JP2003514435A - Ｆｍイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送の送受信方法及び装置 - Google Patents

Ｆｍイン・バンド・オン・チャンネル・デジタル音声放送の送受信方法及び装置

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Abstract

(57)【要約】 デジタル音声放送システムに用いるデータ送信方法は、データサブキャリアと、基準サブキャリアとを含む複数の直交周波数分割多重化サブキャリアを発生させ、データサブキャリアを送信すべき情報を表わすデータ信号で変調するステップを含む。基準サブキャリアは時系列ビットで変調されるが、この時系列ビットは一義的ブロック同期ワードを含み、ブロック同期ワードを構成するビットの数は、時系列ビットのビット数の半分より少ない。その後、直交周波数分割多重化サブキャリアを送信する。ブロック同期ワードを遅延検波し、ブロック同期ワードにより送信すべき情報を表わすデジタル信号を同期検波する受信機も包含される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は、デジタルデータの送受信方法及び装置に関し、さらに詳細には、デ
ジタル音声放送システムに用いるかかる方法及び装置に関する。
【０００２】 デジタル音声放送（ＤＡＢ）は、既存のアナログ放送フォーマットより優れた
デジタル品質の音声を提供するメディアである。ＡＭ及びＦＭ ＤＡＢ信号は共
に、デジタル変調信号が現在放送中のアナログＡＭまたはＦＭ信号と共存するハ
イブリッドフォーマットかまたはアナログ信号のない全デジタルフォーマットの
何れかにより送信することができる。イン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯ
Ｃ）ＤＡＢシステムは新しいスペクトルの割当てを必要としないが、その理由は
、各ＤＡＢ信号が既存のＡＭまたはＦＭチャンネルの割当てと同じスペクトルマ
スク内で同時に送信されるからである。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、スペクトルの経済
的利用を促進すると共に、放送者がデジタル品質の音声をそれらの現在の聴取者
ベースへ供給するのを可能にする。
【０００３】 １つのハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号は、アナログ変調キャリアと
、アナログ変調ホストＦＭキャリアが占有するスペクトルの上方及び下方の、Ｆ
Ｍ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至約１９９ｋＨｚ離れた領域に位置する複数
の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）サブキャリアとを組み合わせたものである
。全デジタルＩＢＯＣ ＤＡＢシステムは、アナログ変調ホスト信号がなく、上
記サブキャリアとは別に、ＦＭ中心周波数から約１００ｋＨｚ乃至約１２９ｋＨ
ｚ離れた領域に新たなサブキャリアが付加されている。これらの新しいサブキャ
リアは、主またはコア信号が失われた場合受信機が出力を発生させるために使用
可能なバックアップ信号を送信できる。
【０００４】 高品質のステレオ・コーデック・アルゴリズムの開発により、事実上、ＣＤス
テレオ品質の音声が９６ｋｂｐｓの低いレートで実現可能であることが示されて
いる。ＩＢＯＣは新しいスペクトルの割当てを必要としないが、その理由は、各
ＤＡＢ信号が既存の割当てのスペクトルマスク内で同時に送信されるからである
。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、電力レベル及び占有スペクトルにより、アナログラジオ
の聴取者にとって「トランスパレント」であるように設計されている。ＩＢＯＣ
は、スペクトルの経済的利用を促進すると共に、放送者が現在の聴取者ベースに
デジタル品質の音声を供給するのを可能にする。ＦＭ ＩＢＯＣ方式は、１９９
８年３月２７日付け米国特許出願第０９／０４９，２１０号（発明の名称："FM
In-Band On-Channel Digital Audio Broadcasting Method And Apparatus"）に
記載されている。
【０００５】 ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号は、隣接チャンネルによる干渉または他局間アナログ信
号の干渉を受けやすい。多数の放送局からの強力な電波のある都会においてもか
かる干渉に対する耐力があり、デジタル情報を低い記号レートで送信できるＩＢ
ＯＣ ＤＡＢ方式を提供することが望ましい。
【０００６】
【発明の概要】
デジタル音声放送システムに用いるデータ送信方法は、データサブキャリアと
、基準サブキャリアとを含む複数の直交周波数分割多重化サブキャリアを発生さ
せ、データサブキャリアを送信すべき情報を表わすデータ信号で変調するステッ
プを含む。基準サブキャリアは時系列ビットで変調されるが、この時系列ビット
は一義的ブロック同期ワードを含み、ブロック同期ワードを構成するビットの数
は、時系列ビットのビット数の半分より少ない。その後、直交周波数分割多重化
サブキャリアを送信する。ブロック同期ワードを遅延検波し、ブロック同期ワー
ドにより送信すべき情報を表わすデジタル信号を同期検波する受信機も包含され
る。
【０００７】
【好ましい実施例の詳細な説明】
添付図面を参照して、図１は、本発明によるハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ Ｄ
ＡＢ信号１０の信号成分の周波数割当て（スペクトル位置）及び相対的電力スペ
クトル密度を示す概略図である。ハイブリッドフォーマットは、電力スペクトル
密度がチャンネルの中心周波数バンド１６に位置する三角形１４により表わされ
る従来のＦＭステレオアナログ信号１２を含む。典型的なアナログＦＭ放送信号
の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）は、中心周波数からの勾配が約−０．３５ｄＢ
／ｋＨｚであるほぼ三角形の形状である。デジタル変調され等間隔の複数のサブ
キャリアは、アナログＦＭ信号の両側の上側波帯１８と、下側波帯２０とに位置
し、アナログＦＭ信号と同時に送信される。全てのキャリアは、米国連邦通信委
員会のチャンネルマスク２２内に納まる電力レベルで送信される。図１の垂直軸
は、従来の平均電力スペクトル密度でなくてピーク電力スペクトル密度を示す。
【０００８】 典型的なＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）の測定値は、ｄＢでほ
ぼ三角形で表わされ、中心周波数からの勾配は約−０．３６ｄＢ／ｋＨｚである
。第１の隣接ＦＭ信号は、もしあるとれば、その中心周波数の間隔は２００ｋＨ
ｚである。
【０００９】 全ＦＭ電力は、三角形の電力スペクトル密度を積分することにより求めること
ができる。
【００１０】 理想的な三角形のＦＭ電力スペクトル密度のピークは、図１に示すように、全
キャリア電力基準レベル（０ ｄＢｃ）より１３．８ｄＢ低いところにある。Ｆ
Ｍスペクトルの両側のＤＡＢ電力レベルは、全ＦＭ電力より２５ｄＢ低いところ
にある（この−２５ｄＢｃの値は特殊な干渉状況に適応するように調整可能であ
る）。１ｋＨｚの帯域幅のＤＡＢ密度は、計算することができる。ＤＡＢ信号の
電力スペクトル密度は、その全電力（−２２ｄＢ）をその帯域幅（１４０ｋＨｚ
）により割算することにより近似可能である。
【００１１】 ベースラインハイブリッドＤＡＢ方式は、ホストＦＭスペクトルの上方の１９
１個のサブキャリアと、下方の１９１個のサブキャリアとを有する。各ＤＡＢサ
ブキャリアは、ＱＰＳＫ変調されている。同相及び直交相のパルスの形状は、ス
ペクトルのサイドローブを抑制するため、root raised cosine特性を有するよう
にエッジがテイパーしている（過剰時間＝７／１２８）。このパルスの形状は矩
形パルスと比べるとスループット容量を５．２％減少させるが、マルチパスの性
能が改善され、その結果スペクトルのサイドローブが減少して、干渉が軽減する
。ベースラインＦＭ ＩＢＯＣ方式では、ホストＦＭ信号の各側に１９１個のＯ
ＦＤＭサブキャリアが位置して、ホストＦＭ中心周波数から約１２９ｋＨｚ乃至
１９９ｋＨｚ離れたスペクトルを占有する。
【００１２】 ハイブリッド信号のデジタル変調部分は、全デジタルＩＢＯＣ ＤＡＢフォー
マットで送信される全デジタルＤＡＢ信号の副集合である。図２は、２４で示す
、提案された全デジタルＦＭ ＤＡＢフォーマットのＯＦＤＭデジタルサブキャ
リアのスペクトル位置及び相対的信号電力密度レベルを示す。図１のアナログＦ
Ｍ信号は、中心周波数バンド２８に位置する拡張全デジタル信号２６と呼ぶ、オ
プションとしての別群のＯＦＤＭサブキャリアにとって代わられている。再び、
等間隔のＯＦＤＭサブキャリアは、上側波帯３０と、下側波帯３２とに位置する
。図２の全デジタルフォーマットの側波帯は、図１の側波帯より幅が広い。さら
に、全デジタルＩＢＯＣ信号の側波帯の電力スペクトル密度レベルは、ハイブリ
ッドＩＢＯＣ側波帯で許容されるレベルより約１０ｄＢ高いレベルにセットされ
ている。これにより、全デジタルＩＢＯＣ信号は、有意な性能上の利点を有する
。加えて、拡張全デジタル信号の電力スペクトル密度は、ハイブリッドＩＢＯＣ
側波帯よりも約１５ｄＢ低い。これにより、隣接のハイブリッドまたは全デジタ
ルＩＢＯＣ信号に対する干渉の問題が最小限に抑えられるかなくなると共に他の
デジタルサービスを行うための付加的な容量が得られる。
【００１３】 図３は、本発明によるＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の上側波帯の信号成分の配
置を示す概略図である。各側波帯の全ＤＡＢ電力は、そのホストＦＭ電力に関し
て約−２５ｄＢにセットされている。個々のＯＦＤＭサブキャリアは、３４４．
５３１２５Ｈｚ（４４１００／１２８）でＱＰＳＫ変調され、パルス成形（過剰
時間が７／１２８のroot raised cosine特性のパルスはガード時間として働く）
を施された後約３６３．３７２８Ｈｚ（４４１００＊１３５／８１９２）の間隔
で直交変調されている。サブキャリアの想定位置は、ＦＭ中心周波数の０から、
４００ｋＨｚの帯域幅のエッジの＋または−５５０までインデックスされている
。外側に割当てられたサブキャリアは＋または−５４６で、中心周波数は＋また
は−１９８４０２ｋＨｚである。情報を含むベースラインシステムの内側のサブ
キャリアは＋または−３５６で、中心周波数は＋または−１２９３６１ｋＨｚで
ある。基準サブキャリアは、各側波帯において、位置３５６から５６６にあり、
その間隔はサブキャリア１９個である。これらの基準サブキャリアは、情報を含
む他のサブキャリアの同期検波のための位相基準を確立するために使用する。基
準サブキャリアはまた、フレーム同期及びチャンネル状態情報（ＣＳＩ）の推定
を行うために使用する。
【００１４】 サブキャリア３５６乃至５０７は、約９６ｋｂｐｓの情報を運ぶ。サブキャリ
ア５０８乃至５４５は、さらに２４ｋｂｐｓの情報ビットを運んで、ＦＭ信号の
両側の実効コードレートをＲ＝４／５にすることができる。ベースラインシステ
ムでは、フィルタリングが不適切な受信機に導入されるノイズを減少させるため
に、デジタル変調サブキャリアを１１４ｋＨｚから±１５ｋＨｚに配置するのを
回避する。しかしながら、放送者は、スペクトルのこの部分を利用して、デジタ
ル音声信号の堅牢性を改善しそして／またはデータキャスティング能力を増加さ
せるオプションを有する。このオプションは、放送者がＦＭ信号のステレオ動作
を回避する場合に魅力的である。
【００１５】 図３に示す上側波帯３０は、サブキャリア周波数１０１，３８１ｋＨｚ乃至１
９８，７６５ｋＨｚに対応する情報を含んだサブキャリア２８０乃至５４６より
成る。サブキャリア５４６は基準サブキャリアである。上側波帯は、幾つかのグ
ループ３４、３６、３８、４０に分割された状態で示してある。グループ３４は
、主チャンネルを表わし、サブキャリア３５６乃至５０７を含む。主チャンネル
のサブキャリアは、符号化アルゴリズムのデータビットより成る放送すべきプロ
グラム材料を毎秒少なくとも９６，０００ビット（ｋｂｐｓ）のレートで送信す
るために使用する。主チャンネルは、付属的及び補助的なデータを含んでもよい
。サブキャリアの位置５０８乃至５４５を占有する第２のグループのキャリア３
６は、パリティビットの送信に使用する。これらのサブキャリアは、チャンネル
の中心に近い所に位置するサブキャリアと比べると干渉により損なわれやすいも
のである。外側のＱＦＤＭサブキャリア上には、消耗性の最も高いコードビット
が配置される。消耗性の高いビットは、組み合わせたコードの自由距離または符
号化利得への寄与が最も少なく、コードのエラー訂正能力にとっての重要度が最
も低い。従って、これらの消耗性の高いビットを運ぶために最も弱いサブキャリ
アを使用する。
【００１６】 サブキャリアの別のグループ３８は、本発明の全デジタル方式の実施例では、
パリティビットまたはオプションデータを運ぶために使用する。このグループの
サブキャリアは、ハイブリッド方式において、中心周波数バンドのアナログ信号
が、例えばステレオ情報を除去することによりスケールバックされる場合に使用
する。サブキャリアのグループ４０は、サブキャリア位置２８０乃至３１７を包
含し、全デジタル方式の例では、プログラム材料の遅延バックアップバージョン
を、例えば２４ｋｂｐｓの低いデータレートで送信するために使用する。このグ
ループのサブキャリアは、アナログベースバンド信号をさらにスケールバックし
ない限りハイブリッド方式では使用しない。全デジタル方式の例では、グループ
４０のサブキャリアは、主チャンネルの送信信号が失われた場合に使用可能なデ
ータを運ぶ。位置５４６のサブキャリアは基準信号４２を表わす。ＤＡＢの上側
波帯のサブキャリアは、各々が１９個のサブキャリアより成るグループ４４に分
割され、各グループのサブキャリア０は基準サブキャリアである。
【００１７】 図４に示す下側波帯のサブキャリアの配置は、上側波帯のサブキャリアの配置
と鏡像関係にあり、インデックス及び周波数が負である。下側波帯の主チャンネ
ル４６は、−３５６乃至―５０７のサブキャリアを含み、上側波帯の主チャンネ
ルで送信されるものと同じプログラム材料を送信するが、使用するパンクチャド
畳み込み符号化法はＤＡＢの上側波帯に用いるものと相補的である。グループ４
８、５０、５２のサブキャリアは、上側波帯のグループ３６、３８、４０のサブ
キャリアと同じ態様で使用される。位置５４６のサブキャリアは、基準信号５４
を送信するために使用する。ＤＡＢの上側波帯にサブキャリアは、各々が１９個
のサブキャリアより成るグループ５６に分割され、各グループのサブキャリア０
は基準サブキャリアである。
【００１８】 両側波帯のサブキャリアは、直交周波数分割多重化を使用し、相補的パンクチ
ャド畳み込み（ＣＰＣ）コードを用いてＦＥＣ符号化される。ＣＰＣコードは当
該技術分野で公知であり、例えば、S. Kallel,"Complementary Punctured Convo
lution (CPC) Codes and Their Applications", IEEE Trans. Comm., Vol. 43,
No. 6, pp. 2005-2009, June, 1995を参照されたい。９６ｋｂｐｓの主チャンネ
ルは、ハイブリッド方式と全デジタル方式の両方で同じようにフォーマットされ
る。この主チャンネルはＤＡＢの両側波帯に亘りＣＰＣコードを用いて符号化さ
れるため、レートが１／２のＣＰＣコードとなる。
【００１９】 サブキャリア５０８乃至５４５（上及び下側波帯）は、ＣＰＣコードの別のパ
リティビットかまたはハイブリッド及び全デジタル方式の両方でデータを運ぶ。
ここで、パリティビットを送信すると、各側波帯について独立に、主チャンネル
に亘るＦＥＣコードレートがＲ＝１／２からＲ＝２／５またはＲ＝４／５へ改善
される。隣接チャンネルによるＦＭ干渉が存在する場合、これらの外側ＯＦＤＭ
サブキャリアは最も損なわれやすく、上及び下側波帯の干渉はそれぞれ独立であ
る。ＦＭ放送信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）はほぼ三角形であるため、干
渉は、ＯＦＤＭサブキャリアが第１の隣接する信号の周波数に近付くに従って増
加する。パリティビットを送信する場合、この一様でない干渉に対処して情報通
信の堅牢性が得られるように、符号化及びインターリービングを特に調整すると
よい。
【００２０】 上側波帯のグループ３８のサブキャリア３１８乃至３５５及び下側波帯のグル
ープ５０のサブキャリア−３１８乃至―３５５は、ＣＰＣコードの別のパリティ
ビットかまたはデータを運ぶことができる。この選択はハイブリッド方式ではオ
プションであるが、全デジタル方式では必ず行なわなければならない。ここで、
パリティビットを送信すると、ＤＡＢの各独立の側波帯について、主チャンネル
に亘るＦＥＣコードレートがＲ＝１／２からＲ＝２／５またはＲ＝４／５に改善
される。パリティビットを３１８乃至３５５及び５０８乃至５４５（及び下側波
帯の対応サブキャリア）の両方の領域で送信する場合、全体のコードレートは、
ＤＡＢの各独立の側波帯につきＲ＝１／３またはＲ＝２／３である。
【００２１】 全デジタル方式は、上側波帯のグループ４０のサブキャリア２８０乃至３１７
と、下側波帯のサブキャリア−２８０乃至−３１７を利用して、主チャンネルの
データの低いデータレートのバージョン、例えば、２４ｋｂｐｓの埋め込まれた
コードを運ぶ。この低いレートのバックアップデータは、時間ダイバーシティを
用いて性能を向上させるために遅延される。全デジタル方式のこのバックアップ
データは、本願の出願人の１９９７年１０月９日付け米国特許出願第０８／９４
７，９０２号（発明の名称："A System And Method For Mitigating Intermitte
nt Interruption In An Audio Radio Broadcast System"）に記載されたハイブ
リッド方式のアナログＦＭ混合信号にとって代わるものである。主チャンネルの
データが損なわれている場合、バックアップデータを音声セグメントに詰め込む
ことができる。バックアップデータは主チャンネルのデータビットの埋め込んだ
副集合より成るため、バックアップにより主チャンネルのエラー保護を増強する
ことが可能となる。
【００２２】 全デジタル方式では、図２の中心周波数バンド２８内にあるインデックスが−
２７９乃至２７９のサブキャリアを、ＤＡＢ容量の拡張のためにオプションとし
て用いることができる。符号化なしのこの「拡張された」帯域幅に亘るチャンネ
ルビットレートは、約３８４ｋｂｐｓである。この帯域幅の半分は第１の隣接す
るＤＡＢ信号により損なわれる可能性があるため、ＣＰＣ ＦＥＣ符号化法を拡
張帯域幅の各半分に適用する必要がある。即ち、サブキャリア１乃至２７９がサ
ブキャリア−１乃至−２７９と同じ情報を運ぶようにしなければならない。そう
すると、２つの半分のうち何れかが損なわれた状態でも、残りの半分にレートが
２／３の相補的なコードが依然として存在する。この場合、レートが１／３の符
号化の後の情報容量は約１２８ｋｂｐｓである。
【００２３】 拡張された全デジタルバンドは、最初の隣接するハイブリッドまたは全デジタ
ルの干渉源だけによる干渉に曝される。現在の保護マスクガイドラインの下では
、第１の隣接する干渉源の最大レベルはホスト局に関して−６ｄＢである。この
第１の隣接干渉源が全デジタルＩＢＯＣである場合、その干渉源は拡張バンドの
その半分より最大１４ｄＢ高くなることがある。拡張バンドは、干渉源のスペク
トル密度が拡張バンド信号とほぼ同じレベルであれば、符号化利得に積極的に寄
与し始める。これは全デジタルの第１の隣接干渉源が、拡張バンドのその半分が
利用可能であるためには、対象となる信号より少なくとも２０ｄＢ低く（２０ｄ
Ｂ ｄｉ／ｄｕ）なければならないことを意味する。この拡張データの受信は両
方の第１の隣接干渉源のレベルが−２０ｄＢであっても可能であるが、フェージ
ングでの堅牢な受信を行なうためには、恐らく、少なくとも１つの第１隣接干渉
源が−３０ｄＢもしくはそれよりも以下であることが必要であろう。
【００２４】 隣接チャンネルによる干渉が存在する場合、外側のＯＦＤＭサブキャリアは最
も損なわれやすく、上側波帯と下側波帯の干渉はそれぞれ独立無関係である。Ｆ
Ｍ放送信号のＰＳＤはほぼ三角形であるため、干渉は、ＯＦＤＭサブキャリアが
第１の隣接する信号の周波数に近付くに従って増加する。符号化及びインターリ
ービングは、情報通信が堅牢性を有するようにこの一様でない干渉に対処すべく
特に調整される。
【００２５】 ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムは、ＦＭキャリアの各ＤＡＢ側波帯（上または下）
上で全てのデジタル音声情報を送信する。ベースラインシステムを超える別のサ
ブキャリアを、レートが１／３のＦＥＣコードの全てのコードビットの送信を可
能にするように作動することができるが、ベースラインシステムは２／５のコー
ドレートを使用する。各側波帯は検波及び復号を独立に行うことが可能であり、
ＦＥＣ符号化利得はレート４／５（オプションとして、レート２／３）の畳み込
みコードにより得られる。オプションとしてのリードソロモンコード（１４４、
１４０、ＧＦ（８））外側コードも適用できる。各音声またはデータフィールド
に対して８ビットのＣＲＣによりさらなるエラー検出能力が与えられる。側波帯
の２倍の冗長性により、一方の側波帯が完全に損なわれた状態でも、もう一方の
側波帯での動作が可能である。しかしながら、通常は両方の側波帯を組み合わせ
て、信号出力及び符号化利得を増加させる。強力な第１の隣接干渉源を復調分離
する特別な方式を用いることにより、「復元される」ＤＡＢ側波帯をうまく組み
合わせて強力な第１の隣接干渉源に対する耐力が得られるようにすることが可能
である。
【００２６】 基準サブキャリアは、送信前に差動符号化される反復性の３２ビットＢＰＳＫ
時系列により変調される。この基準サブキャリアは、多数の目的のために、即ち
、１）捕捉時におけるサブキャリアのあいまい性の解消、２）後で行なう同期検
波のためのローカルな位相基準、３）チャンネル状態情報を推定するためのロー
カルなノイズ及び／または干渉サンプル、及び４）周波数及び記号トラッキング
のための位相エラー情報として働く。ＢＰＳＫ時系列の差動符号化により、残り
のサブキャリアに必要な同期基準を確立する前にＢＰＳＫ時系列を検出すること
ができる。その後、遅延検波されたパターンを用いて基準サブキャリアから変調
データを除去し、その基準のローカルな位相に関する情報だけでなくノイズまた
は干渉のサンプルを残るようにする。これは、後で行う軟決定復号に必要なＣＳ
Ｉの推定に使用する。
【００２７】 基準サブキャリアは、図５に示すように、（差動符号化の前に）ＢＰＳＫ時系
列５８を送信するために使用する。本発明の好ましい実施例は、３２ビットの時
系列を使用する。３２ビットのうち１１ビットは、ブロック同期のために固定さ
れている。ブロック同期ワード（またはパターン）は、隣接関係にないフィール
ド６０、６２、６４、６６に配置する。フィールド６０は７ビット、フィールド
６２と６４はそれぞれ１ビット、フィールド６６は２ビットを含む。ブロック同
期パターンの１１ビットは、残り２１ビットの値とは無関係に各ブロックの境界
を一義的に画定するに十分である。ブロック同期パターンは、ブロックの境界を
一義的に画定する。この時系列はまた、ハイブリッド／デジタルフィールド６８
、ブロックカウントフィールド７０、モードフィールド７２及びスペアフィール
ド７４を含む。ブロックカウントフィールドは、最大３２ブロックのモデムフレ
ームを収容できる。モードフィールドは、最大２５６モードを収容できる。ＢＰ
ＳＫ時系列の４つの可変フィールド（ハイブリッド／デジタル、スペア、ブロッ
クカウント及びモード）は、エラーに対する保護だけでなく各可変フィールドの
端部における差動符号化による位相基準の変化をなくするために、パリティチェ
ックされる。同じＢＰＳＫタイミングが全ての基準サブキャリアに対して適用さ
れる。
【００２８】 ブロックの同期は、ＢＰＳＫ時系列内に含まれるビットのユニークな２進パタ
ーンを認識することにより確立される。ＢＰＳＫ時系列はまた、ブロックカウン
トフィールド、モードフィールド及び将来の拡張のための幾つかのスペアビット
を含む他の情報を多少含む。ブロックまたはフレーム同期に常用する方法は、受
信する時系列を基準ユニークワードと交差相関すると検出できる「ユニークワー
ド」を使用するものである。ユニークワードの特性は、ＢＰＳＫ時系列内の如何
なる有効なデータパターン内にも存在してはならないということである。これに
より、ユニークワードパターンが無効のデータ時系列となるようなデータの符号
化が必要になることがしばしばある。場合によっては、データの符号化する代わ
りに、十分に長いユニークワードを使用して、データ内においてそのワードが生
じる蓋然性を受け入れ可能な程小さくし、その時系列を全ての基準サブキャリア
の位置で冗長的に送信し、ブロックカウントフィールドにおいて画定されるイン
ターリーバのブロックと一致するようにする。
【００２９】 本発明の好ましい実施例において、ＢＰＳＫ時系列の全長（即ち、３２ビット
）は最初は比較的小さい。情報フィールド（即ち、モード、ブロックカウントな
ど）に３２ビットの半分以上を用いるのが望ましい。ユニークワードを一連の隣
接ビットとして従来のように定義する場合、このユニークワードの長さは３２ビ
ットの時系列の長さの半分より大きくなければならない。これにより、ＢＰＳＫ
時系列のデータ部分内にユニークワードが存在する可能性がなくなる。さらに、
ユニークワードは自己相関値が低い２進時系列（例えば、Barker-like code）で
あるため、ユニークワード及びデータフィールドとの部分的な相関があっても、
それらは誤った相関にならない。最大長の２進時系列も、循環けた移動時系列の
自己相関性を最小限に抑えるために常用されるが、全てのビットは、可変フィー
ルドが含まれないように最大長のケースとして定義される。
【００３０】 ここでは、ビットをＢＰＳＫ時系列全体の長さに亘って注意深く分布させるこ
とにより（ブロック同期ビットを連続分布させるのではなく）ブロック同期フィ
ールドの長さを最小限に抑えることができることを示す。全長がＬでブロック同
期フィールドの長さがＳであるＢＰＳＫ時系列を考える。さらに、ブロック同期
ビットのＺに論理０の値が割当てられていると仮定する。その場合、残りのＳ−
Ｚブロック同期ビットは論理１である。ＢＰＳＫ時系列の循環けた移動をブロッ
ク同期パターンと交差相関することにより、Ｌ個の可能な相関値をチェックし、
割当てのないビットの“空白”位置を無視する。もちろん、パターンがマッチす
る場合の相関値（マッチするビットの数）はＳである。
【００３１】 ブロック同期ビットを、オフセット０を除いて全ての相関オフセットに少なく
とも１つのビットミスマッチが存在するように分布できる場合、ブロック同期パ
ターンは一義的である。一義的なブロック同期パターンを有するＢＰＳＫ時系列
の長さＬの上方境界は、Ｓビットのブロック同期の長さとＺの関数により求める
ことができる。
【００３２】 さらに、Ｌは、ブロック同期パターンが論理１と０との間でほぼ一様に分布さ
れている場合に限りＳの関数として最大限にされる。
【００３３】 上記の不等式によると、長さＬ＝３２ビットのＢＰＳＫ時系列は、一義性を保
証するためには、Ｓ＝８ビット以上のブロック同期パターンが必要である。実際
、正確にＳ＝８ビットのパターンが最小の境界に合致することがわかっている。
この最小のブロック同期パターンは、適当な位置の１及び０と、どうでもよい位
置のＸとで定義される。
【００３４】 最小ブロック同期パターン：０Ｘ１０ＸＸ０ＸＸ１ＸＸＸＸ０ＸＸＸＸＸＸ１
１ＸＸＸＸＸＸＸＸＸ ブロック同期パターンにさらに３個のビットが固定され、これは、ビットエラ
ーが存在する時の誤検出の蓋然性を減少する。
【００３５】 ブロック同期パターン：０１１００１０ＸＸ１ＸＸＸＸ０ＸＸＸＸＸＸ１１Ｘ
ＸＸＸＸＸＸＸＸ 差動符号化ＢＰＳＫ時系列は、ＢＰＳＫ論理“１”（差動符号化の後）をＱＰ
ＳＫビット対“１，１”に割当て、またＢＰＳＫ論理“０”（差動符号化の後）
をＱＰＳＫビット対“０，０”に割当てることにより、ＱＰＳＫ基準サブキャリ
ア上にマッピングされる。ＢＰＳＫが基準サブキャリアについて選択されるが、
その理由は、遅延検波ＱＰＳＫと比べるとノイズ及びチャンネル損傷に対する耐
力が大きいからである。さらに、ＢＰＳＫ時系列の全ての基準サブキャリアに亘
る冗長性により、干渉及びチャンネル状態が最も厳しい状況の下でも堅牢性のあ
る基準が得られる。
【００３６】 図６は、本発明に従ってデジタル音声放送信号を放送できるＤＡＢ送信機７６
のブロック図である。信号源７８は送信すべき信号を与える。この信号源の信号
は、多数の形態、例えば、声または音楽を表わすアナログプログラム信号及び／
または交通情報のようなメッセージデータを表わすデジタル情報信号がある。デ
ジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を利用する変調器８０は、源符号化、インター
リービング及び前方誤り訂正のような種々の公知の信号処理法によりソース信号
を処理して、ライン８２、８４上に複合ベースバンド信号の同相及び直交相成分
を発生させる。これらの信号成分は、アップコンバータブロック８６において、
周波数をシフトアップされ、フィルタリングを施され、補間されて高いサンプリ
ングレートとなる。これにより、ライン８８上に中間周波数信号ｆifのレートｆ s のデジタルサンプルが発生する。デジタル−アナログコンバータ９０は、その
信号をライン９２上のアナログ信号へ変換する。中間周波数フィルタ９４は、折
り返し周波数を除去して、ライン９６上に中間周波数信号ｆifを発生させる。局
部発振器９８は、ライン１００上に信号ｆloを発生させ、この信号をライン９６
上の中間周波数信号とミキサー１０２により混合されて、ライン１０４上の和と
差の信号となる。和の信号及び他の望ましくない相互変調成分並びにノイズは、
イメージリジェクトフィルタ１０６により除去され、ライン１０８の上の変調済
みキャリア信号ｆcとなる。その後、高出力増幅器１１０がこの信号を増幅して
アンテナ１１２へ送る。
【００３７】 受信機は、送信機で説明した機能の一部の逆を実行する。図７は、本発明に従
って信号を処理できるラジオ受信機１１４のブロック図である。ＤＡＢ信号はア
ンテナ１１６で受ける。バンドパスプリセレクトフィルタ１１８は、周波数ｆc
の所望の信号を含む対象周波数帯域を通過させるが、ｆc−２ｆifのイメージ信
号（低いサイドローブを注入する局部発振器の）を除去する。低ノイズ増幅器１
２０はこの信号を増幅する。増幅された信号は、ミキサー１２２において、同調
可能局部発振器１２６からライン１２４へ供給される局部発振器信号へｆloと混
合される。これにより、ライン１２８上に和の信号（ｆc＋ｆlo）と差の信号（
ｆc−ｆlo）とが得られる。中間周波数フィルタ１３０は、この中間周波数信号
ｆifを通過させるが、対象となる変調済み信号の帯域幅の外側の周波数成分は減
衰させる。アナログ−デジタルコンバータ１３２は、クロック信号ｆsを用いて
動作することにより、ライン１３４上にレートｆsでデジタルサンプルを発生さ
せる。デジタルダウンコンバータ１３６は、この信号の周波数をシフトし、フィ
ルタリング及びデシメーションを施して、ライン１３８と１４０上に、低サンプ
リングレートの同相及び直交相信号を発生させる。デジタル信号プロセッサを用
いる復調器１４２は、さらに信号処理を行なって、出力装置１４６のための出力
信号をライン１４４上に発生させる。
【００３８】 同期検波されたＱＰＳＫサブキャリア記号について、重み付けと最大比率を組
み合わせた（ＭＲＣ）軟判定ビタビ復号法を使用して、チャンネルに亘る損失を
最小限に抑える。干渉及び信号レベルは選択的フェージングによりサブキャリア
（周波数）及び時間に亘って可変であるため、軟記号の重み付けを適応的に調整
するためにはタイムリーなチャンネル状態情報（ＣＳＩ）が必要である。ＣＳＩ
推定法は、１００ＭＨｚの周りのＦＭバンドにおける最大の車両速度について最
大約１３Ｈｚのフェージング帯域幅に適応するように設計する必要がある。数マ
イクロ秒のドップラー分散が典型的であるが、状況によっては大きな分散が測定
されている。図８は、位相基準と、基準サブキャリアからのＣＳＩとの両方を推
定する方法の機能的ブロック図である。このＣＳＩの重みは、最大比率の組み合
わせ（ＭＲＣ）の振幅の重みを、チャンネル位相エラーの位相訂正量と組み合わ
せたものである。
【００３９】 上式において、 はチャンネル利得の複素共役の推定値であり、σ2はノイズのばらつきの推定値
である。
【００４０】 図８のＣＳＩ復元法の動作は、サブキャリアの周波数の捕捉及び追跡と、ＯＦ
ＤＭ記号の記号タイミングとを想定している。周波数及び記号タイミング捕捉方
法は、循環プレフィックスの特性を利用する。周波数及び記号の追跡は、時間ま
たは周波数（サブキャリアに亘る）に亘って記号から記号への位相ドリフトを観
察することにより行なわれる。
【００４１】 周波数と記号タイミングの両方を捕捉した後、ＢＰＳＫ時系列のブロック同期
パターンへの同期は、遅延検波されたＢＰＳＫ時系列をブロック同期パターンと
交差相関することにより試みる。遅延検波は、トレーニングサブキャリアの位置
を最初知られていないと仮定して全てのサブキャリアに亘って行なう。既知のブ
ロック同期パターンと各サブキャリアの検出ビットとを交差相関する。サブキャ
リアの相関は、ブロック同期パターンの１１ビット全てのマッチを検出した時宣
言する。ブロック同期（及びサブキャリアあいまい性の解消）は、サブキャリア
の相関数がしきい基準値（例えば、１９個のサブキャリアの倍数だけ離隔した４
個のサブキャリアの相関）に合致するかそれを超えると確立される。
【００４２】 ブロック同期が確立されると、ＢＰＳＫ時系列の可変フィールドを復号するこ
とができる。これらの可変フィールドの遅延検波ビットは、これらのサブキャリ
アまたはビットの一部が損なわれタ状態にある時復号が可能なようにトレーニン
グサブキャリアに亘って多数決方式で決定する。各モデムフレーム内の１６個の
ブロックに逐次０から１５の番号を付す。そうすると、ブロックカウントフィー
ルドのＭＳＢは常に０にセットされるが、その理由はブロックカウントは決して
１５を超えないからである。モデムフレームの同期は、ブロックカウントフィー
ルドを知ることによって行なう。
【００４３】 この信号を同期検波するには、コヒーレントな位相基準が必要である。ＢＰＳ
Ｋ時系列からの復号情報を用いて、トレーニングサブキャリアから変調信号を除
去し、ローカル位相基準及びノイズについての情報を残す。図８を参照して、基
準サブキャリアにより運ばれる複素トレーニング記号はライン１４８に入力され
、その記号の複素共役をブロック１５０に示すように取る。複素共役を、乗算器
１５４により、ライン１５２上の既知のトレーニングシーケンスと乗算する。こ
れにより、受信したトレーニングサブキャリアと、同期され、復号され且つ差動
再符号化されたＢＰＳＫ時系列とを乗算して、受信したトレーニングサブキャリ
アから二進（＋／−１）時系列変調を除去する。ライン１５６上にその結果得ら
れる記号を、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ１５８により処理して、そ
の結果得られる記号を時間に亘り滑らかにすると、ライン１６０上にローカル位
相及び振幅の複素共役推定値が得られる。この値は、時間遅延手段１６２で遅延
させた後、乗算器１６６によりライン１６４上のノイズ分散値の逆数の推定値と
乗算する。ノイズ分散値は、ライン１６０上のローカル位相及び振幅の滑らかに
された推定値を、加算点１７０において、入力記号から減算する（遅延手段１６
８により時間を適当に整列させた後）ことにより推定する。次に、ブロック１７
２で示すようにその結果を自乗し、ブロック１７４で示すように複素ノイズサン
プルをフィルタにかける。その逆数は、ブロック１７６で示すように近似する（
０での割算による保護）。このＣＳＩの重みは、ブロック１７８で示すように、
隣接するトレーニングサブキャリアの対の間に１８個のサブキャリアに亘って補
間することにより、ライン１８０上にローカルＣＳＩの重みを得る。これらのＣ
ＳＩの重みをその後使用して、ライン１８２上に受信した対応するローカルデー
タ記号を乗算するが、これは、それらがブロック１８４で示すように適当に遅延
した後である。その後、乗算器１８６はライン１８８上に軟判定出力を発生する
。
【００４４】 本発明は、既存のＡＭ及びＦＭ放送と比べて改善された性能を有する、本願の
出願人により提案された堅牢性をあるイン・バンド・オン・チャンネル（ＩＢＯ
Ｃ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）方式を提供する。本発明は、さらにチャンネル
スペクトルを割当てることなく前方及び後方の両方においてコンパチブルである
。放送者は、割当てられたチャンネルマスク内でアナログ信号とデジタル信号と
を同時に送信できるため、既存のアナログ受信機との完全なコンパチビリティー
が得られる。本発明によると、放送者はハイブリッドアナログ／デジタル信号の
代わりに全デジタルの信号を送信することもできる。これはまた、隣接のチャン
ネルによる干渉、または、例えば多数の放送局のある電波の強い都会においても
他局のアナログ送信による干渉に対して耐力を有する。基準サブキャリアは、捕
捉、追跡及びチャンネル状態情報（ＣＳＩ）の推定並びにコヒーレントな動作を
含む多数の目的のために使用される。
【００４５】 本発明を好ましい実施例につき説明したが、当業者は、頭書の特許請求の範囲
に記載された本発明の範囲から逸脱することなく図示説明した実施例に対して種
々の変形例及び設計変更を想到できることがわかるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、ハイブリッドＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の信号成分の周波数割当て
及び相対的電力スペクトル密度を示す概略図である。
【図２】 図２は、全デジタルＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の信号成分の周波数割当て及
び相対的電力スペクトル密度を示す概略図である。
【図３】 図３は、本発明によるＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の上側波帯の周波数割当て
を示す概略図である。
【図４】 図４は、本発明によるＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ信号の下側波帯の周波数割当て
を示す概略図である。
【図５】 図５は、本発明の好ましい実施例によるＢＰＳＫ時系列の概略図である。
【図６】 図６は、本発明に従ってフォーマットされる信号を送信可能なデジタル音声放
送システムに用いる送信機のブロック図である。
【図７】 図７は、本発明によりフォーマットされる信号を受信可能なデジタル音声放送
システムに用いる受信機の機能的ブロック図である。
【図８】 図８は、図７の受信機に用いるチャンネル状態推定方法を示すブロック図であ
る。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年１０月３日（２００１．１０．３）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００４】 高品質のステレオ・コーデック・アルゴリズムの開発により、事実上、ＣＤス
テレオ品質の音声が９６ｋｂｐｓの低いレートで実現可能であることが示されて
いる。ＩＢＯＣは新しいスペクトルの割当てを必要としないが、その理由は、各
ＤＡＢ信号が既存の割当てのスペクトルマスク内で同時に送信されるからである
。ＩＢＯＣ ＤＡＢは、電力レベル及び占有スペクトルにより、アナログラジオ
の聴取者にとって「トランスパレント」であるように設計されている。ＩＢＯＣ
は、スペクトルの経済的利用を促進すると共に、放送者が現在の聴取者ベースに
デジタル品質の音声を供給するのを可能にする。ＦＭ ＩＢＯＣ方式は、本出願
人のＰＣＴ公開公報第ＷＯ ９９／５０９８０号（発明の名称："FM In-Band On
-Channel Digital Audio Broadcasting Method And Apparatus"）に記載されて
いる。 ＰＣＴ公開公報第ＷＯ ９５／０７５８１号は、一定振幅ゼロ自己相関(CAZAC
)ビット時系列を含むＯＦＤＭシステムにおいて基準信号を送信する方法を開示
している。 Brian Kroefer et al.の論文"Robust Modem And Coding Techniques For FM H
ybrid IBOC DAB", IEEE transactions on Broadcasting, Vol. 43, No. 4, Dece
mber 1997は、ＦＭデジタル音声放送システムの信号符号化法を開示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ベイアド，ジェフリー，エス アメリカ合衆国 メリーランド州 21044 コロンビア オールド・ウッズ・ウェイ 10882 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デジタル音声放送システムのデータ送信方法であって、 データサブキャリア及び基準サブキャリアを含む複数の直交周波数分割多重化
    サブキャリアを発生させ、 データサブキャリアを送信すべき情報を表わすデジタル信号により変調し、 一義的ブロック同期ワードを含み、このブロック同期ワードを構成するビット
    の数が時系列のビット数の半分より小さい時系列ビットにより基準サブキャリア
    を変調し、 直交周波数分割多重化サブキャリアを送信するステップより成るデジタル放送シ
    ステムのデータ送信方法。
  2. 【請求項２】 基準サブキャリアは差動符号化される請求項１の方法。
  3. 【請求項３】 ブロック同期ワードは、非連続的ブロック同期フィールドに
    配置された複数のブロック同期ビットより成る請求項１の方法。
  4. 【請求項４】 ブロック同期ワードは、時系列ビットのうちのビットが既知
    の連続するトレーニングビットと相関されると、０を除き各相関オフセットに少
    なくとも１つのビットミスマッチがあるように、時系列ビットに分布される請求
    項３の方法。
  5. 【請求項５】 時系列ビットはさらに、 ブロックカウントフィールドと、 モードフィールドと、 ハイブリッド／デジタルフィールドとを含む請求項１の方法。
  6. 【請求項６】 時系列ビットのビット数（Ｌ）は、 上式において、Ｚはブロック同期ワードにおける論理０ビットの数であり、Ｓは
    ブロック同期ワードにおけるビット数である請求項１の方法。
  7. 【請求項７】 ブロック同期ワードにおける論理０ビットの数は、ブロック
    同期ワードにおける論理１ビットの数に等しい請求項１の方法。
  8. 【請求項８】 ブロック同期ワードは８ビットより成り、時系列は３２ビッ
    トより成る請求項３の方法。
  9. 【請求項９】 基準サブキャリアは、周波数において１９個のサブキャリア
    の位置だけ離隔している請求項１の方法。
  10. 【請求項１０】 時系列ビットは、二進位相シフトキーイングにより差動符
    号化される請求項１の方法。
  11. 【請求項１１】 差動符号化された時系列ビットは、直角位相シフトキーイ
    ングにより基準サブキャリア上にマッピングされる請求項１０の方法。
  12. 【請求項１２】 時系列ビットは、各基準サブキャリア上で送信される請求
    項１の方法。
  13. 【請求項１３】 デジタル音声放送システムにおいてデータを受信する方法
    であって、このデータは、データサブキャリア及び基準サブキャリアを含む複数
    の直交周波数分割多重化サブキャリア上に変調され、データサブキャリアは送信
    すべき情報を表わすデジタル信号を含み、基準サブキャリアは一義的ブロック同
    期ワードを含む時系列ビットにより変調され、ブロック同期ワードを構成するビ
    ットの数は時系列ビットの数の半分より少なく、前記方法は、 ブロック同期ワードを遅延検波し、 ブロック同期ワードを使用して、送信すべき情報を表わすデジタル信号を同期
    検波するステップより成るデジタル音声放送システムにおけるデータの受信方法
    。
  14. 【請求項１４】 時系列ビットを処理してチャンネルの状態情報を求めるス
    テップをさらに含む請求項１３の方法。
  15. 【請求項１５】 一群のデータサブキャリアに亘って基準サブキャリアのう
    ちの２つのサブキャリアの間にチャンネル状態情報信号を補間することにより、
    ローカルチャンネル状態情報の重みを求め、ローカルチャンネル状態情報の重み
    とそれに対応するデータ記号とを乗算するステップをさらに含む請求項１４の方
    法。
  16. 【請求項１６】 チャンネル状態情報の重みを求め、 データサブキャリアをチャンネル状態の重みにより位相等化し、 データサブキャリアをフィルタリングし、 データサブキャリアを基準サブキャリアのうちの２つのサブキャリアの間に補
    間するステップをさらに含む請求項１４の方法。
  17. 【請求項１７】 時系列ビットを処理してチャンネル状態情報を求めるステ
    ップは、 基準サブキャリアから時系列ビットの変調を除去して基準記号を求め、 基準記号のローカル位相及び振幅を表わす第１の信号を発生させ、 ノイズ分散を表わす第２の信号に第１の信号を乗算してチャンネル状態情報信
    号を発生させるステップより成る請求項１３の方法。
  18. 【請求項１８】 時系列ビットを処理してチャンネル状態情報と位相基準と
    を求めるステップをさらに含む請求項１３の方法。
  19. 【請求項１９】 データサブキャリアを位相等化し、 データサブキャリアをフィルタリングし、 一群のデータサブキャリアに亘って基準サブキャリアのうちの２つのサブキャ
    リアの間にチャンネル状態情報信号を補間することにより、ローカルチャンネル
    状態情報の重みを発生させ、 ローカルチャンネル状態情報の重みと、それに対応するデータ記号とを乗算す
    るステップをさらに含む請求項１８の方法。
JP2001537186A 1999-11-10 2000-11-10 デジタル音声放送システムにおけるデータ送信及び受信方法 Expired - Lifetime JP4864263B2 (ja)

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