된 동일한 스펙트럼 마스크 내에서 각 DAB 신호가 동시에 전송되기 때문에 IBOC는 새로운 스펙트럼 할당을 요구하지 않는다. IBOC DAB 신호는 파워 레벨과 스펙트럼 점유를 통해 아날로그 라디오 청취자들에게 투명(transparent)하도록 디자인된다. IBOC는 방송사가 자신들의 현 청취자 층에 디지털 품질 오디오를 공급할 수 있게 하면서도 스펙트럼을 경제적으로 이용할 수 있게 해준다. FM IBOC 시스템은 제목이 "FM In-Band On-Channel Digital Audio Broadcasting method And System"인 본 출원인의 특허 출원 WO 99/50980에 설명되어 있다.
공개된 PCT 출원 WO 95/07581은 일정한 진폭 제로 자동상관(constant amplitude zero autocorrelation; CAZAC) 비트 시퀀스를 포함하는 OFDM 시스템에서의 기준 신호의 전송 방법을 개시하고 있다.
Brian Kroeger 외 다수의, "Robust Modem And Coding Techniques For Fm Hybrid IBOC DAB", IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 43, no. 4, 1997년 12월에서는 FM 디지털 오디오 방송 시스템을 위한 신호 코딩 기법을 개시하고 있다.
IBOC DAB 신호는 인근 채널 또는 동시 채널 아날로그 전송으로부터의 간섭에 쉽게 영향을 받을 수도 있다. 감소된 심볼 속도로 디지털 정보를 전송할 수 있으면서도 다수의 스테이션, 강한 신호 도시 환경에서의 간섭에도 견딜 수 있는 IBOC DAB 시스템을 제공하는 것이 바람직하다.
발명의 개요
디지털 오디오 방송 시스템에서 데이터의 전송 방법은 복수의 직교 주파수 분할 다중화된 서브캐리어에 데이터 서브캐리어와 기준 서브캐리어를 포함하는 서브캐리어를 제공하는 단계와, 데이터 서브캐리어를 전송될 정보를 표현하는 디지털 신호와 변조하는 단계를 포함한다. 기준 서브캐리어는 타이밍 비트 시퀀스로 변조되는데, 여기서 타이밍 비트 시퀀스는 모호하지 않은 블럭 동기화 워드를 포함하고 있다. 그리고 블럭 동기화 워드를 구성하는 비트의 수는 상기 타이밍 시퀀스의 비트 수의 절반보다 적다. 그 후, 직교 주파수 분할 다중화 서브캐리어가 전송된다. 블럭 동기화 워드를 차동 검출해내고 그 블럭 동기화 워드를 사용하여 전송될 정보를 표현하는 디지털 신호를 코히어런트하게 검출해내는 수신기 역시 포함되어 있다.
도 1은 하이브리드 FM IBOC DAB 신호에 있어서 신호 성분의 상대 파워 스펙트럼 밀도와 주파수 할당을 도식화하는 개략도.
도 2는 전 디지털 FM IBOC DAB 신호에 있어서 신호 성분의 상대 파워 스펙트 럼 밀도와 주파수 할당을 도식화하는 개략도.
도 3은 본 발명에 따라 FM IBOC DAB 신호의 상측파대의 주파수 할당을 도식화하는 개략도.
도 4는 본 발명에 따라 FM IBOC DAB 신호의 하측파대의 주파수 할당을 도식화하는 개략도.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에서 사용된 BPSK 타이밍 시퀀스(sequence)를 도식화하는 개략도.
도 6은 본 발명대로 포맷된 신호를 전송시키는 디지털 오디오 방송 시스템에 사용되는 전송기의 블럭도.
도 7은 본 발명에 따라 포맷된 신호를 수신 할 수 있는 디지털 오디오 방송 시스템에서 사용하는 수신기의 기능 블럭도.
도 8은 도7의 수신기에서 사용된 채널 상태 추정 기술을 보여주는 블럭도.
도면을 참조하면, 도 1은 본 발명에 따른 FM IBOC DAB 신호(10)에 대한 신호 성분의 상대 파워 스펙트럼 밀도와 주파수 할당(스페트럼 배치)의 개략도이다. 하이브리드 포맷은 채널의 중심주파수 대역(16) 부분에 위치한 삼각형 모양(14)에 의해 나타내어지는 파워 스펙트럼 밀도를 갖는 종래의 FM 스테레오 아날로그 신호를 포함한다. 전형적인 아날로그 FM 방송 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)는 중심 주파수로부터 약 -0.35dB/kHz의 기울기를 가진 삼각형에 거의 가깝다. 디지털로 변조 되고 균일하게 이격된 복수의 서브캐리어가 아날로그 FM 신호의 상측파대(18)와 하측파대(20)에 위치하고 아날로그 FM 신호와 함께 동시에 전송된다. 모든 캐리어들은 미 연방 통신 위원회 채널 마스크(22)내에 들어가는 파워 레벨로 전송된다. 도 1에 있는 직교축은 보다 통상적인 평균 파워 스펙트럼 밀도 특성화와는 달리 최대 파워 스펙트럼 밀도를 보여주고 있다.
전형적인 FM 방송 신호의 파워 스펙트럼 밀도(PSD)는 dB 단위로 중심 주파수로부터 약 -0.36dB/khz의 기울기를 가진 거의 삼각형인 것으로 측정되었다. 제 1 인접 FM 신호는, 만약 존재한다면, 200 kHz의 위치에 그 중심을 둔다.
총 FM 파워는 삼각 파워 스펙트럼 밀도를 적분함으로써 구할 수 있다.
Figure 112002014344710-pct00001
이상적인 삼각 FM 파워 스펙트럼 밀도의 피크는 도 1에 보여진 것처럼 총 캐리어 파워 기준 레벨(0dBc)로부터 13.8dB 아래에 위치해 있다. FM 스펙트럼의 각각의 사이드에 있는 DAB 파워 레벨은 총 FM 파워로부터 25dB(이 -25dBc 값은 특별한 간섭 상태에 적응하도록 조정이 가능하다)아래에 놓여진다. 1kHZ 대역폭내의 DAB 밀도는 계산되어질 수 있다. DAB 신호의 파워 스펙트럼 밀도는 그것의 총 파워(-22dB)를 그것의 대역폭(140kHZ)으로 나눔으로써 근사화 될 수 있다.
Figure 112002014344710-pct00002
베이스라인 하이브리드 DAB 시스템은 호스트 FM 스펙트럼의 위에 191개와 아래에 191개의 서브캐리어를 가지고 있다. 각 DAB 서브캐리어는 QPSK 변조된다. 동위상 및 직각 펄스 모양(Inphase and quadrature pulse shapes)은 모서리에서 스펙트럼 사이드로브(sidelobe)를 억제하는 루트 상승 코사인 감소 모양(root raised cosine tapered)(엑세스 타임(excess time)=7/128)이다. 비록 이 펄스 모양은 사각 펄스에 비하여 처리용량이 5.2% 줄지만, 다중 경로에 있어서 성능이 향상되고 결과로는 스펙트럼 사이드로브가 줄어들며, 간섭이 낮아진다. 베이스라인 FM IBOC 디자인에 있어서, 191개의 OFDM 서브캐리어들은 호스트 FM 중심 주파수로부터 약 129kHz 떨어진 곳에서부터 199kHz까지의 스펙트럼을 점유하는 호스트 FM 신호의 각 사이드에 배치된다.
하이브리드 신호의 디지털 변조된 부분은 전 디지털 IBOC DAB 포맷으로 전송될 전 디지털 DAB 신호의 서브셋(subset)이다. 참조 번호(24)에 의해 예시된 제안된 전 디지털 FM DAB 포맷의 OFDM 디지털 서브캐리어의 상대적인 신호 파워 밀도 레벨과 스펙트럼 배치가 도 2에 도시되어 있다. 도 1의 아날로그 FM 신호는 확장된 전 디지털 신호(26)라고 지칭되는, 중심 주파수 대역(28)에 위치한, OFDM 서브캐리어의 선택적(optional)이며 부가적인 그룹으로 대체되었다. 다시 한번 균등하게 이격된 OFDM 서브캐리어들은 상측파대(30)과 하측파대(32)에 위치해 있다. 도 2의 전 디지털 포맷의 측파대는 도 1의 측파대보다 넓다. 더욱이, 전 디지털 IBOC 신호 측파대의 파워 스펙트럼 밀도 레벨은 하이브리드 IBOC 측파대에서 주어진 것보다 약 10dB 더 높게 설정된다. 이것은 전 IBOC 신호에 꽤 많은 성능 이점을 제공한다. 더 나아가 확장 전 디지털 신호의 파워 스펙트럼 밀도는 하이브리드 IBOC 측파대에 있는 파워 스펙트럼 밀도보다 약 15dB 낮다. 이것은 인접 하이브리드 신호 또는 전 디지털 IBOC신호에 대한 임의의 간섭 문제를 최소화하거나 제거하고, 또한 다른 디지털 서비스를 위한 부가적인 용량을 제공한다.
도 3은 본 발명에 따른 FM IBOC DAB 신호의 상측파대의 신호 성분 배치의 개략도이다. 각 측파대에 있는 총 DAB 파워는 그것의 호스트 FM 파워에 비해 약 -25dB로 설정된다. 개개의 OFDM 서브캐리어는 344.53125Hz(44100/128)로 QPSK 변조되고 펄스 성형(pulse shaping)(초과 시간 7/128의 루트 상승 코사인(rood raised cosine) 특성 펄스는 가드 시간으로서 동작함)이 적용된 후 약 363.3728Hz(44100*135/8192)로 직교해서(orthogonally) 이격된다. 잠재적인 서브캐리어 위치는 FM 중심 주파수의 0에서부터 400kHz 대역폭의 모서리에서 ±550까지 색인된다. 바깥쪽에 할당된 서브캐리어는 ±198402Hz의 중심주파수에서 ±546인 곳에 자리한다. 베이스라인 시스템의 내부 정보 운송 서브캐리어는 ±12936Hz의 중심주파수에서 ±356인 곳에 위치해 있다. 기준 서브캐리어는 어느 한 측파대의 위치 356에서 시작하여 546까지 19 서브캐리어 떨어져 이격되어 있다. 이런 기준 서브캐리어는 다른 정보 함유 서브캐리어들의 코히어런트(coherent) 검출을 위한 위상 기준를 만들어내는데 이용된다. 기준 서브캐리어 역시 채널 상태 정보(CSI) 추정과 프레임 동기화에 이용된다.
서브캐리어(356-507)는 정보를 약 96kbps로 전송한다. 서브캐리어(508-545)는 FM 신호의 각 측파대에서 R=4/5의 효과적인 코드 속도를 만들어내는 부가적인 24kbps의 정보비트를 전송할 수 있다. 베이스라인 시스템에서는 부적절하게 여과된 수신기에 들어가는 노이즈를 줄이기 위해, 약 114kHz에서 ±15인 곳에 디지털 변조 서브캐리어를 배치하지 않는다. 그러나, 방송사는 스펙트럼의 이 부분을 활용하여 디지털 오디오 신호의 강건성(robustness)을 향상시키고 및/또는 부가적인 데이터캐스팅(datacasting) 용량을 제공하는 옵션을 가지게 될 것이다. 이 옵션은 만약 방송사가 FM 신호의 스테레오 작업을 피한다면 매력적이다.
도 3에 나타난 상측파대(30)는 101,381Hz 내지 198,765Hz에 있는 서브캐리어 주파수에 대응하는 정보 함유 서브캐리어(280-546)로 구성되어 있다. 서브캐리어(546)는 기준 서브캐리어이다. 상측파대는 몇 개의 그룹(34,36,40)으로 나누어져 도시되어 있다. 그룹(34)은 주 채널을 나타내고 서브캐리어(356 내지 507)를 포함하고 있다. 이 주 채널 서브캐리어는 적어도 96kpbs 속도 및 코딩 알고리즘의 데이터 비트의 형태로 방송될 프로그램 요소를 전송하는데 이용된다. 주 채널은 보조 및 예비 데이터를 포함할 수도 있다. 서브캐리어 위치(508 내지 545)를 차지하는 제 2 캐리어 그룹(36)은 패리티(parity) 비트를 전송하는데 이용된다. 이런 서브캐리어들은 채널 중심 가까이에 위치한 서브캐리어들보다 간섭에 의해 더 손상되는 경향이 있다. 보존가치가 가장 낮은 코드 비트는 OFDM 서브캐리어의 바깥에 위치해 있다. 보존가치가 가장 낮은 비트는 결합된 코드의 코딩 이득(coding gain)과 자유 거리(free distance)로의 기여가 최소화되고 코드의 에러 수정 능력에 대한 중요도가 낮다. 그러므로, 가장 손상되기 쉬운 서브캐리어들이 이런 보존가치가 낮은 비트들을 전송하는데 사용된다.
다른 서브캐리어 그룹(38)은 본 발명의 전 디지털 실시예에서 선택적 데이터나 패리티 비트를 전송하는데 사용된다. 예를 들어, 스테레오 신호를 제거함으로써 중심 주파수대에 있는 아날로그 신호가 크기가 줄어(scaled back)들면, 이런 서브캐리어 그룹은 하이브리드 실시예에서 사용될 수도 있다. 서브캐리어 그룹(40)은 서브캐리어 위치(280 내지 317)를 포함하고 전 디지털 구현에서, 예를 들어 24kbps의 낮은 데이터 속도로 프로그램 요소의 지연된 백업 버전을 전송하는데 이용된다. 이 그룹에 있는 서브캐리어들은 만약 아날로그 베이스 밴드 신호가 더 줄어들지(scaled back) 않는 한, 하이브리드 실시예에서는 사용되지 않을 것이다. 전 디지털 구현에서, 그룹(40)의 서브캐리어들은 주 채널에서 전송된 신호가 손실된 경우에 사용될 수 있는 데이터를 제공한다. 위치(546)에 있는 서브캐리어는 기준 신호(42)를 나타낸다. 상측파대 DAB에 있는 서브캐리어들은 각각 19개의 서브캐리어로 이루어진 그룹(44)으로 분할되는데, 여기서 각 그룹의 서브캐리어(0)는 기준 서브캐리어가 된다.
도 4에 도시된 하측파대에 있는 서브캐리어 배치는, 음의 인덱스 및 주파수를 가진 상측파대 포맷내의 서브캐리어의 미러 영상을 나타낸다. 하측파대 주 채널(46)은 위치(-356 내지 -507)에서의 서브캐리어를 포함하고 상측파대 주 채널에서 전송된 것과 같은 프로그램 성분을 전송하는데 사용되나 상측 FDAB 파대에서 사용된 것을 보충하는 천공 콘볼루션 코딩(punctured convolutional coding)을 사용한다. 그룹(48,50,52)에 있는 서브캐리어는 상측파대의 그룹(36,38,40)의 서브캐리어와 같은 방식으로 활용된다. 위치(-546)에 있는 서브캐리어는 기준 신호(54)를 전송하는데 이용될 수 있다. 상측파대 DAB에 있는 서브캐리어들은 각각 19개의 서브캐리어로 이루어진 그룹(56)으로 분할되는데, 여기서 각 그룹의 서브캐리어(0)는 기준 서브캐리어이다.
양 측파대에 있는 서브캐리어는 직교 주파수 분할 다중을 사용하고 CPC 코드를 사용하여 FEC로 코드화된다. CPC 코드는 당업계에 알려져 있고, 예를 들어, S.Kallel,"Complementary Punctured Convolution(CPC) Codes and Their Applications," IEEE Trans. Comm., Vol.43, No. 6, pp.2005-2009, 6월, 1995를 참고하면 된다. 96 kbps 주 채널은 하이브리드와 전 디지털 시스템에 있어서 동일하게 포맷된다. 이 주 채널은 CPC 코드를 사용해서 DAB 양측 파대에 걸쳐서 코드화되고, 그 결과 1/2 CPC 코드로 된다.
서브캐리어(508 내지 545)(상측파대와 하측파대)는 하이브리드와 전 디지털 시스템에 있어서 CPC 코드의 부가적인 패리티 비트를 전송하거나 데이터를 전송한다. 여기서 패리티 비트의 전송은 각각의 측파대에서 독립적으로 주 채널을 통한 FEC 코드 속도를 R=1/2에서 R=2/5 또는 R=4/5로 향상시킨다. 인접 채널 FM 간섭 상황에서, 이들 바깥 OFDM 서브캐리어들은 손상에 가장 민감하고, 상측파대와 하측파대의 간섭은 독립적이다. FM 방송 신호의 파워 스페트럼 밀도(PSD)는 삼각형에 가깝기 때문에, OFDM 서브캐리어가 제 1 인접 신호의 주파수에 근접함에 따라 간섭은 증가한다. 패리티 비트가 전송되었을 때, 코딩과 인터리빙(interleaving)은 정보 전달을 강하게 하기 위해 일정하지 않은 간섭을 다룰 수 있도록 특별히 맞추어 질 수도 있다.
상측파대의 그룹(38)내의 서브캐리어(318 내지 355)와 하측파대의 그룹(50)내의 서브캐리어(-318 내지 -355)는 데이터를 전송하거나 또는 CPC 코드의 부가적인 패리티 비트를 전송할 수 있다. 이 선택은 하이브리드 시스템에 있어서는 선택적이지만, 전 디지털 시스템에서는 의무적이다. 여기서 패리티 비트의 전송은 각각의 독립적인 DAB 측파대에서 주 채널을 통한 FEC 코드 속도를 R=1/2에서 R=2/5 또는 R=4/5로 향상시킨다. 만약 패리티 비트가 영역(318 내지 355)과 영역(508 내지 545)(하측파대에서의 대응하는 서브캐리어에서도)의 두 영역 모두에서 전송되면, 전체적인 코드 속도는 각각의 독립적인 DAB 측파대에서 R=1/3 또는 R=2/3 이다.
전 디지털 시스템은 (예를 들어, 24kbps 임베디드(embedded)) 코드와 같은 주 채널 데이터의 저속 데이터 버전을 전송하기 위해 상측파대의 그룹(40) 서브캐리어(208 내지 317)와 하측파대의 서브캐리어(-280 내지 -317)를 활용할 것이다. 이런 저속 백업 데이터는 시간 다이버시티를 이용한 성능 강화를 위해 지연된다. 전 디지털 시스템의 이런 백업 데이터는 제 08/947,902 호로 1997년 10월 9일에 본 출원인에 의해 출원되고 동시 계류중인 "A System And Method For Mitigating Intermittent Interruption In An Audio Radio Broadcast System"라는 출원에 설명된 하이브리드 시스템의 아날로그 FM 혼합을 대체한다. 주 채널이 손상되었을 때, 백업 데이터가 오디오 부분을 채울 수 있다. 백업 데이터는 주 채널 데이터의 내장 서브셋(subset)으로 이루어져 있기 때문에, 백업은 주 채널에 대한 부가적인 에러 보호를 할 수 있다.
전 디지털 구현에서, 도 2에 있는 중심 주파수 대역(28)에 위치한 인덱스 (-279 내지 279)의 서브캐리어는 DAB 용량을 확장하기 위한 옵션으로서 사용된다. 코딩없이 이런 확장된 대역폭에 있는 채널 비트 속도는 약 384kbps이다. 이 대역폭의 절반이 제 1 인접 DAB 신호에 의해 손상될 수 있기 때문에, CPC FEC 코딩 테크닉이 확장된 대역폭의 절반 각각에 적용되어야 한다. 즉, 서브캐리어 (1 내지 279)는 서브캐리어(-1 내지 -279)와 같은 정보를 전송해야 한다. 따라서, 어느 한 절반이 손상되어도 남아있는 절반에 속도 2/3 상보 코드(complementary code)가 남게 된다. 이 경우에, 속도 1/3 코딩후에 정보 용량은 약 128 kbps이다.
확장된 전 디지털 대역은 오직 제 1 인접 하이브리드로부터의 간섭 또는 전 디지털 간섭으로부터 노출되어 있다. 현재의 보호 컨투어 가이드라인(protected contour guidelines)에 있어서, 제 1 인접 간섭의 최대 레벨은 호스트 스테이션에 비해 -6dB이다. 만약 이 제 1 인접 간섭이 전 디지털 IBOC 라면, 그때 간섭은 확장 대역의 절반의 레벨보다 14dB 더 높아질 수 있다. 확장 대역은 간섭의 스펙트럼 밀도가 확장 대역의 신호와 대략 같은 레벨이 되면 코딩 이득에 긍정적으로 기여하기 시작한다. 이것은 확장 대역의 반을 사용하려면 적어도 대상이 되는 신호(signal of interest)의 20dB 아래(20 dB di/du)에 있어야만 한다는 것을 의미한다. 확장 데이터의 수신은 -20dB에서 존재하는 두개의 제 1 인접 간섭 모두에서도 가능할 것이다. 그러나, 페이딩(fading)에 강한 수신은 아마도 적어도 하나의 제 1 인접 간섭이 -30dB 또는 더 낮은 곳에 있을 것을 요구할 것이다.
인접 채널 간섭이 존재하는 상황하에서, 외측 OFDM 서브캐리어는 손상에 가장 민감하고, 상측 및 하측 파대에 있는 간섭은 독립적이다. FM 방송 신호의 PSD가 거의 삼각형이기 때문에 OFDM 서브캐리어가 제 1 인접 신호의 주파수에 접근함에 따라 간섭이 증가한다. 코딩과 인터리빙(interleaving)은 정보 전달을 강하게 하기 위해 불균일(nonuniform) 간섭을 다루도록 특별히 맞추어 질 수도 있다.
IBOC DAB 시스템은 FM 캐리어의 각각의 DAB 측파대(상 혹은 하)에서 모든 디지털 오디오 정보를 전송할 것이다. 비록 베이스라인 시스템에 벗어난 부가적인 서브캐리어가 속도 1/3 FEC 코드의 모든 코드 비트의 전송이 가능하도록 활성화될 수 있더라도, 베이스라인 시스템은 2/5의 코드 속도를 이용한다. 각각의 측파대는 속도 4/5(선택적으로 속도 2/3) 콘볼루션 코드에 의해 얻어진 FEC 코딩 이득을 이용해 독립적으로 검출되고 복호화될 수 있다. 선택적인 리드 솔로몬(Reed Solomon) 코드(144,140,GF(8)) 바깥 코드 역시 적용될 수 있다. 더 나아가 각각의 오디오 또는 데이터 필드에서 8 비트 CRC의 에러 검출 능력이 제공된다. 다른 측파대가 완전이 손상되더라도 이중 측파대의 여분(spare)이 하나의 측파대에서의 동작을 허용한다. 그러나, 보통 양 사이드는 부가적인 신호 파워와 코딩 이득을 제공하기 위해 결합된다. "복원된" DAB 측파대가 커다란 제 1 인접 간섭에 견뎌내어 성공적인 결합이 될 수 있도록 제 1 강한 인접 간섭을 복조하고 분리하는데 특별한 기술이 이용될 수 있다.
기준 서브캐리어는 반복적인 32 비트 BPSK 타이밍 시퀀스로 변조되고 전송에 앞서 차동 코드화된다. 기준 서브캐리어는 다양한 역할을 한다. 즉, 1) 획득(aquisition)에 있어서 서브캐리어의 모호성 해결, 2) 후속 코히어런트 검출(coherent detect)에 대한 로컬 위상 기준, 3) 채널 상태 정보 추정을 위한 간섭 표본 또한/또는 로컬 노이즈, 그리고 4) 심볼과 주파수 추적을 위한 위상 에러 정보가 그것들이다. BPSK 타이밍 시퀀스의 차동(differential) 코딩은 남은 있는 서브캐리어에 필요한 코히어런트 기준의 설정에 앞서 BPSK 타이밍 시퀀스의 검출을 가능하게 한다. 차동 검출된 패턴은 기준 서브캐리어로부터 데이터 변조를 제거하는데 사용되고 간섭 표본 또는 노이즈 뿐만 아니라 기준의 로컬 위상에 대한 정보를 남긴다. 이것은 연속적인 연판정(soft-decision) 디코딩(decoding)에 필요한 CSI를 제거하는데 이용된다.
기준 캐리어는 도 5에 도시된 것처럼 (차동 코딩에 앞서) BPSK 타이밍 시퀀스(58)를 전송하는데 이용된다. 본 발명의 바람직한 실시예는 32 비트 타이밍 시퀀스를 사용한다. 32 비트중 11 비트는 블럭 동기화 목적을 위해 고정되어 있다. 블럭 동기화 워드(또는 패턴)는 불연속 필드(60,62,64,66)에 위치해 있다. 필드(60)는 7비트를 포함하고 있고, 필드(62와 64)는 1 비트를 포함하고 있고 필드(66)는 2 비트를 포함하고 있다. 블럭 동기화 패턴의 11 비트는 남아있는 21 비트의 값에 상관없이 각각의 블럭의 경계를 유일하게 정의하기에 충분하다. 블럭 동기화 패턴은 블럭 경계를 유일하게 정의한다. 타이밍 시퀀스 역시 하이브리드/디지털 필드(68), 블럭 카운트(count) 필드(70), 모드(mode) 필드(72), 그리고 여분 필드(74)를 포함하고 있다. 블럭 카운트 필드는 32 블럭까지의 모뎀 프레임 크기를 수용할 수 있다. 모드 필드는 256 모드까지 수용할 수 있다. BPSK 타이밍 시퀀스에 있는 네 개의 가변 필드(하이브리드/디지털, 블럭 카운트, 그리고 모드)는 에러 보호를 위해 또한 차동 부호화하는 각각의 가변 필드의 종단에서 위상 기준 변화를 없애기 위해 패리티 검사가 이루어진다. 모든 기준 서브캐리어에 같은 BPSK 타이밍이 부과된다.
블럭 동기화는 BPSK 타이밍 시퀀스에 포함된 고유한 2진 비트 패턴을 인식함으로써 이루어진다. BPSK 타이밍 시퀀스 또한, 블럭 카운트 필드와 모드 필드 그리고 차후 확장을 위한 여분 비트 등의 몇몇 다른 정보를 포함한다. 블럭 또는 프레임 동기화에 대한 공통적인 기법은 기준 고유 워드와 수신된 시퀀스를 교차 상관(crosscorrelate)시킴으로써 검출될 수 있는 "고유 워드(unique word)"를 이용하는 것이다. 고유 워드의 특별한 특성은 그것이 BPSK 타이밍 시퀀스내에 있는 어떤 유효한 데이터 패턴내에서도 생성되서는 않된다는 것이다. 이것은 고유 워드 패턴이 무효 데이터 시퀀스가 되도록 데이터가 코드화될 것을 종종 요구한다. 때때로 충분히 긴 고유 워드를 사용하면 데이터 내에서 고유 워드가 발생할 확률이 수용할 만큼 작아서 데이터 코딩은 하지 않는다. 즉, 시퀀스가 모든 기준 서브캐리어 위치에서 여분으로 전송되고 블럭 카운터 필드에서 정의된 인터리버(interleaver) 블럭과 일치한다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, BPSK 타이밍 시퀀스의 총 길이(즉, 32)는 비교적 작다. 정보 필드(즉, 모드, 블럭 카운트 등등)를 위하여 32 비트의 절반 이상을 사용하는 것이 바람직하다. 만약 고유 워드가 인접한 비트들로 구성된 시퀀스로와 같이 통상적으로 정의된다면, 이 고유 워드의 길이는 32 비트의 길이의 반보다 더 커야만 한다. 이것은 BPSK 타이밍 시퀀스의 데이터 부분내에서 고유 워드가 발생하는 것을 방지한다. 더 나아가 고유 워드는 고유 워드와 데이터 필드의 부분적인 상관이 잘못된 상관을 초래하지 않도록 낮은 자동상관 값을 가진 2진 시퀀스(예를 들어. Barker-like code)일 것이다. 최대-길이 2진 시퀀스는 또한 통상 사이클 시프트되는 시퀀스(cyclically shifted sequences)의 자동상관의 특성을 최소화하는데 사용되어진다. 그러나, 이러한 최대-길이 경우에서는 모든 비트들이 정의되어 가변 필드가 수용되지 못할 것이다.
(블럭 동기화 비트를 연속적으로 배치하는 대신) 전체 BPSK 타이밍 시퀀스의 길이에 걸쳐 비트들을 주의 깊게 분산함으로써 블럭 동기화 필드의 길이를 최소화하는 것이 가능하다는 것이 본 명세서에서 예시된다. 길이 S인 블럭 동기화 필드와 함께 총 길이 L인 BPSK 타이밍 시퀀스를 고려해 보라. 더 나아가 블럭 동기 비트의 Z가 논리 0의 값을 할당받았다고 가정해보라. 그 때에 남아 있는 S-Z 블럭 동기화 비트는 논리 1이다. BPSK 타이밍 시퀀스의 사이클 시프트(cycle shifts)는 L개의 가능한 상관 값을 조사하기 위해 블럭 동기화 패턴과 교차 상관되고, 이때 할당되지 않은 비트 "블랭크" 위치는 무시한다. 물론 패턴 정합이 발생할 때 상관 값(부합 비트의 수)은 S이다.
만약 영 오프셋(zero offset)을 제외한 매 상관 오프셋에서 적어도 하나의 부정합(mismatch) 비트가 있도록 블럭 동기화 비트가 분포될 수 있다면, 그때 블럭 동기화 패턴은 모호하지 않다(unambiguous). 모호하지 않은 블럭 동기화 패턴을 갖는 길이 L인 BPSK 타이밍 시퀀스의 상측 경계는 블럭 동기화 길이 S 비트와 Z의 함수로 결정될 수 있다.
Figure 112002014344710-pct00003
더 나아가 L은 S의 함수로서 블럭 동기화 패턴이 논리 1들과 0들 사이에서 거의 균등하게 분포될 때 최대가 된다.
Figure 112002014344710-pct00004
상기 부등식을 이용해서, 길이가 L=32 비트인 BPSK 타이밍 시퀀스는 모호하지 않음, 즉 명확성을 보장하기 위해 S=8 비트 이상의 블럭 동기화 패턴을 요구한다. 사실 정확히 S=8 비트 패턴이 이런 최소 경계를 만족하는 것을 알게 되었다. 이런 최소 블럭 동기화 패턴은 적절한 위치에서 1들과 0들로 정의되고, 상관없는 위치(don't care position)에서는 X로 정의된다.
최소 블럭 동기화 패턴:0X10XX0XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX
3개의 부가적인 비트가 블럭 동기화 패턴에서 역시 고정되고 이것은 에러가 발생했을 때 잘못된 검출의 가능성을 줄여준다.
블럭 동기화 패턴: 0110010XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXX
차동 부호화된 BPSK 타이밍 시퀀스는 BPSK 논리 "1"(차동 부호화 후)을 QPSK 비트 쌍 "1,1"로 BPSK 논리 "0"(차동 부호화 후)을 QPSK 비트 쌍 "0,0"으로 배정함으로써 QPSK 기준 서브캐리어로 매핑(mapping)된다. BPSK가 차동 검출된 QPSK 보다 채널 손상과 노이즈에 더 내성이 있기 때문에 기준 서브캐리어로 BPSK가 선택된다. 더 나아가, 전 기준 서브캐리어에 걸친 BPSK 타이밍 시퀀스의 여분(redundancy)은 심지어 가장 심한 간섭과 채널 조건 하에서도 강한 기준을 생성한다.
도 6은 본 발명에 따라 디지털 오디오 방송신호를 방송할 수 있는 DAB 전송기(76)의 블럭도이다. 신호 소스(78)은 전송될 신호를 제공한다. 소스 신호는 다수의 형태를 취할 수 있다. 예를 들어, 교통 정보 같은 메시지 데이터를 나타내는 디지털 정보 신호와 또는 음악 또는 목소리를 나타내는 아날로그 신호 등이 있다. 디지털 신호 처리기(DSP) 기반 변조기(80)는 알려진 다양한 신호 처리 기술, 예를 들어, 소스 코딩, 인터리빙 그리고 순방향 에러 수정과 같은 기술들에 따라 소스 신호를 처리하여 라인(82와 84)상에 복소 베이스 밴드 신호의 동위상(in-phase) 및 직각(quadrature) 성분을 생성한다. 신호 성분은 업 컨버터(up-converter) 블럭(86)에서 주파수 시프트 업(shift up)되고, 필터링되고 높은 샘플링 속도로 보간된다. 이것은 라인 (88)상의 중간 주파수 신호 fif상에서 속도 fs인 디지털 샘플을 생성한다. 디지털-아날로그 변환기는 이 신호를 라인(92)상의 아날로그 신호로 변환한다. 중간 주파수 필터(94)는 라인(96)에서 중간 주파수 신호 fif를 만들어내기 위해 에일리어스(alias) 주파수를 차단한다. 로컬 발진기(98)는 라인(100)상에서 신호 f10를 만들어내고, 라인(104)에서 합과 차의 신호를 만들어내기 위해 혼합기(102)에 의해 라인(96)상의 중간 주파수 신호와 신호 f10가 혼합된다. 합 신호와 다른 원치 않는 상호변조 성분과 노이즈는 라인(108)에서 변조된 캐리어 신호 fc를 만들어내기 위해 영상 차단 필터(106)에 의해 차단된다. 그 후, 높은 파워 증폭기(100)는 이 신호를 안테나(112)에 송신한다.
수신기는 전송기에 대해 설명한 기능 일부의 역을 수행한다. 도 7은 본 발명에 따라 신호 처리를 수행하는 능력이 있는 라디오 수신기(114)의 블럭도이다. DAB 신호는 안테나(116)에서 수신된다. 대역통과 사전 선별 필터(preselect filter)(118)는 주파수 fc에서의 원하는 신호를 포함하여 관심 주파수 대역은 통과시키나 fc-2fif( 낮은 사이드 로브 주입 로컬 발진기)에 있는 영상 신호는 차단한다. 낮은 노이즈 증폭기(120)는 신호를 증폭시킨다. 증폭된 신호는 동조성 로컬 발진기(126)에 의해 라인(124)에서 공급된 로컬 진동자 신호 f10과 함께 혼합기(122)에서 혼합된다. 이것은 라인(128)에서 합(fc+f10)과 차(fc-f10)신호를 만들어낸다. 중간 주파수 필터(130)는 중간 주파수 신호 fif를 통과시키고 관심 변조 신호의 대역폭 밖에 있는 주파수를 감쇠시킨다. 아날로그-디지털 변환기(132)는 라인(134)에서 속도 fs로 디지털 샘플을 만들어내기 위해 클럭 신호 fs를 사용해서 동작한다. 디지털 다운 변환기(136)는 라인(138과 140)에서 낮은 샘플율의 동 위상 및 직각 신호를 만들어내기 위해 신호를 주파수 시프트시키고, 필터링시키고, 데시메이션(decimation)한다. 그 후, 디지털 신호 처리기 기반 복조기(142)는 출력 디바이스(146)에 라인(144)에서 출력 신호를 만들어내기 위해 부가적인 신호 처리를 제공한다.
코히어런트하게 검출된 QPSK 서브캐리어 심볼에 대해서 가중화(weighting)와 최대 속도 결합(maximum ratio combining)(MRC)을 이용한 연판정 비터비(Soft-decision Viterbi) 디코딩은 채널에 있는 손실을 최소화하기 위해 이용된다. 간섭과 신호 레벨은 선택적 페이딩 때문에 서브캐리어(주파수)와 시간을 통해 변하기 때문에, 적시의 채널 상태 정보는 소프트-심볼에 대한 가중화를 적응성있게 조절하기 위해 필요하다. CSI 추정 기법은 100MHZ 근처의 FM 대역에 있어서 최대 차량 속도에 대해 약 13Hz까지의 페이딩 대역폭을 수용할 수 있게 디자인되어야 한다. 비록 더 큰 확산이 어떤 환경에서 측정되었을지라도, 수 마이크로 초의 도플러 확산(Doppler spread)이 전형적이다. 기준 서브캐리어로부터의 CSI와 위상 기준 둘 다의 추정 기법의 기능 블럭도는 도 8에 도시되어 있다. 이 CSI 가중은 진폭을 조합한다
Figure 112002014344710-pct00005
여기서
Figure 112005064494859-pct00006
는 채널 이득의 공액 복소수의 추정치이고 σ2는 채널 위상 에러에 대한 위상 수정과 함께 최대 속도직교(MRC)을 위한 노이즈 가중의 추정 분산이다.
도 8의 CSI 복원 기법 동작은 서브캐리어 주파수와 OFDM 심볼의 심볼 타이밍의 획득 및 추적을 가정한다. 주파수와 심볼 타이밍 획득 기술은 순환 접두부(cyclic prefix)의 특성을 이용한다. 주파수 및 심볼 추적은 심볼에서 심볼로의 시간경과에 따른 위상 드리프트 또는 주파수(교차 서브캐리어들)의 관찰을 통해 이루어진다.
주파수와 심볼 타이밍 모두를 획득한 후에, BPSK 타이밍 시퀀스의 블럭 동기화 패턴에의 동기화가 차동 검출된 BPSK를 블럭 동기화 패턴과 교차 상관함으로써 시도된다. 차동 검출은 트레이닝(training) 서브캐리어의 위치가 초기에는 알려지지 않는다는 가정하에 모든 서브캐리어에서 수행된다. 알려진 블럭 동기화 패턴과 각각의 서브캐리어의 검출된 비트의 교차 상관이 수행된다. 서브캐리어 상관은 블럭 동기화 패턴의 모든 11 비트의 정합이 검출될 때 설정된다. 블럭 동기화 (서브캐리어 모호성 해결)는 서브캐리어 상관 수가 임계값 기준(예를 들어, 19개의 서브캐리어의 배수만큼 떨어져 이격된 4개 서브캐리어의 상관)과 일치하거나 초과할 때 설정된다.
블럭 동기화가 이루어진 후에 BPSK 타이밍 시퀀스 비트에 있는 가변 필드가 복호화될 수 있다. 이들 가변 필드의 차동 검출된 비트는, 이들의 서브캐리어 또는 비트의 몇몇이 손상되었을 때라도 복호화가 가능하도록 트레이닝 서브캐리어에 걸쳐 다수결 투표 원리에 의해 결정된다. 각각의 모뎀 프레임내에 있는 16 블럭들은 0에서 15까지 순차적으로 번호가 매겨진다. 그 후, 블럭 카운터 필드의 MSB는 블럭 카운트가 절대 15를 초과하지 않기 때문에 항상 0으로 설정된다. 모뎀 프레임 동기화는 블럭 카운터 필드를 인식하여 설정된다.
이 신호의 코히어런트 검출은 코히어런트 위상 기준를 요구한다. BPSK 타이밍 시퀀스로부터 복호화된 정보는 트레이닝 서브캐리어로부터의 변조를 제거하여 로컬 위상 기준와 노이즈에 대한 정보를 남기는데 이용된다. 도 8을 참조하면, 기준 서브캐리어에 의해 전달된 복소 트레이닝 심볼은 라인(148)에서 입력이고 심볼의 공액 복소수는 도시된 것처럼 블럭(150)에서 취하여진다. 공액 복소수는 곱셈기(154)에 의해 라인(152)에서 알려진 트레이닝 시퀀스와 곱해진다. 이것은 수신된 트레이닝 서브캐리어를 동기화되고, 복호화되고, 차동 재부호화 된 BPSK 타이밍 시퀀스와 곱함으로써 수신된 트레이닝 서브캐리어로부터 2진(+/-1)타이밍 시퀀스 변조를 제거한다. 라인(156)에서의 결과 심볼은 시간경과에 따라 결과 심볼을 평활화 하기 위해 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(158)에 의해 처리되고, 라인(160)에서 로컬 위상과 진폭의 공액 복소수 추정치를 생성해낸다. 이 값은 시간 지연소자(162)에 의해 지연되고 곱셈기(166)에 의해 라인(164)에서 노이즈 분산의 추정의 역이 곱하여진다. 노이즈 분산은 합산 점(170)에서 (지연소자(168)에 의해 제공된 적합한 시간 정렬후에) 입력 심볼로부터 라인(160)에서의 로컬 위상과 진폭의 평활화된 추정값을 뺌으로써 추정된다. 블럭(172)에서 도시된 결과를 제곱하고, 블럭(174)에서 도시된 것처럼 복잡한 노이즈 샘플을 필터링한다. 역수는 블럭(76)에 보여진 것처럼 근사화(0으로 나눔 보호(divide-by-zero protection)) 된다. 이 CSI 가중은 블럭(178)에 설명된 것처럼, 라인(180)에서 로컬 CSI 가중 결과를 만들어내기 위해 인접 트레인닝 서브캐리어의 쌍 사이에 있는 18 서브캐리어들에 걸쳐서 보간된다. 이런 CSI 가중은 블럭(184)에서 도시된 것처럼 적절히 지연된 후 라인(182)상에서 수신된 심볼을 내포하고 있는 대응 로컬 데이터를 곱하는데 사용된다. 곱셈기(186)는 그때 라인(188)상에서 연판정 출력을 생성한다.
본 발명은 USA 디지털 라디오에 의해 제안된 현존하는 AM과 FM에 있어서 성능이 향상된 강한 인-밴드 온-채널(IBOC) 디지털 오디오 방송 시스템을 제공한다. 본 발명은 추가적인 채널 할당없이 순방향 역방향 호환가능(forward and backward compatible)하다. 방송사는 현존하는 아날로그 수신기와 함께 공존성이 큰 할당된 채널 마스크내에서 디지털 신호와 아날로그 신호 둘다를 동시에 전송할 수 있다. 본 발명은 또한 방송사로 하여금 하이브리드 아날로그/디지털 신호 대신 전 디지털 신호를 전송할 수 있게 해준다. 그것은 또한 인접 채널의 간섭 또는 동일 채널 아날로그 전송의 간섭으로부터, 심지어 다수의 스테이션에서, 강한 신호 도시 환경에서도 내성이 있다. 기준 서브캐리어는 획득, 추적, 채널 상태 정보(CSI)의 추정과 코히어런트 작동을 포함하는 다양한 목적에 사용된다.
바람직한 실시예를 통해 본 발명을 설명하였지만, 당 업자라면 청구항에서 설명된 본 발명의 범주를 벗어나지 않고서 개시된 실시예를 다양하게 수정할 수 있을 것이다.

Claims (19)

  1. 디지털 오디오 방송 시스템에 대한 데이터 전송 방법에 있어서,
    복수의 직교 주파수 분할 다중화 서브캐리어(sub-carriers)를 제공하는 단계-상기 서브캐리어는 데이터 서브캐리어와 기준 서브캐리어를 포함함-와,
    전송될 정보를 나타내는 디지털 신호와 상기 데이터 서브캐리어를 변조하는 단계와,
    타이밍 비트 시퀀스(58)와 각각의 상기 기준 서브캐리어를 변조하는 단계-상기 타이밍 비트 시퀀스는 모호하지 않은 블럭 동기화 워드(60,62,64,66)를 포함하고, 블럭 동기화 워드를 포함하는 비트의 수가 상기 타이밍 시퀀스의 비트 수의 절반보다 적으며, 상기 타이밍 비트 시퀀스에서의 비트 수(L)는
    Figure 112006069808797-pct00017
    이고, 여기서 Z는 상기 블럭 동기화 워드에서 논리 0 비트의 수이며, S는 상기 블럭 동기화 워드에서의 비트의 수임-와,
    상기 직교 주파수 분할 다중화 서브캐리어를 전송하는 단계를 포함하는
    데이터 전송 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 블럭 동기화 워드는, 불연속 블럭 동기화 필드에 위치한 복수의 블럭 동기화 비트로 구성되는 데이터 전송 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 블럭 동기화 워드는, 상기 타이밍 비트 시퀀스의 비트들이 알려진 트레이닝(training) 비트 시퀀스와 상관되는 경우, 영(zero)을 제외한 모든 상관 오프셋(offset)에서 적어도 하나의 비트 부정합이 존재하도록, 상기 타이밍 비트 시퀀스에서 분배되어 있는 데이터 전송 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 타이밍 시퀀스는 다음의 비트 시퀀스, 즉
    0X10XX0XX1XXXX0XXXXXX11XXXXXXXXX
    를 포함하고, 여기서 X는 1 또는 0이 될 수 있는 데이터 전송 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 블럭 동기화 워드에 있는 논리 0 비트의 수가 상기 블럭 동기화 워드에 있는 논리 1 비트의 수와 같은 데이터 전송 방법.
  6. 복수의 직교 주파수 분할 다중화 서브캐리어상에서 데이터가 변조되고, 상기 서브캐리어는 데이터 서브캐리어와 기준 서브캐리어를 포함하며, 상기 데이터 서브캐리어는 전송될 정보를 나타내는 디지털 신호로 변조되고, 상기 기준 서브캐리어 각각은 타이밍 비트 시퀀스(58)와 변조되며, 상기 타이밍 비트 시퀀스는 모호하지 않은 블럭 동기화 워드(60,62,64,66)를 포함하되, 상기 블럭 동기화 워드를 포함하는 비트의 수는 상기 타이밍 비트 시퀀스의 비트 수의 절반보다 적으며, 상기 타이밍 비트 시퀀스에서의 비트 수(L)는
    Figure 112006069808797-pct00018
    이고, 여기서 Z는 상기 블럭 동기화 워드에서 논리 0 비트의 수이며, S는 상기 블럭 동기화 워드에서의 비트의 수인, 디지털 오디오 방송 시스템에서의 데이터 수신 방법에 있어서,
    상기 블럭 동기화 워드를 차동 검출하는 단계와,
    상기 블럭 동기화 워드를 사용하여, 전송될 정보를 나타내는 상기 디지털 신호를 코히어런트하게 검출하는 단계를 포함하는
    데이터 수신 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    채널 상태 정보를 결정하기 위해 타이밍 비트 시퀀스를 처리하는 단계를 더 포함하는 데이터 수신 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    두 개의 상기 기준 서브캐리어 사이에서 상기 데이터 서브캐리어의 그룹에 걸쳐 채널 상태 정보 신호를 보간하여, 로컬 채널 상태 정보 가중치(local channel state information weights)를 생성하는 단계와,
    상기 로컬 채널 상태 정보 가중치와 그에 대응하는 데이터 심볼을 곱하는 단계를 더 포함하는 데이터 수신 방법.
  9. 제 6 항에 있어서,
    채널 상태 정보 가중치를 결정하는 단계와,
    상기 채널 상태 가중치와 상기 데이터 서브캐리어를 위상 등화(phase equalizing)하는 단계와,
    상기 데이터 서브캐리어를 필터링하는 단계와,
    두 개의 상기 기준 서브캐리어 사이에서 상기 데이터 서브캐리어를 보간하는 단계를 더 포함하는 데이터 수신 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    채널 상태 정보를 결정하기 위해 타이밍 비트 시퀀스를 처리하는 단계가
    기준 심볼(reference symbols)을 생성하도록 상기 기준 서브캐리어로부터 타이밍 시퀀스 변조를 제거하는 단계와,
    상기 기준 심볼의 진폭과 로컬 위상을 나타내는 제 1 신호를 생성하는 단계와,
    채널 상태 정보 신호를 생성하도록 노이즈 분산(noise variance)을 나타내는 제 2 신호를 상기 제 1 신호에 곱하는 단계를 포함하는 데이터 수신 방법.
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